1

RAPORT STIINTIFIC SI TEHNIC – ETAPA II Proiect PN-III-P1-1.1-PD-2016-0535 no. 58/2.05.2018

Cuprins 1. Fabricarea si caracterizarea probei de MoS2 pe o placheta de 4 inch de HRSi 2 1.1. Fabricarea probei de MoS2 pe substrat de Al2O3/HRSi 2 1.2. Spectroscopie Raman 2 1.3. Alte masuratori pentru caracterizare probei de MoS2 pe substrat de Al2O3/HRSi 4 2. Proiectarea, simularea, fabricarea si caracterizarea experimentala in DC si in microunde a unor antene de tip patch pe baza de MoS2

5

2.1. Proiectarea electromagnetica unei antene de tip patch pe baza de MoS2 in banda X 5 2.2. Fabricarea antenelor de tip patch pe baza de MoS2 in banda X 6 2.3. Caracterizarea experimentala in DC si in microunde a antenelor de tip patch pe baza de MoS2. Comparatie cu simularile electromagnetice.

7

3. Proiectarea si fabricarea diodelor de tip SSD pe baza de MoS2 10 3.1. Fabricarea diodelor de tip SSD pe baza de MoS2 11 3.2. Caracterizarea experimentala in DC a diodelor de tip SSD pe baza de MoS2 12 3.3. Caracterizarea experimentala in microunde a diodelor de tip SSD pe baza de MoS2 13 4. Proiectarea sistemului de tip TMA cu antene pe baza de MoS2 15 4.1. Schema de principiu a unui sistem de tip TMA 15 4.2. Sistemul de tip TMA cu antene pe baza de MoS2 16 5. Urmatoarele cercetari 19 6. Alte rezultate 19 Anexa 1: Descrierea programului de simulare neliniara NONLIN 20 Bibliografie 21

2

Pentru derularea Etapei II a proiectului PN-III-P1-1.1-PD-2016-0535 no. 58/2.05.2018 – Proiectarea electromagnetica (EM) si neliniara si fabricarea unui sistem de tip antene modulate in timp (TMA) pe baza de materiale 2D pentru un “tag” RFID inteligent – in vederea continuarii procesului de realizare a structurilor de test pe baza de disulfura de molibden (MoS2), a fost realizata in colaborare cu Tyndall (Cork, Irlanda) o proba de MoS2 pe substrat de siliciu de inalta rezistivitate (HRSi) de 4 inch. IMT are cu Tyndall o colaborare stiintifica indelungata si, in cazul de fata, Tyndall este interesata de dezvoltarea tehnologica a dispozitivelor active (diode, tranzistoare) si pasive (antene) pe baza de disulfura de molibden. MoS2 a fost crescut pe HRSi prin tehnica modificata Atomic Layer Deposition-Chemical Vapour Deposition (ALD-CVD), pentru a remedia problemele de aderenta a stratului monoatomic de MoS2 achitizionat in Etapa I de la 2D Semiconductors. La Tyndall au fost depuse in mod uniform straturi multiatomice de MoS2 de cca. 10nm de grosime, aceasta solutie fiind cea mai buna conform analizei riscurilor potentiale in privinta obtinerii tintelor propuse in Etapa II a proiectului. Pe langa placheta de MoS2 fabricata la Tyndall, au fost achizitionate sase (6) probe de MoS2, teoretic monostrat, de la compania 2D Semiconductors (http://www.2dsemiconductors.com/). In detaliu:

– 3 probe (dimensiuni: 1cm x 1cm) de disulfura de molibden monostrat (teoretic) pe oxid de siliciu (SiO2)/HRSi (cu rezistivitate ρ~10.000Ohm·cm), cu grosimi de 300nm/500μm respectiv;

– 3 probe (dimensiuni: 1cm x 1cm) de heterojonctiuni bidimensionale (2D), alcatuite din: 500μm de HRSi, 90nm de SiO2, disulfura de molibden monostrat (teoretic) si grafena monostrat (teoretic).

In ambele cazuri, este vorba de disulfura de molibden depusa pe substratul respectiv (SiO2/HRSi) prin CVD. Cele 6 probe de MoS2/heterojonctiuni au fost stocate in atmosfera protejata, de azot, pentru a evita orice fel de contaminare de catre mediul extern si vor fi folosite pentru crearea unor dispozitive in Etapa III, dupa testele efectuate pe dispozitivele fabricate in Etapa II. In paragrafele care urmeaza, voi prezenta: 1. fabricarea si caracterizarea probei de MoS2 pe o placheta de 4 inch de HRSi; 2. proiectarea, simularea, fabricarea si caracterizarea experimentala in curent continuu (DC – “direct current”) si in microunde a unor antene de tip patch pe baza de MoS2; 3. proiectarea, fabricarea si caracterizarea experimentala in DC si in microunde a unor diode de tip “self-switching” (SSD=Self-Switching Diode) pe baza de MoS2; 4. proiectarea si simularea unor retele de antene de tip Time-Modulated Array (TMA) pe baza de MoS2, cu caracteristici “inteligente” de reconfigurabilitate prin aplicarea unei tensiuni de polarizare, conform rezultatelor obtinute in punctele 1–3.

1. Fabricarea si caracterizarea probei de MoS2 pe o placheta de 4 inch de HRSi

1.1. Fabricarea probei de MoS2 pe substrat de Al2O3/HRSi

Stratul subtire de MoS2 fabricat la Tyndall (cu o grosime nominala de 15 straturi atomice) a fost crescut pe placheta de 4 inch de oxid de aluminiu (Al2O3)/HRSi prin o tehnica modificata ALD-CVD (echipament Applied Material Centura), la o temperatura de 550°C, folosind ca precursoare molibden hexacarbonil Mo(CO)6 (cu o puritate de 99,99%) si hidrogen sulfurat H2S (cu o puritate de 99,99%). Stratul subtire de oxid de aluminiu, cu o grosime de 30nm, a fost crescut prin ALD inainte de depunerea stratului subtire de MoS2. Straturile de MoS2 au fost exfoliate de pe un cristal natural de disulfura de molibden disponibil in comert (de la 2D Semiconductors) folosind o banda adeziva Scotch®. Detaliile privind pregatirea probei se pot regasi in referintele [1] si [2]. Fulgii (“flakes”) de MoS2 exfoliat (cel putin 5 straturi atomice) au fost folositi ca referinta pentru masuratorile Raman.

