RAPORT STIINTIFIC SI TEHNIC – ETAPA II Proiect
PN-III-P1-1.1-PD-2016-0535 no. 58/2.05.2018
Cuprins 1. Fabricarea si caracterizarea probei de MoS2 pe o
placheta de 4 inch de HRSi 2 1.1. Fabricarea probei de MoS2 pe
substrat de Al2O3/HRSi 2 1.2. Spectroscopie Raman 2 1.3. Alte
masuratori pentru caracterizare probei de MoS2 pe substrat de
Al2O3/HRSi 4 2. Proiectarea, simularea, fabricarea si
caracterizarea experimentala in DC si in microunde a unor antene de
tip patch pe baza de MoS2
5
2.1. Proiectarea electromagnetica unei antene de tip patch pe baza
de MoS2 in banda X 5 2.2. Fabricarea antenelor de tip patch pe baza
de MoS2 in banda X 6 2.3. Caracterizarea experimentala in DC si in
microunde a antenelor de tip patch pe baza de MoS2. Comparatie cu
simularile electromagnetice.
7
3. Proiectarea si fabricarea diodelor de tip SSD pe baza de MoS2 10
3.1. Fabricarea diodelor de tip SSD pe baza de MoS2 11 3.2.
Caracterizarea experimentala in DC a diodelor de tip SSD pe baza de
MoS2 12 3.3. Caracterizarea experimentala in microunde a diodelor
de tip SSD pe baza de MoS2 13 4. Proiectarea sistemului de tip TMA
cu antene pe baza de MoS2 15 4.1. Schema de principiu a unui sistem
de tip TMA 15 4.2. Sistemul de tip TMA cu antene pe baza de MoS2 16
5. Urmatoarele cercetari 19 6. Alte rezultate 19 Anexa 1:
Descrierea programului de simulare neliniara NONLIN 20 Bibliografie
21
2
Pentru derularea Etapei II a proiectului PN-III-P1-1.1-PD-2016-0535
no. 58/2.05.2018 – Proiectarea electromagnetica (EM) si neliniara
si fabricarea unui sistem de tip antene modulate in timp (TMA) pe
baza de materiale 2D pentru un “tag” RFID inteligent – in vederea
continuarii procesului de realizare a structurilor de test pe baza
de disulfura de molibden (MoS2), a fost realizata in colaborare cu
Tyndall (Cork, Irlanda) o proba de MoS2 pe substrat de siliciu de
inalta rezistivitate (HRSi) de 4 inch. IMT are cu Tyndall o
colaborare stiintifica indelungata si, in cazul de fata, Tyndall
este interesata de dezvoltarea tehnologica a dispozitivelor active
(diode, tranzistoare) si pasive (antene) pe baza de disulfura de
molibden. MoS2 a fost crescut pe HRSi prin tehnica modificata
Atomic Layer Deposition-Chemical Vapour Deposition (ALD-CVD),
pentru a remedia problemele de aderenta a stratului monoatomic de
MoS2 achitizionat in Etapa I de la 2D Semiconductors. La Tyndall au
fost depuse in mod uniform straturi multiatomice de MoS2 de cca.
10nm de grosime, aceasta solutie fiind cea mai buna conform
analizei riscurilor potentiale in privinta obtinerii tintelor
propuse in Etapa II a proiectului. Pe langa placheta de MoS2
fabricata la Tyndall, au fost achizitionate sase (6) probe de MoS2,
teoretic monostrat, de la compania 2D Semiconductors
(http://www.2dsemiconductors.com/). In detaliu:
– 3 probe (dimensiuni: 1cm x 1cm) de disulfura de molibden
monostrat (teoretic) pe oxid de siliciu (SiO2)/HRSi (cu
rezistivitate ρ~10.000Ohm·cm), cu grosimi de 300nm/500μm
respectiv;
– 3 probe (dimensiuni: 1cm x 1cm) de heterojonctiuni bidimensionale
(2D), alcatuite din: 500μm de HRSi, 90nm de SiO2, disulfura de
molibden monostrat (teoretic) si grafena monostrat
(teoretic).
In ambele cazuri, este vorba de disulfura de molibden depusa pe
substratul respectiv (SiO2/HRSi) prin CVD. Cele 6 probe de
MoS2/heterojonctiuni au fost stocate in atmosfera protejata, de
azot, pentru a evita orice fel de contaminare de catre mediul
extern si vor fi folosite pentru crearea unor dispozitive in Etapa
III, dupa testele efectuate pe dispozitivele fabricate in Etapa II.
In paragrafele care urmeaza, voi prezenta: 1. fabricarea si
caracterizarea probei de MoS2 pe o placheta de 4 inch de HRSi; 2.
proiectarea, simularea, fabricarea si caracterizarea experimentala
in curent continuu (DC – “direct current”) si in microunde a unor
antene de tip patch pe baza de MoS2; 3. proiectarea, fabricarea si
caracterizarea experimentala in DC si in microunde a unor diode de
tip “self-switching” (SSD=Self-Switching Diode) pe baza de MoS2; 4.
proiectarea si simularea unor retele de antene de tip
Time-Modulated Array (TMA) pe baza de MoS2, cu caracteristici
“inteligente” de reconfigurabilitate prin aplicarea unei tensiuni
de polarizare, conform rezultatelor obtinute in punctele 1–3.
1. Fabricarea si caracterizarea probei de MoS2 pe o placheta de 4
inch de HRSi
1.1. Fabricarea probei de MoS2 pe substrat de Al2O3/HRSi
Stratul subtire de MoS2 fabricat la Tyndall (cu o grosime nominala
de 15 straturi atomice) a fost crescut pe placheta de 4 inch de
oxid de aluminiu (Al2O3)/HRSi prin o tehnica modificata ALD-CVD
(echipament Applied Material Centura), la o temperatura de 550°C,
folosind ca precursoare molibden hexacarbonil Mo(CO)6 (cu o
puritate de 99,99%) si hidrogen sulfurat H2S (cu o puritate de
99,99%). Stratul subtire de oxid de aluminiu, cu o grosime de 30nm,
a fost crescut prin ALD inainte de depunerea stratului subtire de
MoS2. Straturile de MoS2 au fost exfoliate de pe un cristal natural
de disulfura de molibden disponibil in comert (de la 2D
Semiconductors) folosind o banda adeziva Scotch®. Detaliile privind
pregatirea probei se pot regasi in referintele [1] si [2]. Fulgii
(“flakes”) de MoS2 exfoliat (cel putin 5 straturi atomice) au fost
folositi ca referinta pentru masuratorile Raman.
1.2. Spectroscopie Raman
MoS2 este un material de tip “dicalcogen”: in detaliu, MoS2 este
format de straturi individuale sulf- molibden-sulf (S–Mo–S) cu
legaturi atomice slabe intre doua straturi suprapuse. Fiecare
dintre aceste straturi individuale este constituit de doua planuri
hexagonale de atomi de sulf si un plan hexagonal de atomi de
molibden interpus intre cele doua planuri de sulf, atomii de
molibden fiind legati de cei de sulf intr-o aranjare de tip prism
trigonal (figura 1a). In acelasi timp, MoS2 monostrat este un
semiconductor cu banda interzisa directa de 1,9eV. Largimea benzii
interzise descreste cu cat mai mult creste numarul de monostraturi,
MoS2 masiv (“bulk”) fiind un semiconductor cu banda interzisa
indirecta de 1,2eV (figura 1b).
Fig. 1: (a) Structura cristalina a MoS2: straturi de atomi de
molibden (roz) interpusi intre doua straturi de atomi de sulf
(galben) – https://www.chemtube3d.com/ss-mos2/; (b) structura
benziilor pentru MoS2 masiv (stanga) si monostrat (dreapta).
Spectrele Raman au fost obtinute cu spectrometrul Renishaw Invia
Reflex micro-Raman la temperatura camerei. Spectrele Raman au fost
achizitionate cu laserul cw Modu-Laser Stellar-REN la lungimea de
unda de 514,5nm cu o putere de 0,5mW atat pentru stratul subtire de
MoS2 cat si pentru MoS2 exfoliat. Obiectivul microscopului prin
reflexie a fost setat pe marimea 50X cu o apertura numerica NA
0,75, pe cand diametrul fascicului de excitare a fost de 1μm.
Lumina de retrodifuziune a fost dispersata de un monocromator cu o
rezolutie spectrala de 1,4cm-1. Lumina a fost dectectata cu un
dispozitiv cu cuplaj prin sarcina. Timpul de acumulare tipic a fost
de 20s. Spectrele Raman au fost calibrate folosind o frecventa de
fonon optic (520,5cm-1) a unei probe de referinta din siliciu
monocristalin. Grupul spatial de simetrie al MoS2 masiv este P3m1
(grup punctual D6h). Analiza teoretica a modurilor de vibratie
indica patru moduri Raman active pentru grupul D6h, anume trei
moduri in plan E1
g, E1 2g si E2
2g, si un mod in afara planului A1 g. Exista patru moduri Raman
active de
ordinul intai, la 32cm−1 (E2 2g), 286cm−1 (E1
g), 383cm−1 (E1 2g) si 408cm−1 (A1
g) in MoS2 masiv [1-5]. Modul E2
2g rezulta din vibratia unui strat S–Mo–S in raport cu straturile
adiacente. Modul E1g este interzis in experimente de retrodifuziune
pe un plan de baza. Modul in plan E1
2g rezulta din vibratia opusa a doi atomi de sulf fata de atomul de
molibden, pe cand modul A1
g este asociat cu vibratia in afara planului numai a atomilor de
sulf in directii opuse [3,4]. Linia Raman asimetrica in MoS2
multistrat localizata in jurul 454cm−1 corespunde benzii de
combinare care cuprinde un mod acustic longitudinal (LA(M)) si un
mod optic (A2u). Figura 2 prezinta spectrele Raman pentru MoS2
multistrat (15 straturi) depus pe Al2O3/HRSi si pentru MoS2
multistrat (5 straturi) obtinut prin exfolierea unui singur cristal
de MoS2. Pentru MoS2 depus pe Al2O3/HRSi se poate observa atat
prezenta a doua moduri Raman active de ordinul intai, la 383cm−1
(E1
2g) si 408cm−1 (A1 g), cat si prezenta unei linii
Raman asimetrice corespunzatoare unei benzi de combinare intre
modul LA(M) si modul A2u [3]. Pozitia modurilor Raman active
E1
2g si A1 g este caracteristica pentru MoS2 exfoliat (5 straturi),
ceea
ce confirma faptul ca stratul obtinut prin exfoliere are o calitate
cristalina ridicata si am reusit sa obtinem un MoS2 caracterizat de
o singura faza cristalina. Se poate observa o largire a modurilor
de fonon E1
2g si A1 g pentru stratul subtire de MoS2 depus pe Al2O3/HRSi;
acest fenomen confirma natura
policristalina a stratului subtire de MoS2 depus prin
ALD-CVD.