1.2. Spectroscopie Raman

MoS2 este un material de tip “dicalcogen”: in detaliu, MoS2 este format de straturi individuale sulf-molibden-sulf (S–Mo–S) cu legaturi atomice slabe intre doua straturi suprapuse. Fiecare dintre aceste straturi individuale este constituit de doua planuri hexagonale de atomi de sulf si un plan hexagonal de atomi de molibden interpus intre cele doua planuri de sulf, atomii de molibden fiind legati de cei de sulf intr-o aranjare de tip prism trigonal (figura 1a). In acelasi timp, MoS2 monostrat este un semiconductor cu banda interzisa directa de 1,9eV. Largimea benzii interzise descreste cu cat mai mult creste numarul de monostraturi, MoS2 masiv (“bulk”) fiind un semiconductor cu banda interzisa indirecta de 1,2eV (figura 1b).

3

(a) (b)

Fig. 1: (a) Structura cristalina a MoS2: straturi de atomi de molibden (roz) interpusi intre doua straturi de atomi de sulf (galben) – https://www.chemtube3d.com/ss-mos2/; (b) structura benziilor pentru MoS2 masiv (stanga) si monostrat (dreapta).

Spectrele Raman au fost obtinute cu spectrometrul Renishaw Invia Reflex micro-Raman la temperatura camerei. Spectrele Raman au fost achizitionate cu laserul cw Modu-Laser Stellar-REN la lungimea de unda de 514,5nm cu o putere de 0,5mW atat pentru stratul subtire de MoS2 cat si pentru MoS2 exfoliat. Obiectivul microscopului prin reflexie a fost setat pe marimea 50X cu o apertura numerica NA 0,75, pe cand diametrul fascicului de excitare a fost de 1μm. Lumina de retrodifuziune a fost dispersata de un monocromator cu o rezolutie spectrala de 1,4cm-1. Lumina a fost dectectata cu un dispozitiv cu cuplaj prin sarcina. Timpul de acumulare tipic a fost de 20s. Spectrele Raman au fost calibrate folosind o frecventa de fonon optic (520,5cm-1) a unei probe de referinta din siliciu monocristalin. Grupul spatial de simetrie al MoS2 masiv este P3m1 (grup punctual D6h). Analiza teoretica a modurilor de vibratie indica patru moduri Raman active pentru grupul D6h, anume trei moduri in plan E1

g, E12g si E2

2g, si un mod in afara planului A1g. Exista patru moduri Raman active de

ordinul intai, la 32cm−1 (E22g), 286cm−1 (E1

g), 383cm−1 (E12g) si 408cm−1 (A1

g) in MoS2 masiv [1-5]. Modul E2

2g rezulta din vibratia unui strat S–Mo–S in raport cu straturile adiacente. Modul E1g este interzis in experimente de retrodifuziune pe un plan de baza. Modul in plan E1

2g rezulta din vibratia opusa a doi atomi de sulf fata de atomul de molibden, pe cand modul A1

g este asociat cu vibratia in afara planului numai a atomilor de sulf in directii opuse [3,4]. Linia Raman asimetrica in MoS2 multistrat localizata in jurul 454cm−1 corespunde benzii de combinare care cuprinde un mod acustic longitudinal (LA(M)) si un mod optic (A2u). Figura 2 prezinta spectrele Raman pentru MoS2 multistrat (15 straturi) depus pe Al2O3/HRSi si pentru MoS2 multistrat (5 straturi) obtinut prin exfolierea unui singur cristal de MoS2. Pentru MoS2 depus pe Al2O3/HRSi se poate observa atat prezenta a doua moduri Raman active de ordinul intai, la 383cm−1 (E1

2g) si 408cm−1 (A1g), cat si prezenta unei linii

Raman asimetrice corespunzatoare unei benzi de combinare intre modul LA(M) si modul A2u [3]. Pozitia modurilor Raman active E1

2g si A1g este caracteristica pentru MoS2 exfoliat (5 straturi), ceea

ce confirma faptul ca stratul obtinut prin exfoliere are o calitate cristalina ridicata si am reusit sa obtinem un MoS2 caracterizat de o singura faza cristalina. Se poate observa o largire a modurilor de fonon E1

2g si A1g pentru stratul subtire de MoS2 depus pe Al2O3/HRSi; acest fenomen confirma natura

policristalina a stratului subtire de MoS2 depus prin ALD-CVD.

Fig. 2: Spectrele Raman pentru stratul subtire (15 straturi atomice) de MoS2 depus pe substrat de Al2O3/HRSi (curba rosie) si pentru

multistratul (cel putin 5 straturi atomice) de MoS2 exfoliat de pe un singur cristal (curba neagra). Se poate observa inclusiv modul de fonon al substratului de siliciu la cca. 520cm-1 pentru stratul subtire de MoS2 pe substrat de Al2O3/HRSi.

300 350 400 450 500 550

A1g (408cm

-1)

I(coun

ts)

Raman shifts (cm-1)

MoS2 exfoliated multilayers

MoS2 on Al2O3/Si

Si E12g(383cm

-1)

2LA(M)A2

u

4

1.3. Alte masuratori pentru caracterizare probei de MoS2 pe substrat de Al2O3/HRSi

Pentru a determina calitatea MoS2 depus pe Al2O3/HRSi au fost facute alte investigatii si teste, dupa cum urmeaza:

a) Caracterizare TEM (=Transmission Electron Microscopy) pe un ciob test de oxid de siliciu/siliciu dopat (SiO2/Si) pe care a fost depus MoS2 multistrat impreuna cu placheta de 4 inch de Al2O3/HRSi (placheta si ciobul au fost puse in reactorul ALD in acelasi timp). Rezultatul este prezentat in figura 3. Se poate observa cum nu este prezent oxid de interfata in corespondenta marginilor externe ale stratului subtire de MoS2. Suprafata stratului subtire de MoS2 este neteda si se vede bine stratificarea straturilor (aproximativ 15) pentru a obtine grosimea finala de 10nm (fiecare monostrat de MoS2 avand o grosime de 0,65nm).

b) Mapare prin elipsometrie spectroscopica (=Spectroscopic Ellipsometry Mapping) arata (figura 4) nivelul excelent de uniformitate a grosimii MoS2 pe suprafata plachetei de 4 inch de Al2O3/HRSi.