Fig. 2: Spectrele Raman pentru stratul subtire (15 straturi
atomice) de MoS2 depus pe substrat de Al2O3/HRSi (curba rosie) si
pentru
multistratul (cel putin 5 straturi atomice) de MoS2 exfoliat de pe
un singur cristal (curba neagra). Se poate observa inclusiv modul
de fonon al substratului de siliciu la cca. 520cm-1 pentru stratul
subtire de MoS2 pe substrat de Al2O3/HRSi.
300 350 400 450 500 550
A1 g (408cm
ts )
1.3. Alte masuratori pentru caracterizare probei de MoS2 pe
substrat de Al2O3/HRSi
Pentru a determina calitatea MoS2 depus pe Al2O3/HRSi au fost
facute alte investigatii si teste, dupa cum urmeaza:
a) Caracterizare TEM (=Transmission Electron Microscopy) pe un ciob
test de oxid de siliciu/siliciu dopat (SiO2/Si) pe care a fost
depus MoS2 multistrat impreuna cu placheta de 4 inch de Al2O3/HRSi
(placheta si ciobul au fost puse in reactorul ALD in acelasi timp).
Rezultatul este prezentat in figura 3. Se poate observa cum nu este
prezent oxid de interfata in corespondenta marginilor externe ale
stratului subtire de MoS2. Suprafata stratului subtire de MoS2 este
neteda si se vede bine stratificarea straturilor (aproximativ 15)
pentru a obtine grosimea finala de 10nm (fiecare monostrat de MoS2
avand o grosime de 0,65nm).
b) Mapare prin elipsometrie spectroscopica (=Spectroscopic
Ellipsometry Mapping) arata (figura 4) nivelul excelent de
uniformitate a grosimii MoS2 pe suprafata plachetei de 4 inch de
Al2O3/HRSi.
c) Masuratori Hall (echipament Lakeshore) pentru determinarea
mobilitatii Hall a purtatorilor de sarcina in MoS2 pe safir.
Efectul Hall este un efect galvanomagnetic observat pentru prima
data de E.H. Hall in 1880. Acest efect consta in aparitia unui camp
electric transversal (denumit camp electric Hall – EH) si a unei
diferente de potential intr-un semiconductor (sau metal) parcurs de
un curent electric, atunci cand este introdus intr-un camp magnetic
perpendicular pe directia curentului. In cazul de fata,
masuratorile Hall pentru MoS2 fabricat arata o concentratie de
purtatori de sarcina egala cu 1,62x1014cm-3, ceea ce corespunde
unei mobilitati de 16,7cm2/V·s.
d) Masuratori ale rezistivitatii de suprafata si conductivitatii
stratului subtire de MoS2 pe Al2O3/HRSi (masuratori pe 4 puncte).
Aceasta metoda permite masurarea rezistivitatii de suprafata
(“sheet resistivity”) a unei probe de semiconductor: un curent I
trece intre cele doua sonde puse la marginile probei si se masoara
tensiunea V intre cele doua sonde plasate in interior. Din aceste
date se poate calcula rezistivitatea de
suprafata, ρs, prin ecuatia: =
2
Ω/ (ohm/patrat). Pentru a obtine rezistivitatea de volum
(“bulk”) ρb (in ohm·metru), se foloseste ecuatia = × , unde t este
grosimea stratului de semiconductor. Apoi, conductivitatea de volum
σb (in siemens/metru) este pur si
simplu = 1 ⁄ . Schema metodei de masura in 4 puncte este prezentata
in figura 5 in cazul unei celule solare. Acelasi principiu este
valabil pentru orice semiconductor. In cazul de fata, pe un sfert
de placheta de MoS2 pe Al2O3/HRSi s-a aplicat sistemul de masura pe
4 puncte, obtinand o rezistivitate de suprafata ρs=350-360kΩ/, ori
o conductivitatea de volum σb=278S/m (valoare aproximata).
Fig. 3: Sectiunea trasversala TEM a MoS2 crescut pe ciobul test de
SiO2/Si.
Fig. 4: Rezultatul maparii prin spectroscopie elipsometrica a
MoS2
depus pe Al2O3/HRSi.
Fig. 5: Schema sistemului de masura pe 4 puncte pentru determinarea
rezistivitatii de
suprafata unei celule solare.
5
Cu aceste date experimentale, s-a trecut la fazele urmatoare de (i)
proiectare, simulare, fabricare si caracterizare in DC si in
microunde unei antene de tip patch pe baza de MoS2 in banda X
(8–12GHz) ca element de baza pentru un sistem de tip TMA cu
frecventa de lucru la 10GHz si (ii) proiectare, fabricare si
caracterizare in DC si in microunde unei diode de tip SSD pe baza
de MoS2.
2. Proiectarea, simularea, fabricarea si caracterizarea
experimentala in DC si in microunde a unor antene de tip patch pe
baza de MoS2
2.1. Proiectarea electromagnetica unei antene de tip patch pe baza
de MoS2 in banda X
In vedera atingerii tintei propuse pentru desfasurarea proiectului
(adica o retea de antene de tip TMA), in Etapa I a fost proiectata
o antena de tip patch controlata printr-un camp electric de
polarizare, deoarece disulfura de molibden poate comuta starea ei
electrica (izolator-metal sau invers) in cateva picosecunde, ceea
ce inseamna ca se comporta precum un comutator ultrarapid.
Tranzitia metal-izolator (MIT=Metal-Insulator-Transition) este
indusa prin crearea unei bariere electrostatice, in care o
metalizare sau un strat de grafena mono sau multistrat (“top gate”)
cuplat cu un strat de oxid (de exemplu de hafniu) constituie poarta
superioara. Tranzitia MIT este posibila la o anumita tensiune de
polarizare si nu are efecte asupra performantelor la frecvente
inalte ale antenei pe MoS2. Aceste caracteristici de reconfigurare
prin aplicarea unei tensiuni de polarizare permit crearea unui
sistem de tip TMA “inteligent”, ale carui proprietati de radiatie
(in transmisie sau receptie) pot fi selectate conform
specificatiilor utilizatorului. In figura 6a este prezentata antena
cu dimensiunile principale LS=WS=10mm, LP=4mm si WP=5,5mm. Stratul
subtire de MoS2 a fost modelat ca un strat de grosime 10nm de tip
dielectric cu permitivitatea egala cu 12 [6] si conductivitate de
volum σb=278S/m. Simulatorul electromagnetic (CST Microwave Studio)
permite simularea intregii structuri (inclusiv rezistenta de
contact intre materiale 2D si metale) prin rezolvarea ecuatiilor
lui Maxwell folosind tehnica FIT (Finite Integration Technique). In
detaliu, s-a folosit metoda de simulare in domeniul timpului, care
este eficienta pentru aplicatii la frecvente inalte, precum linii
de transmisiune, filtre, antene etc. Figura 6b prezinta o sectiune
verticala a antenei, in care s-a pus in evidenta tehnica de
polarizare prin aplicarea unei tensiuni intre metalizarea
inferioara si linia centrala a ghidului de unda coplanar
(metalizare superioara, CPW=Coplanar WaveGuide). Aceasta metoda a
fost cea mai simpla pentru a testa caracteristicile de
reconfiguratie ale antenei, deoarece stratul subtire de MoS2 are un
nivel de aderenta scazut pe substratul de depunere (aceste probleme
au fost discutate si in Etapa I). Din acest motiv, pentru
fabricarea antenelor au fost adoptate anumite “stratageme” pentru a
fixa MoS2 si a evita exfolierea lui in faza de procesare. Pentru
motivele sus mentionate, problemele in legatura cu depunerea unui
strat de oxid pe MoS2 si cu crearea unui “top gate” au fost
abordate dupa evaluarea procesului de fabricatie primelor antene
patch. Urmare acestei evaluari, s-a gasit o solutie (care va fi
aplicata in viitorul apropiat) pentru a crea o structura de tip
“top gate” mai eficienta fata de configuratia prezentata in aceasta
etapa. O alta varianta va fi utilizarea probelor cu heterojonctiuni
achizitionate de la 2D Semiconductors. Simularile electromagnetice
ale antenei vor fi prezentate impreuna cu caracterizarea
experimentala pentru a dovedi buna concordanta intre simulari si
masuratori.
(a) (b)
Fig. 6: Schema frontala (a) si verticala (b) a antenei de tip patch
pe disulfura de molibden, cu tehnica de polarizare prin linia
centrala a CPW si metalizarea inferioara (care are si rolul
reflectorului pentru antena).
6
2.2. Fabricarea antenelor de tip patch pe baza de MoS2 in banda
X
Pentru realizarea structurilor de antene pe straturi subtiri de
MoS2 avand ca substrat Al2O3/HRSi trebuie sa tinem cont in primul
rand de problemele de aderenta ale stratului de MoS2 – din pacate,
in acest caz problemele de aderenta sunt chiar mai mari decat in
cazul grafenei. Ca sa evitam exfolierea partiala sau totala a
stratului de MoS2 din zona patch-urilor antenelor a fost proiectata
o masca suplimentara de metalizare, in care o serie de paduri sunt
definite in jurul patch- ului antenei – masca este prezentata in
figura 7. Aceste pad-uri nu afecteaza performantele antenei in
termeni de adaptare si de forma a diagramei de radiatie, dupa cum a
rezultat din simularile electromagnetice.
Fig. 7: Masca utilizata pentru fixarea patch-urilor
antenelor.
Pentru definirea patch-urilor antenelor a fost utilizata corodarea
uscata de tip Reactive Ion Etching (RIE), corodarea fiind realizata
printr-o masca de fotorezist pozitiv definita utilizand masca
prezentata in figura 8.
Fig. 8: Masca utilizata pentru definirea patch-urilor antenelor
(stanga) si suprapunerea cu prima masca (dreapta).
Ultima masca necesara pentru fabricarea antenelor este cea folosita
pentru definirea ghidului de unda coplanar. Metalizarea superioara
titaniu/aur (Ti/Au) a fost realizata printr-un process de tip lift-
off si a avut o grosime totala de 250nm. Masca utilizata in acest
caz este prezentata in figura 9, impreuna cu suprapunerea cu
primele doua masti.
Fig. 9: Masca utilizata pentru realizarea ghidului de unda coplanar
(stanga) si suprapunerea cu mastile anterioare (dreapta).
7
Metalizarea inferioara a antenei (care are rolul dublu de reflector
si electrod de masa pentru polarizare) este un strat de
titaniu/aluminiu (Ti/Al) cu o grosime totala de 250nm. O parte din
prototipul antenei este prezentat in figura 10a. Se pot vedea
pad-urile de fixare si stratul subtire de MoS2, in ciuda faptului
ca acest material este transparent. Deoarece nu a fost posibil
incadrarea antenei in obiectivul microscopului optic folosit in
timpul masuratorilor, in figura 10b aratam o antena patch pe baza
de MoS2 dar cu frecventa de lucru la 24GHz care, datorita
dimensiunile ei, a putut fi fotografiata in intregime. Procesul
tehnologic a fost exact acelasi precum antena la 10GHz, asadar
pentru cele doua antene au fost urmariti aceiasi pasi din figurile
7-9.
(a) (b) Fig. 10: Imagini optice ale antenelor patch pe baza de MoS2
la frecvente de lucru de (a) 10GHz si (b) 24GHz. Se pot vedea si
capetele de masura pentru CPW (in partea inferioara a
imaginilor).
2.3. Caracterizarea experimentala in DC si in microunde a antenelor
de tip patch pe baza de MoS2. Comparatie cu simularile
electromagnetice.
Masuratorile in DC si in microunde au fost facute folosind un
analizor vectorial de retea (VNA=Vector Network Analyzer, Anritsu
37397D) conectat cu o sursa DC (Agilent E3631A) cu care se poate
polariza antena patch pe baza de MoS2 (conform schemei din figura
6b) cu o tensiune intre -25V si +25V. Antena patch pe baza de MoS2
a fost utilizata in receptie, pe cand o antena horn cu castig
standard de 15dB a fost folosita in transmisie, la o distanta fixa
de cca. 1,4m (astfel respectand conditia de camp indepartat – sau
zona Fraunhofer – pentru a masura in mod corect puterea in
emisie/receptie a celor doua antene). Montajul de masura este
prezentat in figurile 11a-c. Este de subliniat ca acest montaj fara
pereti absorbanti (figura 11b) permite masurarea castigului maxim
al antenei in mod destul de precis (pe directia de maxima emisie,
verticala fata de planul antenei), pentru a evita posibile
interferente de catre obiectele in jur; aceasta se datoreaza
unghiului relativ mic (±14.5°) al antenei horn de emisie.
(a) (b) (c)
Fig. 11: (a) Schema montajului de masura in DC si in microunde
pentru antena patch pe baza de MoS2; (b) poza optica a
montajului;
(c) detaliu cu ciobul plachetei de MoS2 pe Al2O3/HRSi cu capetele
pentru CPW si acele pentru aplicarea tensiunii in DC.
Dupa calibrarea VNA-ului prin metoda SOLT (=Short-Open-Load-Thru),
a fost masurata pierderea la reflexie (|S11|) in banda de frecvente
8–30GHz, pentru mai multe valori de tensiune de polarizare intre
-25V si +25V. Nu s-a observat o schimbare semnificativa a |S11|
functie de tensiunea aplicata, probabil si din cauza faptului ca
(dupa cum a fost punctat in sectiunea 2.1) trebuie optmizat
sistemul de polarizare prin “top gate”. Din curba |S11| s-a extras
si impedanta antenei functie de frecventa. Datele achizitionate au
fost comparate cu curbele simulate cu CST Microwave Studio,
rezultatele fiind prezentate in figurile 12a-c.
8
(a)
(b) (c)
Fig. 12: Comparatie intre simulari electromagnetice si masuratori
in banda de frecvente 8–30GHz pentru (a) pierderea la reflexie, (b)
rezistenta de intrare si (c) reactanta de intrare a antenei patch
pe baza de MoS2.
Dupa cum se poate observa in figurile 12a-c, concordanta intre
simularile electromagnetice si masuratori este buna, cu o rezonanta
vizibila in jurul frecventei 10GHz (figura 12c, in corespondenta
punctului Im(Z(1,1))=0Ω), careia ii corespunde o valoare destul de
mare (peste 500Ω) a rezistentei de intrare: acest aspect este
motivul pentru care pierderea la reflexie la 10GHz este redusa
(intre - 2dB si -3dB), ceea se inseamna ca o mare parte din puterea
in microunde care excita antena este reflectata. Aceasta valoare
mare a rezistentei de intrare se datoreaza in principal rezistentei
de suprafata a stratului subtire de MoS2 (a se vedea sectiunea
1.3). Rezistenta de contact (Rc) Ti/Au- MoS2 poate fi o alta cauza
pentru reducerea pierderii la reflexie fata de cazul optim,
deoarece Rc poate atinge o valoare maxima de 5kΩ·μm pana la 1MΩ·μm,
ceea ce inseamna o rezistenta de contact de 30 de ori mai mare
decat rezistenta de contact metal-siliciu [7,8]. In [9] se arata
cum cea mai mica rezistivitate de contact (ρc) obtinuta este de
1,8kΩ·μm2 pentru contactul titan-MoS2 (6 straturi atomice) la o
tensiune de poarta de 57V, ceea ce este mult mai mare decat cel mai
bun contact metal-grafena raportat in literatura stiintifica [10].
In ciuda acestei probleme, pentru atingerea obiectivului acestei
etape nu este atat de semnificativ faptul ca pierderea la reflexie
la 10GHz nu este optimizata, intrucat pierderea de putere in
microunde prin reflexie poate fi compensata injectand o putere mai
mare pentru a permite antenei sa radieze, astfel permitand
extragerea indicatorilor de performanta dorite (castig, eficienta
de radiatie, reconfigurarea prin aplicarea unei tensiuni de
polarizare). In procesarea urmatorului lot de fabricatie se va tine
cont de toate aceste aspecte legate de rezistenta de contact (de
exemplu folosind alte materiale, precum scandiu [11]), dupa ce o
noua placheta de MoS2 (cu cel mult 5 straturi atomice) va fi
fabricata si testata conform procesului si experimentelor din
sectiunea 1. Pentru caracterizarea antenei patch pe baza de MoS2,
au fost efectuate masuratori de transmisie intre antena patch si
antena horn de referinta (figura 11). Rezultatele privind puterea
la receptie sunt prezentate in figura 13a (valori normalizate), pe
cand figura 13b este o comparatie intre eficienta de radiatie (ηr)
simulata si cea masurata la 10GHz. Pentru a calcula ηr au fost
folosite urmatorile ecuatii:
=
(1)
= 0
(2)
8 10 12 14 16 18 20 22 24 26 28 30
Frecventa (GHz)
,1 )|
( d
B )
Masurat
Simulat
8 10 12 14 16 18 20 22 24 26 28 30
Frecventa (GHz)
) Masurat
Simulat
8 10 12 14 16 18 20 22 24 26 28 30
Frecventa (GHz)
) Masurat
Simulat
9
In ecuatia (1), Gr este castigul (necunoscut) si Dr este
directivitatea (care, din simularile electromagnetice, se poate
estima ca fiind intre 3dBi si 5dBi) a antenei in receptie (antena
patch pe baza de MoS2). In ecuatia (2), care este cunoscuta formula
lui Friis, A0 este atenuarea in spatiu liber (care depinde de
frecventa de lucru si distanta transmitator-receptor si se poate
calcula usor), Pt este puterea (masurata) de emisie, Gt este
castigul (cunoscut) al antenei de transmisie (antena horn) si Pr
este puterea (masurata) la receptie. O data ce am masurat si toate
atenuarile suplimentare (in banda de interes) din cauza cablurilor
coaxiale si conectoarelor, am putut extrage in mod destul de precis
castigul antenei patch pe baza de MoS2 prin aplicarea ecuatiei (2).
Pasul urmator a fost calcularea eficientei de radiatie prin
aplicarea ecuatiei (1).
(a) (b) Fig. 13: Comparatie intre simulari electromagnetice si
masuratori in banda de frecvente 8–30GHz pentru (a) puterea la
receptie (valori normalizate) si (b) eficienta de radiatie a
antenei patch pe baza de MoS2.
Dupa cum rezulta din figura 13a, puterea la receptie are doua
maxime in banda X (unul chiar in jurul frecventei de 10GHz) si, in
general, tendinta curbei masurate a puterii la receptie (functie de
frecventa) este in buna concordanta cu curba simulata. In legatura
cu eficienta de radiatie ηr, valorile masurate sunt destul de
apropiate de cele obtinute din simulare, cu un maxim de cca. 2% in
jurul frecventei 10GHz (masurat). Aceste valori pentru ηr erau
asteptate din cauza rezistentei de suprafata mare (conductivitate
de volum mica) a stratului subtire de MoS2. Cu toate acestea,
antena fabricata a dovedit caracteristici de radiatie
satisfacatoare, mai ales in legatura cu un alt aspect, anume
variatia valorii castigului cu tensiunea de polarizare aplicata.
Acest rezultat (figura 14), deocamdata nemaintalnit in literatura
stiintifica, arata cum este posibil sa se selecteze o valoare
dorita pentru castigul antenei functie de tensiunea de polarizare.
In detaliu, la 9.9975GHz puterea la receptie varieaza de la
-67,36dB (0 V) pana la -64,28dB (15 V), ceea ce reprezinta o
variatie de 3dB in castigul antenei.
Fig. 14: Puterea la receptie a antenei patch pe baza de MoS2
functie de tensiunea de polarizare aplicata in jurul frecventei
10GHz.
Practic, se pot trage urmatoarele concluzii:
1) puterea emisa/receptionata de catre antena patch pe baza de MoS2
poate fi dublata daca se aplica o tensiune de polarizare
potrivita;
2) aceste masuratori dovedesc faptul ca un sistem de tip TMA
alcatuit din antene pe baza de MoS2 poate avea caracteristici de
reconfigurare daca se aplica o tensiune de polarizare;
3) un sistem de tip TMA integrat intr-un dispozitiv tip RFID
(=Radio-Frequency IDentification), cu aceste caracteristici de
reconfigurare, poate servi ca sistem de transmisie/receptie
8 10 12 14 16 18 20 22 24 26 28 30
Frecventa (GHz)
-70
-60
-55
“inteligent” in care nivelul de putere emis/receptionat corespunde
statului polarizat/nepolarizat al antenelor care constitutie
sistemul respectiv, astfel permitand comunicarea inteligenta cu
dispozitivul RFID, anume faptul ca se poate asocia un anumit nivel
de putere unei anumite informatiei.