c) Masuratori Hall (echipament Lakeshore) pentru determinarea mobilitatii Hall a purtatorilor de sarcina in MoS2 pe safir. Efectul Hall este un efect galvanomagnetic observat pentru prima data de E.H. Hall in 1880. Acest efect consta in aparitia unui camp electric transversal (denumit camp electric Hall – EH) si a unei diferente de potential intr-un semiconductor (sau metal) parcurs de un curent electric, atunci cand este introdus intr-un camp magnetic perpendicular pe directia curentului. In cazul de fata, masuratorile Hall pentru MoS2 fabricat arata o concentratie de purtatori de sarcina egala cu 1,62x1014cm-3, ceea ce corespunde unei mobilitati de 16,7cm2/V·s.

d) Masuratori ale rezistivitatii de suprafata si conductivitatii stratului subtire de MoS2 pe Al2O3/HRSi (masuratori pe 4 puncte). Aceasta metoda permite masurarea rezistivitatii de suprafata (“sheet resistivity”) a unei probe de semiconductor: un curent I trece intre cele doua sonde puse la marginile probei si se masoara tensiunea V intre cele doua sonde plasate in interior. Din aceste date se poate calcula rezistivitatea de

suprafata, ρs, prin ecuatia: 𝜌𝑠 =𝜋

𝑙𝑛2

𝑉

𝐼 . Unitatea de masura este

Ω/□ (ohm/patrat). Pentru a obtine rezistivitatea de volum

(“bulk”) ρb (in ohm·metru), se foloseste ecuatia 𝜌𝑏 = 𝜌𝑠 × 𝑡 , unde t este grosimea stratului de semiconductor. Apoi, conductivitatea de volum σb (in siemens/metru) este pur si

simplu 𝜎𝑏 = 1 𝜌𝑏⁄ . Schema metodei de masura in 4 puncte este prezentata in figura 5 in cazul unei celule solare. Acelasi principiu este valabil pentru orice semiconductor. In cazul de fata, pe un sfert de placheta de MoS2 pe Al2O3/HRSi s-a aplicat sistemul de masura pe 4 puncte, obtinand o rezistivitate de suprafata ρs=350-360kΩ/□, ori o conductivitatea de volum σb=278S/m (valoare aproximata).

Fig. 3: Sectiunea trasversala TEM a MoS2 crescut pe ciobul test de SiO2/Si.

Fig. 4: Rezultatul maparii prin spectroscopie elipsometrica a MoS2

depus pe Al2O3/HRSi.

Fig. 5: Schema sistemului de masura pe 4 puncte pentru determinarea rezistivitatii de

suprafata unei celule solare.

5

Cu aceste date experimentale, s-a trecut la fazele urmatoare de (i) proiectare, simulare, fabricare si caracterizare in DC si in microunde unei antene de tip patch pe baza de MoS2 in banda X (8–12GHz) ca element de baza pentru un sistem de tip TMA cu frecventa de lucru la 10GHz si (ii) proiectare, fabricare si caracterizare in DC si in microunde unei diode de tip SSD pe baza de MoS2.

2. Proiectarea, simularea, fabricarea si caracterizarea experimentala in DC si in microunde a unor antene de tip patch pe baza de MoS2

2.1. Proiectarea electromagnetica unei antene de tip patch pe baza de MoS2 in banda X

In vedera atingerii tintei propuse pentru desfasurarea proiectului (adica o retea de antene de tip TMA), in Etapa I a fost proiectata o antena de tip patch controlata printr-un camp electric de polarizare, deoarece disulfura de molibden poate comuta starea ei electrica (izolator-metal sau invers) in cateva picosecunde, ceea ce inseamna ca se comporta precum un comutator ultrarapid. Tranzitia metal-izolator (MIT=Metal-Insulator-Transition) este indusa prin crearea unei bariere electrostatice, in care o metalizare sau un strat de grafena mono sau multistrat (“top gate”) cuplat cu un strat de oxid (de exemplu de hafniu) constituie poarta superioara. Tranzitia MIT este posibila la o anumita tensiune de polarizare si nu are efecte asupra performantelor la frecvente inalte ale antenei pe MoS2. Aceste caracteristici de reconfigurare prin aplicarea unei tensiuni de polarizare permit crearea unui sistem de tip TMA “inteligent”, ale carui proprietati de radiatie (in transmisie sau receptie) pot fi selectate conform specificatiilor utilizatorului. In figura 6a este prezentata antena cu dimensiunile principale LS=WS=10mm, LP=4mm si WP=5,5mm. Stratul subtire de MoS2 a fost modelat ca un strat de grosime 10nm de tip dielectric cu permitivitatea egala cu 12 [6] si conductivitate de volum σb=278S/m. Simulatorul electromagnetic (CST Microwave Studio) permite simularea intregii structuri (inclusiv rezistenta de contact intre materiale 2D si metale) prin rezolvarea ecuatiilor lui Maxwell folosind tehnica FIT (Finite Integration Technique). In detaliu, s-a folosit metoda de simulare in domeniul timpului, care este eficienta pentru aplicatii la frecvente inalte, precum linii de transmisiune, filtre, antene etc. Figura 6b prezinta o sectiune verticala a antenei, in care s-a pus in evidenta tehnica de polarizare prin aplicarea unei tensiuni intre metalizarea inferioara si linia centrala a ghidului de unda coplanar (metalizare superioara, CPW=Coplanar WaveGuide). Aceasta metoda a fost cea mai simpla pentru a testa caracteristicile de reconfiguratie ale antenei, deoarece stratul subtire de MoS2 are un nivel de aderenta scazut pe substratul de depunere (aceste probleme au fost discutate si in Etapa I). Din acest motiv, pentru fabricarea antenelor au fost adoptate anumite “stratageme” pentru a fixa MoS2 si a evita exfolierea lui in faza de procesare. Pentru motivele sus mentionate, problemele in legatura cu depunerea unui strat de oxid pe MoS2 si cu crearea unui “top gate” au fost abordate dupa evaluarea procesului de fabricatie primelor antene patch. Urmare acestei evaluari, s-a gasit o solutie (care va fi aplicata in viitorul apropiat) pentru a crea o structura de tip “top gate” mai eficienta fata de configuratia prezentata in aceasta etapa. O alta varianta va fi utilizarea probelor cu heterojonctiuni achizitionate de la 2D Semiconductors. Simularile electromagnetice ale antenei vor fi prezentate impreuna cu caracterizarea experimentala pentru a dovedi buna concordanta intre simulari si masuratori.

(a) (b)

Fig. 6: Schema frontala (a) si verticala (b) a antenei de tip patch pe disulfura de molibden, cu tehnica de polarizare prin linia centrala a CPW si metalizarea inferioara (care are si rolul reflectorului pentru antena).