Este de precizat ca:
1) am avut la dispozitie o singura placheta de MoS2 pe Al2O3/HRSi,
care a fos taiata in patru sferturi pentru a permite (i)
optimizarea procesului de fabricare a dispozitivelor
(antene/diode), (ii) fabricarea antenelor, (iii) fabricarea
diodelor si (iv) efectuarea altor teste experimentale pe acest
material pentru alte aplicatii de interes in domeniul proiectului;
in legatura cu ultimul aspect, MoS2 are proprietatii feroelectrice,
pentru care trebuie realizate teste specifice pentru determinarea
gradul feroelectricitatii (aceste proprietati pot fi folosite
pentru crearea unor dispozitive de memorie sau pentru
senzori);
2) nu s-a putut aplica o tensiune de polarizare mai mare decat
±25V, in timp ce in [9] au fost aplicate valori de tensiuni de
poarta peste +50V; in urmatorul lot de fabricatie se va incerca o
alta metoda pentru a polariza MoS2 cu valori de tensiune in DC mai
mari;
3) urmare a punctului anterior, se va incerca extragerea unei
relatii matematice care sa tina cont de variatia performantelor
antenei functie de tensiunea de polarizare aplicata. Acest aspect
va fi corelat cu caracterizarea noului material MoS2, care va avea
o grosime mult mai mica (sub 5nm) si, de aceea, va avea
proprietatii electrice diferite fata de proba folosita in aceasta
etapa.
Dupa cum a fost raportat in Etapa I, cresterea tensiunii aplicate
ar trebui sa aiba ca efect o imbunatatire semnificativa a adaptarii
la 50Ω in banda X, datorita faptului ca rezistenta de suprafata
descreste semnificativ cu tensiunea aplicata [9]. In [12] au fost
calculate valoriile conductantei (G) a MoS2 monostrat functie de
tensiunea aplicata, dupa cum urmeaza:
-5V: G=10-5μS; -2V: G=4,17μS; 0,84V: G=50μS; 5V: G=150μS.
Aceste valori au fost obtinute experimental la o temperatura de
240K, dar nu sunt prevazute schimbari semnificative la temperatura
camerei (290K). Ceea ce se va putea face in urmatoarea etapa este
verificarea comportarii ca material MIT (=Metal-to-Insulator
Transition, cu tranzitia reversibila) a MoS2, avand in vedere ca
grosimea materialului va fi de cel mult 5 straturi. Dupa validarea
simularilor electromagnetice prin masuratori, s-a procedat la
simularea de circuit a unor retele de antene patch pe baza de MoS2
pentru a crea un sistem de tip TMA. Rezultatele vor fi prezentate
in sectiunea 4, dupa prezentarea diodelor de tip SSD pe baza de
MoS2 in sectiunea 3.
3. Proiectarea si fabricarea diodelor de tip SSD pe baza de
MoS2
Diodele de tip SSD (=Self-Switching Diodes) [13] sunt diode in
tehnologie planara pe baza unui semiconductor/semimetal, folosite
mai ales pentru aplicatii in domeniul THz [14]. Principiul lor de
functionare se bazeaza pe fenomene de efect de camp care
controleaza un flux de curent neliniar prin canale paralele de
dimensiune nanometrica. Intrucat o dioda de tip SSD este un
dispozitiv geometric, nu este nevoie nici de o jonctiune nici de un
dopaj (care, de pilda, are efecte negative asupra straturilor
monoatomice de grafena). In cazul de fata, performantele ridicate
ale unei diode de tip SSD se pot obtine prin optimizarea
parametrilor geometrici ai fiecarui canal (de exemplu lungimea
canalului; latimea canalului este data, in principal, de limitele
procesului de fabricare prin litografie) si a numarului de canale.
La stadiul actual, diodele de tip SSD au fost folosite pentru
detectoare pe baza de: (i) grafena – pentru aplicatii in
microunde/unde milimetrice [15,16]; (ii) oxid de grafena redus/oxid
de zinc; (iii) arseniura de galiu (dopata cu indiu intre 2 straturi
de fosfura de indiu); (iv) nitrura de galiu [17-19]. Cele mai
performante rezultate au fost obtinute cu diode de tip SSD pe baza
de arseniura de galiu, in domeniul THz. In ciuda acestor rezultate,
detectoarele mentionate mai sus nu au fost niciodata integrate
intr-un sistem de detectie complet cu o antena sau cu o retea de
antene si, mai ales, exista numai abordari analitice/simulari
cuantice-mecanice pentru diode de tip SSD pe baza de disulfura de
molibden [20], care teoretic asigura un control imbunatatit asupra
efectului de camp datorita dimensiunii bandgap-ului materialului
(sectiunea 1.2). Dupa cum a fost raportat in Etapa I, pentru
realizarea diodelor de tip SSD care sa opereze la
11
frecvente inalte, primul pas a fost optimizarea fabricarii
dispozitivelor. Mai in detaliu, a fost necesara depunerea unui
strat gros (cel putin 300nm) de Au pe o suprafata mai mare decat
ceea folosita pentru configurarea pad-urilor pentru masuratori in
curent continuu. A fost fabricata masca corespunzatoare (figura
15a), care cuprinde mai multe tipologii de diode de tip SSD pe baza
de MoS2 in configuratie coplanara cu segmente de linie in gol de
mai multe lungimi (300, 500, 700 si 900μm) pentru adaptarea
impedantei diodei (la frecvente inalte) la impedanta standard de
50Ω. Astfel, se poate asigura adapterea mai usoara a impedantei
diodelor la impedanta caracteristica a unei antene/retele de antene
tipice pentru aplicatii in microunde/unde milimetrice. In figura
15b este prezentata o schema unui singur canal al diodei SSD pe
baza de MoS2 [21]. Deoarece o dioda SSD redreseaza o tensiune pe
baza unui mecanism de efect de camp, prezenta unei benzi interzise
sporeste eficienta redresarii semnalului aplicat. In cazul nostru,
canalul de baza al unei diode SSD pe baza de MoS2 este un filament
ingust pe scara nanometrica si, din acest motiv, ne asteptam ca
banda interzisa sa fie chiar putin mai mare decat 1,2eV datorita
unor efecte de confinare cuantica.
(a) (b)
Fig. 15: (a) Structuri de diode de tip SSD in CPW pentru
caracterizarea lor in microunde/unde milimetrice (proiect creat in
programul CleWin pentru fabricarea mastilor); (b) schema unui
singur canal al diodei SSD pe baza de MoS2 [21].
In luna aprilie 2019 a fost publicata in revista ISI “IEEE Electron
Device Letters” o lucrare [22] cu diode de tip SSD cu grafena, care
a fost baza de pornire pentru proiectarea si fabricarea diodelor de
tip SSD pe baza de MoS2, deoarece principiul fizic de functionare
este acelasi. In timp ce in [13] am abordat ideea unui detector pe
baza de diode SSD in grafena, in [23] am realizat un sistem de tip
“harvester” cu diode SSD in grafena pentru colectarea energiei
electromagnetice la 28GHz. Experienta dobandita prin fabricarea
acestor sisteme alcatuite din o retea de antene si diode SSD in
grafena a fost de mare ajutor pentru fabricarea diodelor SSD in
MoS2, tinand cont de dificultatile intrinsece ale materialului in
faza de procesare. In acest sens, doua lucrari au fost scrise
pentru o conferinta [21] si o revista ISI [24] in care am dovedit
pentru prima oara aplicatiile in microunde ale diodelor de tip SSD
pe baza de MoS2 pana la 10GHz. In urmatoarele paragrafe voi descrie
(i) fabricarea diodelor SSD in MoS2 si caracterizarea lor (ii) in
DC si (iii) in microunde.
3.1. Fabricarea diodelor de tip SSD pe baza de MoS2
Pentru realizarea structurilor de diode este nevoie in principiu
doar de doi pasi: un proces de fotogravura clasica pentru
fabricarea padurilor de masura si unul de fotogravura cu fascicul
de electroni (EBL=Electron Beam Lithography) pentru definirea
diodelor. Pentru proba de MoS2 pe Al2O3/HRSi, procesul tehnologic a
tinut cont de problema de aderenta: primul pas a fost de a fixa
zona de interes utilizand un strat metalic foarte subtire –100Å
Ti/200Å Au. Urmatorul proces a fost cel de realizare a diodelor
prin EBL. In acest scop a fost utilizat un fotorezist de tip PMMA
950k cu o grosime de cca. 150nm; fiind fotorezist de tip pozitiv,
in stratul de PMMA au fost realizate canalele care trebuie
corodate. Corodarea stratului de MoS2 a fost facuta cu ajutorul
corodarii in plasma (RIE=Reactive Ion Etching), utilizand o plasma
de O2. Pentru fixarea stratului de MoS2 si apoi corodarea diodelor
de pe restul probei, dupa indepartarea PMMA-ului a fost depus si
configurat un strat de fotorezist negativ HSQ (=hydrogen
silsesquioxane), configurarea sa fiind realizata tot prin EBL. Dupa
corodarea stratului de MoS2 de pe restul plachetei prin RIE in
plasma de O2, a urmat configurarea pad-urilor, metalizarea (30nm
Ti/200nm Au) fiind realizata intr-un echipament de evaporare cu
fascicul de electroni de inalta directivitate (TEMESCAL FC2000),
urmat de un proces de lift-off si punerea probei in acetona pentru
cateva ore, apoi sonicat in IPA (=IsoPropyl Alcohol). In total au
fost fabricate 56 diode SSD pe baza de MoS2, cu un numar fix de 12
canale in paralel si
12
latimi de canal de 30nm, 50nm, 70nm si 100nm (figura 16).
Fig. 16: Fotografie SEM (=Scanning Electron Microscope) a unei
diode SSD pe baza de MoS2 [24].
Este foarte important faptul ca dispozitivele fabricate reprezinta
o premiera tehnologica de a realiza diode de tip SSD pe strat
multiatomic de MoS2 care, la stadiul actual, prezinta mai multe
probleme de fabricatie in termeni de: (i) marimea ariei acoperite
pe substratul respectiv, (ii) prezenta defectelor si (iii)
aderenta.
3.2. Caracterizarea experimentala in DC a diodelor de tip SSD pe
baza de MoS2
Masuratorile in curent continuu au fost facute folosind un
caracterograf Keithley SCS 4200, in care toate canalele sunt
conectate la pre-amplificatoare cu zgomot redus. Caracterograful
este conectat la o platforma de masura (SÜSS MicroTec) in care este
pozitionata placheta cu dispozitivele pe baza de MoS2. Figura 17
arata curbele curent-tensiune (I-V) masurate pentru 13 diode SSD
din totalul de 56 diode fabricate [21]; aceste caracteristici au
fost masurate in conditiile de intuneric (“DARK”), intrucat MoS2
este un semiconductor sensibil la lumina/infrarosu.
(a) (b)
Fig. 17: (a) Curbe I-V masurate pentru 13 diode SSD pe baza de
MoS2, functie de latimea canalului [21]; (b) comparatie intre o
curba
I-V masurata (linie neagra cu triunghiuri) si un model de detector
patratic (patratele rosii) [21].
Figura 17a arata un curent continuu intre -60μA si +40μA. Fata de
diodele de tip SSD pe baza de grafena, diodele pe baza de MoS2
permit aplicarea unei tensiuni de polarizare mai mare, fara riscul
de a strapunge dispozitivul, respectiv peste 6-7V. Acest fenomen
este explicabil prin natura de semiconductor a MoS2, cu un bandgap
care este absent in cazul grafenei. Din masuratorile I-V se pot
face urmatoarele observatii:
1) valoarea curentului descreste cu cresterea latimii canalului de
la 30nm la 100nm; 2) curba I-V cu patratele rosii care se fiteaza
cu o curba masurata in figura 17b este de genul
= ±2 cu α=1,2; aceasta inseamna ca modelul unui detector cu
caracteristica patratica aproximeaza destul de bine rezultatele
experimentale;
3) raportul on/off este de 106, ceea ce inseamna ca o dioda SSD pe
baza de MoS2 poate fi folosita in aplicatii logice, cum a fost
punctat in [25].
Pentru a intelege mecanismul de functionare a unei diode SSD,
reamintim aici ca o dioda SSD poate fi modelata ca un divizor
capacitiv alcatuit dintr-o capacitate cuantica Cq si o capacitate
de substrat
13
Cs, conectate in serie. Mai mult, o dioda SSD poate fi considerata
ca un tranzistor bidimensional cu efect de camp (2DFET), cu poarta
si drena scurtcircuitate, facut din unul sau mai multe canale
inguste in paralel [26]. Fiecare canal este cuplat capacitiv la
tensiunea de drena aplicata (Vd) prin intermediu acestor doua
capacitati. In general, modelul fizic folosit pentru aceste
dispozitive este bazat pe formula Landauer, dupa cum urmeaza:
() = 2
(3)
unde e este sarcina elementara a electronului, h este constanta lui
Planck, μR si μL sunt nivelele lui Fermi pentru electrodul din
dreapta (R=Right) si stanga (L=Left), respectiv, T(e,V) este
probabilitatea de transmisie a electronilor incidenti cu energie E
de la stanga la dreapta, f0 este functia de distributie lui
Fermi-Dirac a electronilor pe partea stanga/dreapta si V=(μR-μL)/e
este diferenta de potential intre electrodul din dreapta si
electrodul din stanga. La stadiul actual nu se dispune de un mijloc
de simulare capabil sa efectueze calcule pe baza formulei din
ecuatia (3); totusi, pe baza rezultatelor experimentale obtinute cu
diode SSD pe baza de grafena si pentru care exista inclusiv formule
analitice pentru calcularea valorilor de curent continuu functie de
parametrii geometrici si ai materialului, se poate modela curentul
unei diode SSD prin relatia urmatoare:
=
2 (4)
unde N este numarul canalelor in paralel (N=12), µ este mobilitatea
materialului (MoS2) si w si sunt dimensiunile principale ale
geometriei diodei (figura 15b). In cazul de fata,
w=w0=30,50,70,100nm si
=1.1μm. Un rezultat semnificativ este faptul ca mobilitatea scazuta
a MoS2 multistrat (sectiunea 1.3) poate fi compensata prin
amplificare in paralel a curentului datorita geometriei multicanal,
ceea ce implica o imbunatatire a campului electromagnetic in
canalele inguste din care este alcatuita dioda SSD.
3.3. Caracterizarea experimentala in microunde a diodelor de tip
SSD pe baza de MoS2
Pentru caracterizarea experimentala in microunde a diodelor SSD pe
baza de MoS2, a fost folosita structura prezentata in figura 18a,
pe cand montajul de masura este prezentat in figurile 18b-c
[21,24].
(a)
(b) (c)
Fig. 18: (a) Schema diodei SSD pe baza de MoS2 (sus) si
fotografiile optice ale ariei diodei (stanga-jos) si diodei
integrate intr-o linie de transmisiune cu segmente de adaptare si
linii de polarizare (dreapta-jos) [21]; (b) schema montajului de
masura in DC si in microunde pentru diode SSD [24]; (c) poza optica
a montajului (stanga) si detaliu cu plasarea ciobul plachetei de
MoS2 pe Al2O3 pe ambaza montajului [21].
Circuitul final din figura 18a este alcatuit din: (i) o dioda SSD
pe baza de MoS2 integrata intr-o linie
14
de transmisiune cu porti de acces in tehnologie CPW; (ii) segmente
de linie in gol compuse din mai multe segmente care pot fi lipite
una de alta prin intermediul unui adeziv conductiv (asadar se poate
obtine un segment de linie in gol cu reactanta reconfigurabila
pentru adaptarea in microunde la impedanta de intrare a diodei);
(iii) un circuit de polarizare. De exemplu, in banda Ka
(26.5-40GHz) am observat o imbunatatire de 14dB la 28GHz a
adaptarii in microunde la impedanta de intrare a diodei atunci cand
se foloseste segmentul cel mai scurt (cu o lungime de 220 μm), fata
de situatia cu segment compus, de lungime intermediara (620μm).
Aceasta solutie este cea mai buna pentru a integra o dioda SSD cu o
antena/retea de antene (asta va fi obiectul cercetarilor
ulterioare). Totusi, in cazul de fata, sursa in microunde este
conectata direct la dioda SSD (figura 18b), astfel efectul
segmentului in gol nu este asa de important, deoarece se poate
estima in mod destul de riguros puterea in microunde care ajunge la
dioda SSD indiferent de nivelul de adaptare de impedanta. Mai
exact, o dezadaptare de impedanta are ca singur efect o scadere a
puterii totale in microunde care ajunge la dioda SSD. In legatura
cu liniile de polarizare, ele sunt menite sa izoleze semnalul in
microunde de cel de polarizare in DC prin un capacitor de decuplare
care poate fi lipit intre pad-uri, acest capacitor avand o valoare
potrivita pentru frecventa de lucru. Poarta de intrare de tip CPW a
detectorului cu o dioda SSD pe baza de MoS2 a fost conectata la un
generator in microunde (Agilent E8257D) si excitata prin un semnal
modulat in amplitudine (AM=Amplitude Modulation). Frecventa
purtatoarei a fost variata intre 900MHz si 10GHz la diferite nivele
de putere. Frecventa semnalului rectangular de modulatie tip AM a
fost aleasa in intervalul de valori tipic pentru frecvente audio
pana la 20kHz. Pentru a vizualiza mai bine semnalul detectat si, de
asemenea, pentru a calcula mai usor sensibilitatea detectorului,
iesirea acestuia a fost conectata la un osciloscop digital
(Tektronix SR560) prin un amplificator de semnal cu zgomot redus
(Stanford Research SR560). O sursa DC externa (Agilent E3631A)
permite polarizarea diodei SSD. Rezultatele caracterizarii in
microunde sunt aratate in figurile 19a-b [24].
(a) (b)
Fig. 19: Tensiunea detectata (a) si puterea aferenta (b) de catre
dioda SSD pe baza de MoS2 (la o tensiune de polarizare de 0V)
cand
este excitata de un semnal in microunde la 900MHz (linie albastra),
2.45GHz (linie roz), 3.6GHz (linie maro) si 10GHz (linie
rosie).
Pentru a demonstra functionarea diodelor SSD pe baza de MoS2, la
inceput am masurat dioda nepolarizata; astfel am putut verifica
daca dioda functioneaza ca “harvester”, redresand semnalul de
microunde. Puterea in microunde la intrare (P inc) a fost variata
intre -15dBm si +10dBm la mai multe frecvente de interes pentru
aplicatii in microunde. Figura 19a prezinta valorile de tensiune
detectata si figura 19b cele de putere aferenta. Se poate constata
faptul ca detectia la 0V (“harvesting”) la frecvente din ce in ce
mai inalte este posibila numai daca creste P inc. Pe cand la 900MHz
sunt suficiente valori de Pinc intre -15dBm si 0dBm (900MHz este o
banda folosita in aplicatii RFID si Bluetooth) pentru a obtine o
tensiune detectata intre 0.04mV si 1.8mV (varf la varf), la 10GHz
este necesara o putere Pinc intre 5dBm si 10dBm pentru a obtine o
tensiune detectata intre 70µV si 260µV. De asemena, puterea
detectata atinge valori intre 0.016pW si 32.4pW la 900MHz, si intre
49fW si 676fW la 10GHz. Desi aceste valori de putere detectata sunt
mici, ele sunt destul de mari (la 900MHz) ca sa poata fi alimentat
un stabilizator de polarizare a unui microprocesor pentru aplicatii
de senzori care consuma numai 35.4pW in regim pasiv. In figura 20
este prezentata imaginea inregistrata de pe osciloscop pentru
semnalul detectat la 900MHz cu o frecventa de modulatie AM de 2kHz,
aceeasi tendinta pentru forma de unda detectata fiind valabila
pentru orice alta frecventa considerata.
15
Fig. 20: Semnal detectat (functie de timp) pentru frecventa
purtatoarei de 900MHz cu o frecventa de modulatie de 2kHz.