6

2.2. Fabricarea antenelor de tip patch pe baza de MoS2 in banda X

Pentru realizarea structurilor de antene pe straturi subtiri de MoS2 avand ca substrat Al2O3/HRSi trebuie sa tinem cont in primul rand de problemele de aderenta ale stratului de MoS2 – din pacate, in acest caz problemele de aderenta sunt chiar mai mari decat in cazul grafenei. Ca sa evitam exfolierea partiala sau totala a stratului de MoS2 din zona patch-urilor antenelor a fost proiectata o masca suplimentara de metalizare, in care o serie de paduri sunt definite in jurul patch-ului antenei – masca este prezentata in figura 7. Aceste pad-uri nu afecteaza performantele antenei in termeni de adaptare si de forma a diagramei de radiatie, dupa cum a rezultat din simularile electromagnetice.

Fig. 7: Masca utilizata pentru fixarea patch-urilor antenelor.

Pentru definirea patch-urilor antenelor a fost utilizata corodarea uscata de tip Reactive Ion Etching (RIE), corodarea fiind realizata printr-o masca de fotorezist pozitiv definita utilizand masca prezentata in figura 8.

Fig. 8: Masca utilizata pentru definirea patch-urilor antenelor (stanga) si suprapunerea cu prima masca (dreapta).

Ultima masca necesara pentru fabricarea antenelor este cea folosita pentru definirea ghidului de unda coplanar. Metalizarea superioara titaniu/aur (Ti/Au) a fost realizata printr-un process de tip lift-off si a avut o grosime totala de 250nm. Masca utilizata in acest caz este prezentata in figura 9, impreuna cu suprapunerea cu primele doua masti.

Fig. 9: Masca utilizata pentru realizarea ghidului de unda coplanar (stanga) si suprapunerea cu mastile anterioare (dreapta).

7

Metalizarea inferioara a antenei (care are rolul dublu de reflector si electrod de masa pentru polarizare) este un strat de titaniu/aluminiu (Ti/Al) cu o grosime totala de 250nm. O parte din prototipul antenei este prezentat in figura 10a. Se pot vedea pad-urile de fixare si stratul subtire de MoS2, in ciuda faptului ca acest material este transparent. Deoarece nu a fost posibil incadrarea antenei in obiectivul microscopului optic folosit in timpul masuratorilor, in figura 10b aratam o antena patch pe baza de MoS2 dar cu frecventa de lucru la 24GHz care, datorita dimensiunile ei, a putut fi fotografiata in intregime. Procesul tehnologic a fost exact acelasi precum antena la 10GHz, asadar pentru cele doua antene au fost urmariti aceiasi pasi din figurile 7-9.

(a) (b) Fig. 10: Imagini optice ale antenelor patch pe baza de MoS2 la frecvente de lucru de (a) 10GHz si (b) 24GHz. Se pot vedea si capetele de masura pentru CPW (in partea inferioara a imaginilor).

2.3. Caracterizarea experimentala in DC si in microunde a antenelor de tip patch pe baza de MoS2. Comparatie cu simularile electromagnetice.

Masuratorile in DC si in microunde au fost facute folosind un analizor vectorial de retea (VNA=Vector Network Analyzer, Anritsu 37397D) conectat cu o sursa DC (Agilent E3631A) cu care se poate polariza antena patch pe baza de MoS2 (conform schemei din figura 6b) cu o tensiune intre -25V si +25V. Antena patch pe baza de MoS2 a fost utilizata in receptie, pe cand o antena horn cu castig standard de 15dB a fost folosita in transmisie, la o distanta fixa de cca. 1,4m (astfel respectand conditia de camp indepartat – sau zona Fraunhofer – pentru a masura in mod corect puterea in emisie/receptie a celor doua antene). Montajul de masura este prezentat in figurile 11a-c. Este de subliniat ca acest montaj fara pereti absorbanti (figura 11b) permite masurarea castigului maxim al antenei in mod destul de precis (pe directia de maxima emisie, verticala fata de planul antenei), pentru a evita posibile interferente de catre obiectele in jur; aceasta se datoreaza unghiului relativ mic (±14.5°) al antenei horn de emisie.

(a) (b) (c)

Fig. 11: (a) Schema montajului de masura in DC si in microunde pentru antena patch pe baza de MoS2; (b) poza optica a montajului;

(c) detaliu cu ciobul plachetei de MoS2 pe Al2O3/HRSi cu capetele pentru CPW si acele pentru aplicarea tensiunii in DC.

Dupa calibrarea VNA-ului prin metoda SOLT (=Short-Open-Load-Thru), a fost masurata pierderea la reflexie (|S11|) in banda de frecvente 8–30GHz, pentru mai multe valori de tensiune de polarizare intre -25V si +25V. Nu s-a observat o schimbare semnificativa a |S11| functie de tensiunea aplicata, probabil si din cauza faptului ca (dupa cum a fost punctat in sectiunea 2.1) trebuie optmizat sistemul de polarizare prin “top gate”. Din curba |S11| s-a extras si impedanta antenei functie de frecventa. Datele achizitionate au fost comparate cu curbele simulate cu CST Microwave Studio, rezultatele fiind prezentate in figurile 12a-c.

8

(a)

(b) (c)

Fig. 12: Comparatie intre simulari electromagnetice si masuratori in banda de frecvente 8–30GHz pentru (a) pierderea la reflexie, (b) rezistenta de intrare si (c) reactanta de intrare a antenei patch pe baza de MoS2.