4. Proiectarea sistemului de tip TMA cu antene pe baza de
MoS2
4.1. Schema de principiu a unui sistem de tip TMA
Arhitectura unui sistem de tip TMA este alcatuita din un comutator
neliniar pentru fiecare dintre antenele care constituie sistemul
respectiv [28], ceea ce evita proiectarea unei retele de excitare
complexe care sa cuprinda semnale de excitare neuniforme si
defazoare, asigurand in acelasi timp un nivel de lobi secundari
scazut (SLL= Side-Lobe Level) si capabilitati de reconfigurare a
fascicului. Controlul direct asupra secventei periodice pentru
polarizarea comutatoarelor (cu perioada TM>>Tc, cea din urma
fiind perioada purtatoarei cu frecventa fc=1/Tc) permite controlul
indirect asupra amplitudinii si fazei excitarii antenei de ordin p
prin timpul in care comutatorul este “on” τp (pentru controlul
amplitudinii) si prin timpul de crestere al impulsului de activare
rectangular de ordin p Up(t) (pentru controlul fazei). Pentru
proiectarea sistemului de tip TMA, in aceasta faza, amplitudinea
pulsurilor Up(t) variaza intre 0V (comutator “off”) si 3V
(comutator “on”). In ciuda acestei arhitecturi simple, sistemele
TMA au o alta caracteristica interesanta: prezenta impulsurilor de
control Up(t) in ecuatia care defineste factorul de retea are ca
efect existenta unor armonici corespunzatoare factorului de retea.
In cazul unei retele alcatuite din N antene cu distanta constanta L
intre doua antene adiacente in directia x, factorul de retea
AF(θ,t), functie de unghiul θ si timpul t, se poate calcula dupa
cum urmeaza:
(, ) = ∑ ()/−1 =0 = ∑ 2(0+)∞
=−∞ () (5)
unde fM=1/TM este frecventa de modulatie a comutatoarelor si h
identifica armonica purtatoarei/unei benzi laterale. Din aceste
motive, marele avantaj al sistemelor TMA este capacitatea de a
emite in acelasi timp la frecventa purtatoarei fc si la armonici in
benzile laterale fc±hfM – acest mecanism fiind numit emisie prin
benzile laterale (SBR=Side-Band Radiation). Deoarece fc>>fM,
antenele din sistemul TMA emit in mod eficient inclusiv in benzile
laterale fc±hfM. In functie de scopul pentru care sistemul TMA este
proiectat, secventa de control poate fi optimizata pentru
minimizarea simultana a SLL/SBR [29], sau pentru exploatarea din
plin a caracteristicilor de emisie aditionale, precum in aplicatii
de reconfigurare a fascilului la frecventele armonice [30,31]. In
figura 21 este prezentat un exemplu de sistem TMA cu 8 monopoli si
secventa de control pentru diagrame de radiatie multi-armonice:
dreptunghiul albastru de ordin p reprezinta procentul din perioada
de modulatie TM in care comutatorul corespunzator este in starea
“on”. O estimare riguroasa a acestui comportament neliniar/radiant
poate fi obtinut numai printr-o platforma de simulare avansata. Din
acest motiv, pentru proiectarea sistemului TMA cu antene pe baza de
MoS2 am folosit o metoda mixta de simulari de
circuit/electromagnetice [32], in care s-a combinat o tehnica de
“Harmonic Balance” pentru descrierea precisa a neliniaritatilor
circuitului (software NONLIN pus la dispozitie de catre
Universitatea din Bologna – Anexa 1) cu caracterizarea liniara
(simulari electromagnetice pasive) a retelei de antene. Astfel
ecuatia (5) poate fi rezolvata in mod riguros, intrucat
comutatoarele si mecanismele de emisie intrinseci ale sistemului
sunt evaluate impreuna.
Fig. 21: Sistem TMA alcatuit din 8 monopoli (sus), secventa
de
control pentru emisie multi-armonica pentru transmiterea simultana
a puterii in 3 directii diferite (stanga-jos) si diagramele de
radiatie rezultante (dreapta-jos) prin platforma combinata de
simulari neliniare (NONLIN) si electromagnetice (CST Microwave
Studio) [31].
16
4.2. Sistemul de tip TMA cu antene pe baza de MoS2
In figura 22 este prezentata schema de baza unui sistem TMA cu
antene pe baza de MoS2 [33], de tipul antenei din figura 6a.
Componentele concentrate au urmatoarele valori: RRF=50Ω, CDC=0.1pF,
RBIAS=1kΩ, LBIAS=10μH si LRF=15nH. Fiecare antena pe baza de MoS2
este modelata prin matricea de parametri S simulata in CST
Microwave Studio in prezenta celoralte antene ale retelei (astfel
luand in considerare toate posibilele interactiuni si interferente
intre antene adiacente). Dioda aleasa pentru aceste simulari este o
dioda Schottky clasica, desi este posibila crearea unui model
propriu al diodei prezentate in sectiunea 3. Pentru a face asta,
sunt necesare cercetari aditionale pentru a investiga posibilitatea
folosirii diodei SSD pe baza de MoS2 in calitate de comutator.
Acest rezultat ar insemna integrarea si fabricarea celor doua
tipuri de dispozitive de baza ale sistemului TMA (pasiv – antena –
si activ – dioda SSD) intr-un singur proces tehnologic pentru a
obtine un sistem bidimensional in microunde cu caracteristici
“inteligente” datorita proprietatilor materialului 2D [34].
Insertul din figura 22 (dreptunghiul cu linia rosie) este modelul
de circuit al diodei (o rezistenta variabila in serie cu un circuit
paralel care cuprinde o capacitate variabila si un generator
echivalent de curent – generator tip Norton). Rezultatele
simularilor de circuit pentru sistemul TMA propus sunt independente
de modelul folosit pentru dioda, fie Schottky fie creat ad hoc prin
fitarea curbelor experimentale din figura 17a.
Fig. 22: Model de circuit al sistemului TMA cu antene pe baza de
MoS2 (N=2 sau 8), in care fiecare antena este conectata cu un
comutator (dioda) pentru aplicarea secventei de control dorite.
Circuitul include si reteaua de polarizare pentru fiecare dioda
[33].
Reteaua de excitare in figura 22 (“corporate feed”) poate fi
proiectata si simulata usor odata ce este fixat numarul de antene
al retelei. In cazul de fata, am ales sa optimizam doua sisteme TMA
cu antene pe baza de MoS2: unul cu 2 antene (“2-MoS-TMA”) si unul
cu 8 antene (“8-MoS-TMA”). In detaliu:
1) Sistemul 2-MoS-TMA a fost optimizat pentru un sistem RFID de
localizare “indoor” (tehnica radar monopuls);
2) Sistemul 8-MoS-TMA a fost optimizat pentru a garanta emisie
multi-armonica simultana.
Puterea in microunde (“RF input”) este fixata la 0dBm pentru ambele
cazuri. Frecventa purtatoarei este fc=10GHz, pe cand frecventa de
modulatie pentru controlul comutatoarelor este fM=100kHz. Astfel
vom prezenta rezultatele pentru cele 3 frecvente:
fc=10GHz (frecventa purtatoarei) fc-fM=9.9999GHz (frecventa
armonicii benzii laterale inferioare – banda laterala negativa)
fc+fM=10.0001GHz (frecventa armonicii benzii laterale superioare –
banda laterala pozitiva)
Pentru sistemul 2-MoS-TMA (figura 23, unde λ este lungimea de unda
in spatiu liber la 10GHz), tehnica radar monopuls implica
urmatoarele [35]:
1) se calculeaza diagrama de radiatie “sum” (Σ) la frecventa fc
prin excitarea antenelor in faza; 2) la fiecare dintre frecventele
fc-fM si fc+fM se calculeaza diagrama de radiatie “diferen”
(Δ)
prin excitarea antenelor in opozitie de faza. Se poate varia
directia fascicului diagramei
17
“diferen” Δ in planul de scanare (-90°≤θ≤90°) prin schimbarea
valorilor factorului de umplere (“duty cycle”) d ale secventelor de
actionare a celor doua comutatoare. Practic, se poate varia
procentul de suprapunere intre impulsurile de excitare a celor doua
comutatoare;
3) se calculeaza raportul de maxima putere (MPR=Maximum Power
Ratio) prin formula MPRdB(θ)=ΣdB(θ)–ΔdB(θ).
Fig. 23: Schema sistemului 2-MoS-TMA proiectat in CST Microwave
Studio pentru simularea electromagnetica.
Figurile 24a-b prezinta rezultatele pentru campul normalizat
obtinute prin simularile combinate neliniare (NONLIN) si
electromagnetice (CST Microwave Studio) ale sistemului 2-MoS-TMA,
pentru 2 valori de factor de umplere d ale secventelor de actionare
a celor doua comutatoare: figura 24a corespunde cazului in care
d=50% si cele doua comutatoare sunt in starea “on” pentru 50% din
perioada TM (si sunt in opozitie de faza – cand un comutator este
“on”, celalalt este “off”); figura 24b corespunde cazului in care
d=58% si cele doua comutatoare sunt amandoua in starea “on” pentru
8% din perioada TM. Figurile 24c-d arata valorile calculate pentru
MPR pentru d=50% (figura 24c) si d=58% (figura 24d). MPR1
corespunde cazului MPR1dB(θ)=ΣdB(θ)–Δ1dB(θ) (in care Δ1 este
diagrama diferen pentru armonica fc+fM) si MPR2 corespunde cazului
MPR2dB(θ)=ΣdB(θ)–Δ2dB(θ) (in care Δ2 este diagrama diferen pentru
armonica fc-fM).
(a) (b)
(c) (d)
Fig. 24: Simulari combinate neliniare/electromagnetice pentru
sistemul 2-MoS-TMA in cazul unui factor de umplere d egal cu 50%
((a)
si (c)) si 58% ((b) si (d)) din perioada TM a secventei de
control.
Din figurile 24a-d se pot trage urmatoarele concluzii:
1) campul normalizat si MPR la frecventa purtatoarei raman practic
neschimbati atunci cand se
18
schimba d; 2) schimbarea valorii factorului de umplere permite o
imbunatatire a localizarii prin schimbarea
pozitiilor valorilor minime ale diagramelor “diferen” Δ (figura
23d). Caracteristica plata a diagramei “sum” Σ functie de unghiul θ
garanteaza proprietati de scanare aproape constante.
Daca facem ipoteza ca senzorii tag-urilor pasive ale unei retele de
tip WSN (=Wireless Sensor Network) au fiecare un cod de
identificare stocat intr-o baza de date la dispozitia
utilizatorului, faza de scanare pentru localizarea senzorilor este
posibila prin exploatarea modulatiei in timp datorita secventelor
de control ale comutatoarelor. Valorile adanci ale minimelor in
diagramele “diferen” Δ permit o rezolutie buna a detectarii
tag-urilor: indicatorul de nivel al semnalului la receptie
(RSSI=Received Signal Strength Indicator) datorita diagramelor Σ si
Δ pot fi combinate pentru a calcula MPR pentu fiecare tag. La
sfarsitul operatiunii de scanare este memorat un vector cu valorile
unghiului θ care corespund cu maximile curbelor MPR, astfel se
poate crea o baza de date cu pozitiile tag-urilor (cu o rezolutie
de pana la cativa centimetri la 2.45GHz pentru o localizare indoor
[36]). Pasul urmator a fost simularea sistemului 8-MoS-TMA pentru
emisia multi-armonica simultana. In acest caz, precum pentru
sistemul 2-MoS-TMA, distanta intre doua antene adiacente este egala
cu λ/2. Figura 25a prezinta rezultatele pentru campul normalizat
obtinute prin simularile combinate neliniare (NONLIN) si
electromagnetice (CST Microwave Studio) ale sistemului 8-MoS-TMA,
iar figura 25b arata formele de unda (functie de timp) ale
curentilor care trec prin cele 8 comutatoare.
(a) (b)
trec prin cele 8 comutatoare (curbele 1-8).
Din figurile 25a-b se pot trage urmatoarele concluzii:
1) din figura 25a rezulta ca se poate obtine un sistem de tip TMA
care emite simultan la 3 frecvente diferite (fc, fc+fM si fc-fM)
catre 3 directii diferite (θ=0°, θ=-28° si θ=+28°), astfel
realizand o tehnica combinata de multiplexing in frecventa si
spatiu, ceea ce constitutie o imbunatatire semnificativa in termeni
de simplitate tehnologica, fiabilitate si protectie impotriva
interferentelor;
2) daca consideram valorile maxime ale campului normalizat
corespunzatoare celor 3 directii de emisie (θ=0°, θ=-28° si
θ=+28°), diferenta intre frecventa purtatoarei si benzile laterale
este de 6.24dB. Asta inseamna ca puterea emisa de catre purtatoarea
este de 4 ori mai mare fata de cea emisa de catre benzile
laterale.
In legatura cu ultima concluzie, avand in vedere rezultatul din
figura 14, anume faptul ca puterea emisa de catre antena patch pe
baza de MoS2 poate fi dublata daca se aplica o tensiune de
polarizare potrivita, diagramele de radiatie din figura 25a pot fi
si ele reconfigurate pe baza tensiunii de polarizare, atingand o
valoare maxima (mult mai mare) daca MoS2 este polarizat
corespunzator.
Aceste caracteristici pot fi de mare folos intr-o aplicatie RFID in
care, de exemplu, tinta este transmisia de putere la distanta
(WPT=Wireless Power Transmission) catre 3 dispozitive pozitionate
in puncte diferite (si care au practic aceeasi frecventa de lucru –
10GHz) in mod simultan, cu un nivel de putere care poate fi ales de
catre utilizator printr-o simpla polarizare a antenelor din care
este alcatuit sistemul TMA de tip transmitator.
19
Ulterior, se poate demonstra utilitatea tehnologiei propuse pentru
un tag RFID in banda X, prin calcularea distantei de activare a
unui sistem RFID la 10GHz (fc) si la benzile laterale 9.9999GHz
(fc-fM) si 10.0001GHz (fc+fM) pentru o secventa de control de tip
multi-armonica (8-MoS-TMA). Abordarea este asemanatoare cu cea
detaliata in referinta [33]. Aici ne limitam sa aratam un tabel cu
rezultatele finale pentru 2 valori de tensiune de polarizare.
Tensiune de polarizare fc=10GHz fc-fM=9.9999GHz
fc+fM=10.0001GHz
0V ~26cm ~13cm ~13cm
15V ~37cm ~18cm ~18cm
Tabel I: Distanta de activare unui sistem RFID la frecventa
purtatoarei (10GHz) si la benzile laterale (9.9999GHz si
10.0001GHz).
5. Urmatoarele cercetari
Pasii urmatori pentru a finaliza cercetarile in cadrul proiectului
vor fi:
Simularea combinata neliniara (NONLIN) si electromagnetica (CST
Microwave Studio) a unor sisteme de tip TMA cu antene si diode SSD
pe baza de MoS2 (creand in simulatorul neliniar un model ad hoc
pentru diodele SSD pe baza de MoS2).
Fabricarea si caracterizarea unei noi plachete de MoS2 multistrat
(cel mult 5 straturi). Fabricarea prototipului unui sistem de tip
TMA cu 2 antene pe baza de MoS2. Acest prototip
va integra inclusiv 2 diode SSD, tot pe baza de MoS2, in cazul in
care simularile combinate neliniare/electromagnetice vor da
rezultate positive. Altfel, se vor folosi diode Schottky clasice
disponibile in comert.
La final, se va caracteriza prototipul fabricat in DC si in
microunde si se va face o comparatie cu simularile
neliniare/electromagnetice.
6. Alte rezultate
Au fost fabricate pe aceeasi placheta de MoS2 pe Al2O3 inclusiv
antene patch cu frecventa de lucru la 24GHz, pentru a investiga
potentialul acestui material 2D la frecvente de interes pentru
viitoarele aplicatii 5G/Internet-of-Things (IoT).
Pe parcursul Etapei II a proiectului, a fost inceputa procedura de
depunere, cu firma Thales (Franta), a unui brevet despre o antena
de tip “bow-tie” reconfigurabila in benzile C si X (4– 8GHz si
8–12GHz, respectiv).
20
Anexa 1: Descrierea programului de simulare neliniara NONLIN
NONLIN este un simulator de circuit (creat cu limbajul de
programare FORTRAN 77) care a fost dezvoltat de catre mai multi
cercetarori (printre ei: Prof. Vittorio Rizzoli, Prof. Alessandra
Costanzo si Prof. Diego Masotti) in cadrul Facultatii de Inginerie
de la Universitatea din Bologna, unde subscrisul a obtinut
diplomele de masterat si de doctorat. Acest program permite analiza
sau optimizarea oricarui circuit neliniar in microunde care
opereaza in regim stationar periodic, cvasi-periodic sau modulat.
Proiectantul trebuie sa specifice informatiile legate de topologia
sub-retelei liniare, frecventele de lucru, generatoarele
independente si parametrii de functionare ai dispozitivelor
neliniare, pentru care exista deja o multime de modele optimizate
in biblioteca programului. Alta varianta este definirea unui
asa-zis “model utent” in care proiectantul poate, de exemplu,
insera ecuatille unui dispozitiv sau o curba I-V fitata din
masuratorile experimentale. Rezultatul simularilor este regimul
electric al circuitului, inclusiv componentele spectrale ale
produselor de intermodulatie (in cazul regimului cvasi-periodic),
formele de unda ale tensiunilor si curentilor, informatii despre
bilantul de putere si alte functii de retea specificate de
proiectant. NONLIN permite implementarea metodului de bilant
armonic prin decompunere (Piecewise Harmonic Balance) folosind doi
algoritmi iterativi pentru rezolvarea sistemului algebric de
ecuatii pentru bilantul armonic:
1) Metoda exacta a lui Newton pentru calcularea matriciei
jacobiene; aceasta metoda este folosita pentru circuite neliniare
de dimensiuni mediu-mici, anume atunci cand sistemul de rezolvare
are cel mult cateva mii de necunoscute;
2) Metoda prin iterarea inexacta a lui Newton I.N.H.B.
(=Inexact-Newton Harmonic Balance). Puterea acestei metode consta
in calcularea actualizarii a solutiei problemei prin o metoda,
precum GMRES (=Generalized Minimal Residual Method), dezvoltata pe
baza teoriei sub- spatiilor lui Krylov. Matricea jacobiena nu
trebuie nici memorata nici factorizata. Mai mult, ea poate fi
scrisa precum suma unei matrici Toepliz cu o matrice Hankel, astfel
incat fiecare produs matrice-vector poate fi exprimat sub forma
unei convolutii discrete (complexe), care poate fi calculata
folosind o transformata Fourier de tip FFT (=Fast Fourier
Transform). Asta inseamna o eficienta de calcul sporita inclusiv in
termeni de ocupare de memorie; din acest motive, metoda I.N.H.B.
este folosita pentru circuite cu zeci de mii de necunoscute sau
chiar mai multe.
NONLIN permite implementarea metodei M.H.B. (=Modulation-oriented
Harmonic Balance), care este de mare ajutor in tehnologiile moderne
in microunde, in care semnalul purtatoarei este modulat de un alt
semnal cu o frecventa mult mai mica (semnal de modulatie). Aceasta
poate conduce la un sistem de rezolvare cu milioane de
necunoscute.
NONLIN este un program foarte puternic pentru caracterizarea unui
intreg sistem de transmisie/receptie in microunde (“front end”) si
a fost/este folosit cu succes in cadrul tezelor mele de
masterat/doctorat si al cercetarii desfasurate la IMT Bucuresti.
Colaborarea mea cu echipa de la Bologna imi va permite utilizarea
acestui instrument de simulare pe tot parcursul proiectului si va
furniza informatii importante pentru atingerea obiectivelor
proiectului.
21
Bibliografie
[1] P. Budania, P. Baine, J. Montgomery, C. McGeough, T. Cafolla,
M. Modreanu, D. McNeill, N. Mitchell, G. Hughes, and P. Hurley,
“Long-term stability of mechanically exfoliated MoS2 flakes,” MRS
Communications, vol. 7, no. 4, pp. 813–818, 2017, DOI:
10.1557/mrc.2017.105
[2] P. Budania, P.T. Baine, J.H. Montgomery, D.W. McNeill, S.J.N.
Mitchell, M. Modreanu, and P.K. Hurley, “Effect of post-
exfoliation treatments on mechanically exfoliated MoS2,” Materials
Research Express, vol. 4, no. 2, p. 025022, 2017, DOI:
10.1088/2053-1591/aa5d8c
[3] H. Li, Q. Zhang, C.C.R. Yap, B.K. Tay, T.H.T. Edwin, A.
Olivier, and D. Baillargeat, “From Bulk to Monolayer MoS2:
Evolution of Raman Scattering,” Adv. Funct. Mater., vol. 22, pp.
1385–1390, 2012, DOI: 10.1002/adfm.201102111
[4] P.A. Bertrand, “Surface-phonon dispersion of MoS2,” Phys. Rev.