Dupa cum se poate observa in figurile 12a-c, concordanta intre simularile electromagnetice si masuratori este buna, cu o rezonanta vizibila in jurul frecventei 10GHz (figura 12c, in corespondenta punctului Im(Z(1,1))=0Ω), careia ii corespunde o valoare destul de mare (peste 500Ω) a rezistentei de intrare: acest aspect este motivul pentru care pierderea la reflexie la 10GHz este redusa (intre -2dB si -3dB), ceea se inseamna ca o mare parte din puterea in microunde care excita antena este reflectata. Aceasta valoare mare a rezistentei de intrare se datoreaza in principal rezistentei de suprafata a stratului subtire de MoS2 (a se vedea sectiunea 1.3). Rezistenta de contact (Rc) Ti/Au-MoS2 poate fi o alta cauza pentru reducerea pierderii la reflexie fata de cazul optim, deoarece Rc poate atinge o valoare maxima de 5kΩ·μm pana la 1MΩ·μm, ceea ce inseamna o rezistenta de contact de 30 de ori mai mare decat rezistenta de contact metal-siliciu [7,8]. In [9] se arata cum cea mai mica rezistivitate de contact (ρc) obtinuta este de 1,8kΩ·μm2 pentru contactul titan-MoS2 (6 straturi atomice) la o tensiune de poarta de 57V, ceea ce este mult mai mare decat cel mai bun contact metal-grafena raportat in literatura stiintifica [10]. In ciuda acestei probleme, pentru atingerea obiectivului acestei etape nu este atat de semnificativ faptul ca pierderea la reflexie la 10GHz nu este optimizata, intrucat pierderea de putere in microunde prin reflexie poate fi compensata injectand o putere mai mare pentru a permite antenei sa radieze, astfel permitand extragerea indicatorilor de performanta dorite (castig, eficienta de radiatie, reconfigurarea prin aplicarea unei tensiuni de polarizare). In procesarea urmatorului lot de fabricatie se va tine cont de toate aceste aspecte legate de rezistenta de contact (de exemplu folosind alte materiale, precum scandiu [11]), dupa ce o noua placheta de MoS2 (cu cel mult 5 straturi atomice) va fi fabricata si testata conform procesului si experimentelor din sectiunea 1. Pentru caracterizarea antenei patch pe baza de MoS2, au fost efectuate masuratori de transmisie intre antena patch si antena horn de referinta (figura 11). Rezultatele privind puterea la receptie sunt prezentate in figura 13a (valori normalizate), pe cand figura 13b este o comparatie intre eficienta de radiatie (ηr) simulata si cea masurata la 10GHz. Pentru a calcula ηr au fost folosite urmatorile ecuatii:

𝜂𝑟 =𝐺𝑟

𝐷𝑟 (1)

𝐺𝑟 =𝑃𝑟𝐴0

𝑃𝑡𝐺𝑡 (2)

8 10 12 14 16 18 20 22 24 26 28 30

Frecventa (GHz)

Pierdere la reflexie

-15

-10

-5

0

|S(1

,1)|

(d

B)

Masurat

Simulat

8 10 12 14 16 18 20 22 24 26 28 30

Frecventa (GHz)

Rezistenta de intrare

0

100

200

300

400

500

600

Re(Z

(1,1

)) (

Ohm

) Masurat

Simulat

8 10 12 14 16 18 20 22 24 26 28 30

Frecventa (GHz)

Reactanta de intrare

-400

-200

0

200

400

Im(Z

(1,1

)) (

Ohm

) Masurat

Simulat

9

In ecuatia (1), Gr este castigul (necunoscut) si Dr este directivitatea (care, din simularile electromagnetice, se poate estima ca fiind intre 3dBi si 5dBi) a antenei in receptie (antena patch pe baza de MoS2). In ecuatia (2), care este cunoscuta formula lui Friis, A0 este atenuarea in spatiu liber (care depinde de frecventa de lucru si distanta transmitator-receptor si se poate calcula usor), Pt este puterea (masurata) de emisie, Gt este castigul (cunoscut) al antenei de transmisie (antena horn) si Pr este puterea (masurata) la receptie. O data ce am masurat si toate atenuarile suplimentare (in banda de interes) din cauza cablurilor coaxiale si conectoarelor, am putut extrage in mod destul de precis castigul antenei patch pe baza de MoS2 prin aplicarea ecuatiei (2). Pasul urmator a fost calcularea eficientei de radiatie prin aplicarea ecuatiei (1).

(a) (b) Fig. 13: Comparatie intre simulari electromagnetice si masuratori in banda de frecvente 8–30GHz pentru (a) puterea la receptie (valori normalizate) si (b) eficienta de radiatie a antenei patch pe baza de MoS2.

Dupa cum rezulta din figura 13a, puterea la receptie are doua maxime in banda X (unul chiar in jurul frecventei de 10GHz) si, in general, tendinta curbei masurate a puterii la receptie (functie de frecventa) este in buna concordanta cu curba simulata. In legatura cu eficienta de radiatie ηr, valorile masurate sunt destul de apropiate de cele obtinute din simulare, cu un maxim de cca. 2% in jurul frecventei 10GHz (masurat). Aceste valori pentru ηr erau asteptate din cauza rezistentei de suprafata mare (conductivitate de volum mica) a stratului subtire de MoS2. Cu toate acestea, antena fabricata a dovedit caracteristici de radiatie satisfacatoare, mai ales in legatura cu un alt aspect, anume variatia valorii castigului cu tensiunea de polarizare aplicata. Acest rezultat (figura 14), deocamdata nemaintalnit in literatura stiintifica, arata cum este posibil sa se selecteze o valoare dorita pentru castigul antenei functie de tensiunea de polarizare. In detaliu, la 9.9975GHz puterea la receptie varieaza de la -67,36dB (0 V) pana la -64,28dB (15 V), ceea ce reprezinta o variatie de 3dB in castigul antenei.

Fig. 14: Puterea la receptie a antenei patch pe baza de MoS2 functie de tensiunea de polarizare aplicata in jurul frecventei 10GHz.

Practic, se pot trage urmatoarele concluzii:

1) puterea emisa/receptionata de catre antena patch pe baza de MoS2 poate fi dublata daca se aplica o tensiune de polarizare potrivita;

2) aceste masuratori dovedesc faptul ca un sistem de tip TMA alcatuit din antene pe baza de MoS2 poate avea caracteristici de reconfigurare daca se aplica o tensiune de polarizare;

3) un sistem de tip TMA integrat intr-un dispozitiv tip RFID (=Radio-Frequency IDentification), cu aceste caracteristici de reconfigurare, poate servi ca sistem de transmisie/receptie

8 10 12 14 16 18 20 22 24 26 28 30

Frecventa (GHz)

Putere la receptie

-40

-30

-20

-10

0

Va

lori n

orm

aliz

ate

(d

B)

Masurat

Simulat

8 10 12

Frecventa (GHz)

Eficienta de radiatie

0

0.5

1

1.5

2

2.5

3

(%)

Masurat

Simulat

9.95 10 10.05

Frecventa (GHz)

Putere la receptie functie de tensiune

-70

-60

-55

(dB

)

9.9975 GHz-67.36 dB

9.9975 GHz-64.28 dB

0 V

10 V

15 V

20 V

25 V

10

“inteligent” in care nivelul de putere emis/receptionat corespunde statului polarizat/nepolarizat al antenelor care constitutie sistemul respectiv, astfel permitand comunicarea inteligenta cu dispozitivul RFID, anume faptul ca se poate asocia un anumit nivel de putere unei anumite informatiei.