B, vol. 44, p. 5745, 1991, DOI: 10.1103/PhysRevB.44.5745
[5] A. Molina-Sánchez, and L. Wirtz, “Phonons in single-layer and
few-layer MoS2 and WS2,” Phys. Rev. B, vol. 84, p. 155413, 2011,
DOI: 10.1103/PhysRevB.84.155413
[6] M. Dragoman, A. Cismaru, M. Aldrigo, A. Radoi, D. Dragoman,
“Switching microwaves via semiconductor-isolator reversible
transition in a thin-film of MoS2,” Journal of Applied Physics,
vol. 118, p. 045710, 2015, DOI: 10.1063/1.4927485
[7] B.W.H., Baugher, H.O.H. Churchill, Y., Yang, P.
Jarillo-Herrero, “Intrinsic Electronic Transport Properties of
High-Quality Monolayer and Bilayer MoS2,” Nano Lett., vol. 13, pp.
4212–4216, 2013, DOI: 10.1021/nl401916s
[8] S. Das, J. Appenzeller, “Where Does the Current Flow
inTwo-Dimensional Layered Systems?,” Nano Lett., vol. 13, pp.
3396–3402, 2013, DOI: 10.1021/nl401831u
[9] Y. Guo, Y. Han, J. Li, A. Xiang, X. Wei, S. Gao, and Q. Chen,
“Study on the Resistance Distribution at the Contact between
Molybdenum Disulfide and Metals,” ACS Nano, vol. 8, no. 8, pp.
7771–7779, 2014, DOI: 10.1021/nn503152r
[10] J.A. Robinson, M. LaBella, M. Zhu, M. Hollander, R. Kasarda,
Z. Hughes, K. Trumbull, R. Cavalero, and D. Snyder, “Contacting
Graphene,” Appl. Phys. Lett., vol. 98, p. 053103, 2011, DOI:
10.1063/1.3549183
[11] M. Hossain, M. Sanaullah, A.H.B. Yousuf, A. Es-Saki, and M.H.
Chowdhury, “Analytical Analysis of the Contact Resistance (Rc) of
Metal-MoS2 Interface,” Proc. of IEEE 58th International Midwest
Symposium on Circuits and Systems (MWSCAS), 2-5 Aug. 2015, DOI:
10.1109/MWSCAS.2015.7282027
[12] B. Radisavljevic, and A. Kis, “Mobility engineering and a
metal-insulator transition in monolayer MoS2,” Nature Materials 12,
pp. 815–820, Jun. 2013, DOI: 10.1038/nmat3687
[13] A. M. Song, M. Missous, P. Omling, A. R. Peaker, L, Samuelson,
and W. Seifert, “Unidirectional electron flow in a narrow
semiconductor channel: A self-switching device,” Appl. Phys. Lett.
83, pp. 1881–1883, 2003, DOI: 10.1063/1.1606881
[14] P. Sangaré, G. Ducournau, B. Grimbert, V. Brandli, M. Faucher,
C. Gaquière, A. Íñiguez-de-la-Torre, I. Íñiguez-de-la- Torre, J. F.
Millithaler, J. Mateos, and T. González, “Experimental
demonstration of direct terahertz detection at room temperature in
AlGaN/GaN asymmetric nanochannels,” J. Appl. Phys. 113, 034305
(2013), DOI: 10.1063/1.4775406
[15] A. Westlund, M. Winters, I. G. Ivanov, J. Hassan, P.-Å.
Nilsson, E. Janzén, N. Rorsman, and J. Grahn, “Graphene self-
switching diodes as zero-bias microwave detectors,” Appl. Phys.
Lett. 106, 093116 (2015), DOI: 10.1063/1.4914356
[16] M. Winters, M. Thorsell, W. Strupiski, and N. Rorsman, “High
frequency electromagnetic detection by nonlinear conduction
modulation in graphene nanowire diodes,” Appl. Phys. Lett. 107,
143508 (2015), DOI: 10.1063/1.4932970
[17] S. Bhatnagar, R. Kumar, M. Sharma, and B. K. Kuanr, “Reduced
graphene Oxide/ZnO nanostructures based rectifier diode,” AIP
Conference Proc. 1832, 050060 (2017), DOI: 10.1063/1.4980293
[18] C. Balocco, A. M. Song, M. Åberg, A. Forchel, T. González, J.
Mateos, I. Maximov, M. Missous, A. A. Rezazadeh, J. Saijets, L.
Samuelson, D. Wallin, K. Williams, L. Worschech, and H. Q. Xu,
“Microwave Detection at 110 GHz by Nanowires with Broken Symmetry,”
Nano Lett., vol. 5, no. 7, pp. 1423–1427, Jun. 2005, DOI:
10.1021/nl050779g
[19] A. Westlund, P. Sangaré, G. Ducournau, P.-Å. Nilsson, C.
Gaquière, L. Desplanque, X. Wallart, and J. Grahn, “Terahertz
detection in zero-bias InAs self-switching diodes at room
temperature,” Appl. Phys. Lett. 103, 133504 (2013), DOI:
10.1063/1.4821949
[20] F. Al-Dirini, F. M. Hossain, M. A. Mohammed, Md S. Hossain, A.
Nirmalathas, and E. Skafida, “Monolayer MoS2 self- switching
diodes,” J. Appl. Phys., vol. 119, no. 4, pp. 044506, 2016; DOI:
10.1063/1.4940707
[21] M. Aldrigo, M. Dragoman, S. Iordanescu, A. Dinescu, D.
Vasilache, I. Povey, M. Modreanu, “Microwave detection with
MoS2-based self-switching diodes,” accepted for oral presentation
at the 42nd International Semiconductor Conference (CAS), 9-11
October 2019
[22] M. Yasir, M. Aldrigo, M. Dragoman, A. Dinescu, M. Bozzi, S.
Iordanescu, and D. Vasilache, “Integration of antenna array and
self-switching graphene diode for detection at 28 GHz,” IEEE
Electron Device Lett., vol. 40, no. 4, pp. 628–631, Apr. 2019, DOI:
10.1109/LED.2019.2899028
[23] M. Aldrigo, M. Dragoman, S. Iordanescu, D. Vasilache, A.
Dinescu, M. Shanawani, and D. Masotti, “Graphene diodes for 5G
energy harvesting: design, simulations and experiments,” Proc. of
the 49th European Microwave Week Conference, 29 Sep.-4 Oct. 2019,
pp. 37–40, 2019
[24] M. Dragoman, M. Aldrigo, J. Connolly, I. M. Povey, S.
Iordanescu, A. Dinescu, D. Vasilache, and M. Modreanu, “MoS2 radio:
detecting radio waves with a two-dimensional transition metal
dichalcogenide semiconductor,” Nanotechnology 31 (2020) 06LT01,
Nov. 2019, DOI: 10.1088/1361-6528/ab5123
[25] A.M. Song, M. Missous, P. Omling, A.R. Peaker, L. Samuelson,
and W. Seifert, “Unidirectional electron flow in a narrow
semiconductor channel: A self-switching device,” Appl. Phys. Lett.,
vol. 83, no. 9, p. 1881–1883, Sep. 2003, DOI:
22
10.1063/1.1606881
[26] A. Westlund, P. Sangaré, G. Ducournau, I. Iñiguez-de-la-Torre,
P.-Å. Nilsson, C. Gaquière, L. Desplanque, X. Wallart,
“Optimization and Small-Signal Modeling of Zero-Bias InAs
Self-Switching Diode Detectors,” Solid-State Electronics, vol. 104,
pp. 79–85, Feb. 2015, DOI: 10.1016/j.sse.2014.11.014
[27] S. Hanson, M. Seok, Y.-S. Lin, Z.Y. Foo, D. Kim, Y. Lee, N.
Liu, D. Sylvester, and David Blaauw, “A Low-Voltage Processor for
Sensing Applications With Picowatt Standby Mode,” IEEE J. Solid
State Circuits, vol. 44, no. 4, pp. 1145– 1155, Mar. 2009, DOI:
10.1109/JSSC.2009.2014205
[28] W.H. Kummer, A.T. Villeneuve, T.S. Fong, and F.G. Terrio,
“Ultra-low sidelobes from time-modulated arrays,” IEEE Trans.
Antennas Propag., vol. 11, no. 6, pp. 633–639, Nov. 1963, DOI:
10.1109/TAP.1963.1138102
[29] L. Poli, P. Rocca, L. Manica, and A. Massa, “Pattern synthesis
in time-modulated linear arrays through pulse shifting,” IET
Microwaves, Antennas & Propagation, vol. 4, no. 9, pp.
1157–1164 Sep. 2010, DOI: 10.1049/iet-map.2009.0042
[30] Y. Tong, and A. Tennant, “Simultaneous control of sidelobe
level and harmonic beam steering in time-modulated linear arrays,”
Electronics Lett., vol. 46, no. 3, pp. 201–202, Feb. 2010, DOI:
10.1049/el.2010.2629
[31] L. Poli, P. Rocca, G. Oliveri, and A. Massa, “Harmonic
beamforming in time-modulated linear arrays,” IEEE Trans. Antennas
Propag., vol. 59, no. 7, pp. 2538–2545, Jul. 2011, DOI:
10.1109/TAP.2011.2152323
[32] D. Masotti, P. Francia, A. Costanzo, and V. Rizzoli, “Rigorous
Electromagnetic/Circuit-Level Analysis of Time- Modulated Linear
Arrays,” IEEE Trans. Antennas Propag., vol. 61, no. 11, pp.
5465–5474, Nov. 2013, DOI: 10.1109/TAP.2013.2279217
[33] M. Aldrigo, D. Masotti, and M. Dragoman, “Smart
Two-Dimensional Material-based Time Modulated Array for RFID
Applications,” IET Microwaves, Antennas & Propagation, vol. 11,
no. 15, pp. 2267–2272, Nov. 2017, DOI: 0.1049/iet-
map.2017.0309
[34] M. Aldrigo, M. Dragoman, and D. Masotti, "Metal-Insulator
Transition in Monolayer MoS2 for Tunable and Reconfigurable
Devices", Proc. of 41st International Semiconductor Conference
(CAS), pp. 101–104, 10-12 October 2018 – “Best Paper Award CAS
2018”
[35] D. Masotti, A. Costanzo, M. Del Prete, and V. Rizzoli,
“Time-Modulation of Linear Arrays for Real-Time Reconfigurable
Wireless Power Transmission,” IEEE Trans. Microw. Theory Techn.,
vol. 64, no. 2, pp. 331–342, Feb. 2016, DOI:
10.1109/TMTT.2015.2512275