Este de precizat ca:

1) am avut la dispozitie o singura placheta de MoS2 pe Al2O3/HRSi, care a fos taiata in patru sferturi pentru a permite (i) optimizarea procesului de fabricare a dispozitivelor (antene/diode), (ii) fabricarea antenelor, (iii) fabricarea diodelor si (iv) efectuarea altor teste experimentale pe acest material pentru alte aplicatii de interes in domeniul proiectului; in legatura cu ultimul aspect, MoS2 are proprietatii feroelectrice, pentru care trebuie realizate teste specifice pentru determinarea gradul feroelectricitatii (aceste proprietati pot fi folosite pentru crearea unor dispozitive de memorie sau pentru senzori);

2) nu s-a putut aplica o tensiune de polarizare mai mare decat ±25V, in timp ce in [9] au fost aplicate valori de tensiuni de poarta peste +50V; in urmatorul lot de fabricatie se va incerca o alta metoda pentru a polariza MoS2 cu valori de tensiune in DC mai mari;

3) urmare a punctului anterior, se va incerca extragerea unei relatii matematice care sa tina cont de variatia performantelor antenei functie de tensiunea de polarizare aplicata. Acest aspect va fi corelat cu caracterizarea noului material MoS2, care va avea o grosime mult mai mica (sub 5nm) si, de aceea, va avea proprietatii electrice diferite fata de proba folosita in aceasta etapa.

Dupa cum a fost raportat in Etapa I, cresterea tensiunii aplicate ar trebui sa aiba ca efect o imbunatatire semnificativa a adaptarii la 50Ω in banda X, datorita faptului ca rezistenta de suprafata descreste semnificativ cu tensiunea aplicata [9]. In [12] au fost calculate valoriile conductantei (G) a MoS2 monostrat functie de tensiunea aplicata, dupa cum urmeaza:

▪ -5V: G=10-5μS; ▪ -2V: G=4,17μS; ▪ 0,84V: G=50μS; ▪ 5V: G=150μS.

Aceste valori au fost obtinute experimental la o temperatura de 240K, dar nu sunt prevazute schimbari semnificative la temperatura camerei (290K). Ceea ce se va putea face in urmatoarea etapa este verificarea comportarii ca material MIT (=Metal-to-Insulator Transition, cu tranzitia reversibila) a MoS2, avand in vedere ca grosimea materialului va fi de cel mult 5 straturi. Dupa validarea simularilor electromagnetice prin masuratori, s-a procedat la simularea de circuit a unor retele de antene patch pe baza de MoS2 pentru a crea un sistem de tip TMA. Rezultatele vor fi prezentate in sectiunea 4, dupa prezentarea diodelor de tip SSD pe baza de MoS2 in sectiunea 3.

3. Proiectarea si fabricarea diodelor de tip SSD pe baza de MoS2

Diodele de tip SSD (=Self-Switching Diodes) [13] sunt diode in tehnologie planara pe baza unui semiconductor/semimetal, folosite mai ales pentru aplicatii in domeniul THz [14]. Principiul lor de functionare se bazeaza pe fenomene de efect de camp care controleaza un flux de curent neliniar prin canale paralele de dimensiune nanometrica. Intrucat o dioda de tip SSD este un dispozitiv geometric, nu este nevoie nici de o jonctiune nici de un dopaj (care, de pilda, are efecte negative asupra straturilor monoatomice de grafena). In cazul de fata, performantele ridicate ale unei diode de tip SSD se pot obtine prin optimizarea parametrilor geometrici ai fiecarui canal (de exemplu lungimea canalului; latimea canalului este data, in principal, de limitele procesului de fabricare prin litografie) si a numarului de canale. La stadiul actual, diodele de tip SSD au fost folosite pentru detectoare pe baza de: (i) grafena – pentru aplicatii in microunde/unde milimetrice [15,16]; (ii) oxid de grafena redus/oxid de zinc; (iii) arseniura de galiu (dopata cu indiu intre 2 straturi de fosfura de indiu); (iv) nitrura de galiu [17-19]. Cele mai performante rezultate au fost obtinute cu diode de tip SSD pe baza de arseniura de galiu, in domeniul THz. In ciuda acestor rezultate, detectoarele mentionate mai sus nu au fost niciodata integrate intr-un sistem de detectie complet cu o antena sau cu o retea de antene si, mai ales, exista numai abordari analitice/simulari cuantice-mecanice pentru diode de tip SSD pe baza de disulfura de molibden [20], care teoretic asigura un control imbunatatit asupra efectului de camp datorita dimensiunii bandgap-ului materialului (sectiunea 1.2). Dupa cum a fost raportat in Etapa I, pentru realizarea diodelor de tip SSD care sa opereze la

11

frecvente inalte, primul pas a fost optimizarea fabricarii dispozitivelor. Mai in detaliu, a fost necesara depunerea unui strat gros (cel putin 300nm) de Au pe o suprafata mai mare decat ceea folosita pentru configurarea pad-urilor pentru masuratori in curent continuu. A fost fabricata masca corespunzatoare (figura 15a), care cuprinde mai multe tipologii de diode de tip SSD pe baza de MoS2 in configuratie coplanara cu segmente de linie in gol de mai multe lungimi (300, 500, 700 si 900μm) pentru adaptarea impedantei diodei (la frecvente inalte) la impedanta standard de 50Ω. Astfel, se poate asigura adapterea mai usoara a impedantei diodelor la impedanta caracteristica a unei antene/retele de antene tipice pentru aplicatii in microunde/unde milimetrice. In figura 15b este prezentata o schema unui singur canal al diodei SSD pe baza de MoS2 [21]. Deoarece o dioda SSD redreseaza o tensiune pe baza unui mecanism de efect de camp, prezenta unei benzi interzise sporeste eficienta redresarii semnalului aplicat. In cazul nostru, canalul de baza al unei diode SSD pe baza de MoS2 este un filament ingust pe scara nanometrica si, din acest motiv, ne asteptam ca banda interzisa sa fie chiar putin mai mare decat 1,2eV datorita unor efecte de confinare cuantica.

(a) (b)

Fig. 15: (a) Structuri de diode de tip SSD in CPW pentru caracterizarea lor in microunde/unde milimetrice (proiect creat in programul CleWin pentru fabricarea mastilor); (b) schema unui singur canal al diodei SSD pe baza de MoS2 [21].

In luna aprilie 2019 a fost publicata in revista ISI “IEEE Electron Device Letters” o lucrare [22] cu diode de tip SSD cu grafena, care a fost baza de pornire pentru proiectarea si fabricarea diodelor de tip SSD pe baza de MoS2, deoarece principiul fizic de functionare este acelasi. In timp ce in [13] am abordat ideea unui detector pe baza de diode SSD in grafena, in [23] am realizat un sistem de tip “harvester” cu diode SSD in grafena pentru colectarea energiei electromagnetice la 28GHz. Experienta dobandita prin fabricarea acestor sisteme alcatuite din o retea de antene si diode SSD in grafena a fost de mare ajutor pentru fabricarea diodelor SSD in MoS2, tinand cont de dificultatile intrinsece ale materialului in faza de procesare. In acest sens, doua lucrari au fost scrise pentru o conferinta [21] si o revista ISI [24] in care am dovedit pentru prima oara aplicatiile in microunde ale diodelor de tip SSD pe baza de MoS2 pana la 10GHz. In urmatoarele paragrafe voi descrie (i) fabricarea diodelor SSD in MoS2 si caracterizarea lor (ii) in DC si (iii) in microunde.

3.1. Fabricarea diodelor de tip SSD pe baza de MoS2

Pentru realizarea structurilor de diode este nevoie in principiu doar de doi pasi: un proces de fotogravura clasica pentru fabricarea padurilor de masura si unul de fotogravura cu fascicul de electroni (EBL=Electron Beam Lithography) pentru definirea diodelor. Pentru proba de MoS2 pe Al2O3/HRSi, procesul tehnologic a tinut cont de problema de aderenta: primul pas a fost de a fixa zona de interes utilizand un strat metalic foarte subtire –100Å Ti/200Å Au. Urmatorul proces a fost cel de realizare a diodelor prin EBL. In acest scop a fost utilizat un fotorezist de tip PMMA 950k cu o grosime de cca. 150nm; fiind fotorezist de tip pozitiv, in stratul de PMMA au fost realizate canalele care trebuie corodate. Corodarea stratului de MoS2 a fost facuta cu ajutorul corodarii in plasma (RIE=Reactive Ion Etching), utilizand o plasma de O2. Pentru fixarea stratului de MoS2 si apoi corodarea diodelor de pe restul probei, dupa indepartarea PMMA-ului a fost depus si configurat un strat de fotorezist negativ HSQ (=hydrogen silsesquioxane), configurarea sa fiind realizata tot prin EBL. Dupa corodarea stratului de MoS2 de pe restul plachetei prin RIE in plasma de O2, a urmat configurarea pad-urilor, metalizarea (30nm Ti/200nm Au) fiind realizata intr-un echipament de evaporare cu fascicul de electroni de inalta directivitate (TEMESCAL FC2000), urmat de un proces de lift-off si punerea probei in acetona pentru cateva ore, apoi sonicat in IPA (=IsoPropyl Alcohol). In total au fost fabricate 56 diode SSD pe baza de MoS2, cu un numar fix de 12 canale in paralel si

12

latimi de canal de 30nm, 50nm, 70nm si 100nm (figura 16).

Fig. 16: Fotografie SEM (=Scanning Electron Microscope) a unei diode SSD pe baza de MoS2 [24].

Este foarte important faptul ca dispozitivele fabricate reprezinta o premiera tehnologica de a realiza diode de tip SSD pe strat multiatomic de MoS2 care, la stadiul actual, prezinta mai multe probleme de fabricatie in termeni de: (i) marimea ariei acoperite pe substratul respectiv, (ii) prezenta defectelor si (iii) aderenta.

3.2. Caracterizarea experimentala in DC a diodelor de tip SSD pe baza de MoS2

Masuratorile in curent continuu au fost facute folosind un caracterograf Keithley SCS 4200, in care toate canalele sunt conectate la pre-amplificatoare cu zgomot redus. Caracterograful este conectat la o platforma de masura (SÜSS MicroTec) in care este pozitionata placheta cu dispozitivele pe baza de MoS2. Figura 17 arata curbele curent-tensiune (I-V) masurate pentru 13 diode SSD din totalul de 56 diode fabricate [21]; aceste caracteristici au fost masurate in conditiile de intuneric (“DARK”), intrucat MoS2 este un semiconductor sensibil la lumina/infrarosu.

(a) (b)

Fig. 17: (a) Curbe I-V masurate pentru 13 diode SSD pe baza de MoS2, functie de latimea canalului [21]; (b) comparatie intre o curba

I-V masurata (linie neagra cu triunghiuri) si un model de detector patratic (patratele rosii) [21].

Figura 17a arata un curent continuu intre -60μA si +40μA. Fata de diodele de tip SSD pe baza de grafena, diodele pe baza de MoS2 permit aplicarea unei tensiuni de polarizare mai mare, fara riscul de a strapunge dispozitivul, respectiv peste 6-7V. Acest fenomen este explicabil prin natura de semiconductor a MoS2, cu un bandgap care este absent in cazul grafenei. Din masuratorile I-V se pot face urmatoarele observatii:

1) valoarea curentului descreste cu cresterea latimii canalului de la 30nm la 100nm; 2) curba I-V cu patratele rosii care se fiteaza cu o curba masurata in figura 17b este de genul

𝐼 = ±𝛼𝑉2 cu α=1,2; aceasta inseamna ca modelul unui detector cu caracteristica patratica aproximeaza destul de bine rezultatele experimentale;

3) raportul on/off este de 106, ceea ce inseamna ca o dioda SSD pe baza de MoS2 poate fi folosita in aplicatii logice, cum a fost punctat in [25].

Pentru a intelege mecanismul de functionare a unei diode SSD, reamintim aici ca o dioda SSD poate fi modelata ca un divizor capacitiv alcatuit dintr-o capacitate cuantica Cq si o capacitate de substrat

13

Cs, conectate in serie. Mai mult, o dioda SSD poate fi considerata ca un tranzistor bidimensional cu efect de camp (2DFET), cu poarta si drena scurtcircuitate, facut din unul sau mai multe canale inguste in paralel [26]. Fiecare canal este cuplat capacitiv la tensiunea de drena aplicata (Vd) prin intermediu acestor doua capacitati. In general, modelul fizic folosit pentru aceste dispozitive este bazat pe formula Landauer, dupa cum urmeaza:

𝐼(𝑉) = 2𝑒

ℎ∫ 𝑇(𝑒, 𝑉)[𝑓0(𝐸 − 𝜇𝐿) − 𝑓0(𝐸 − 𝜇𝑅)]𝑑𝐸

𝜇𝐿

𝜇𝑅 (3)

unde e este sarcina elementara a electronului, h este constanta lui Planck, μR si μL sunt nivelele lui Fermi pentru electrodul din dreapta (R=Right) si stanga (L=Left), respectiv, T(e,V) este probabilitatea de transmisie a electronilor incidenti cu energie E de la stanga la dreapta, f0 este functia de distributie lui Fermi-Dirac a electronilor pe partea stanga/dreapta si V=(μR-μL)/e este diferenta de potential intre electrodul din dreapta si electrodul din stanga. La stadiul actual nu se dispune de un mijloc de simulare capabil sa efectueze calcule pe baza formulei din ecuatia (3); totusi, pe baza rezultatelor experimentale obtinute cu diode SSD pe baza de grafena si pentru care exista inclusiv formule analitice pentru calcularea valorilor de curent continuu functie de parametrii geometrici si ai materialului, se poate modela curentul unei diode SSD prin relatia urmatoare:

𝐼 = 𝑁𝜇𝐶𝑠𝑤

ℓ𝑉2 (4)

unde N este numarul canalelor in paralel (N=12), µ este mobilitatea materialului (MoS2) si w si ℓ sunt dimensiunile principale ale geometriei diodei (figura 15b). In cazul de fata, w=w0=30,50,70,100nm si

ℓ=1.1μm. Un rezultat semnificativ este faptul ca mobilitatea scazuta a MoS2 multistrat (sectiunea 1.3) poate fi compensata prin amplificare in paralel a curentului datorita geometriei multicanal, ceea ce implica o imbunatatire a campului electromagnetic in canalele inguste din care este alcatuita dioda SSD.

3.3. Caracterizarea experimentala in microunde a diodelor de tip SSD pe baza de MoS2

Pentru caracterizarea experimentala in microunde a diodelor SSD pe baza de MoS2, a fost folosita structura prezentata in figura 18a, pe cand montajul de masura este prezentat in figurile 18b-c [21,24].

(a)

(b) (c)

Fig. 18: (a) Schema diodei SSD pe baza de MoS2 (sus) si fotografiile optice ale ariei diodei (stanga-jos) si diodei integrate intr-o linie de transmisiune cu segmente de adaptare si linii de polarizare (dreapta-jos) [21]; (b) schema montajului de masura in DC si in microunde pentru diode SSD [24]; (c) poza optica a montajului (stanga) si detaliu cu plasarea ciobul plachetei de MoS2 pe Al2O3 pe ambaza montajului [21].

Circuitul final din figura 18a este alcatuit din: (i) o dioda SSD pe baza de MoS2 integrata intr-o linie

14

de transmisiune cu porti de acces in tehnologie CPW; (ii) segmente de linie in gol compuse din mai multe segmente care pot fi lipite una de alta prin intermediul unui adeziv conductiv (asadar se poate obtine un segment de linie in gol cu reactanta reconfigurabila pentru adaptarea in microunde la impedanta de intrare a diodei); (iii) un circuit de polarizare. De exemplu, in banda Ka (26.5-40GHz) am observat o imbunatatire de 14dB la 28GHz a adaptarii in microunde la impedanta de intrare a diodei atunci cand se foloseste segmentul cel mai scurt (cu o lungime de 220 μm), fata de situatia cu segment compus, de lungime intermediara (620μm). Aceasta solutie este cea mai buna pentru a integra o dioda SSD cu o antena/retea de antene (asta va fi obiectul cercetarilor ulterioare). Totusi, in cazul de fata, sursa in microunde este conectata direct la dioda SSD (figura 18b), astfel efectul segmentului in gol nu este asa de important, deoarece se poate estima in mod destul de riguros puterea in microunde care ajunge la dioda SSD indiferent de nivelul de adaptare de impedanta. Mai exact, o dezadaptare de impedanta are ca singur efect o scadere a puterii totale in microunde care ajunge la dioda SSD. In legatura cu liniile de polarizare, ele sunt menite sa izoleze semnalul in microunde de cel de polarizare in DC prin un capacitor de decuplare care poate fi lipit intre pad-uri, acest capacitor avand o valoare potrivita pentru frecventa de lucru. Poarta de intrare de tip CPW a detectorului cu o dioda SSD pe baza de MoS2 a fost conectata la un generator in microunde (Agilent E8257D) si excitata prin un semnal modulat in amplitudine (AM=Amplitude Modulation). Frecventa purtatoarei a fost variata intre 900MHz si 10GHz la diferite nivele de putere. Frecventa semnalului rectangular de modulatie tip AM a fost aleasa in intervalul de valori tipic pentru frecvente audio pana la 20kHz. Pentru a vizualiza mai bine semnalul detectat si, de asemenea, pentru a calcula mai usor sensibilitatea detectorului, iesirea acestuia a fost conectata la un osciloscop digital (Tektronix SR560) prin un amplificator de semnal cu zgomot redus (Stanford Research SR560). O sursa DC externa (Agilent E3631A) permite polarizarea diodei SSD. Rezultatele caracterizarii in microunde sunt aratate in figurile 19a-b [24].

(a) (b)

Fig. 19: Tensiunea detectata (a) si puterea aferenta (b) de catre dioda SSD pe baza de MoS2 (la o tensiune de polarizare de 0V) cand

este excitata de un semnal in microunde la 900MHz (linie albastra), 2.45GHz (linie roz), 3.6GHz (linie maro) si 10GHz (linie rosie).

Pentru a demonstra functionarea diodelor SSD pe baza de MoS2, la inceput am masurat dioda nepolarizata; astfel am putut verifica daca dioda functioneaza ca “harvester”, redresand semnalul de microunde. Puterea in microunde la intrare (P inc) a fost variata intre -15dBm si +10dBm la mai multe frecvente de interes pentru aplicatii in microunde. Figura 19a prezinta valorile de tensiune detectata si figura 19b cele de putere aferenta. Se poate constata faptul ca detectia la 0V (“harvesting”) la frecvente din ce in ce mai inalte este posibila numai daca creste P inc. Pe cand la 900MHz sunt suficiente valori de Pinc intre -15dBm si 0dBm (900MHz este o banda folosita in aplicatii RFID si Bluetooth) pentru a obtine o tensiune detectata intre 0.04mV si 1.8mV (varf la varf), la 10GHz este necesara o putere Pinc intre 5dBm si 10dBm pentru a obtine o tensiune detectata intre 70µV si 260µV. De asemena, puterea detectata atinge valori intre 0.016pW si 32.4pW la 900MHz, si intre 49fW si 676fW la 10GHz. Desi aceste valori de putere detectata sunt mici, ele sunt destul de mari (la 900MHz) ca sa poata fi alimentat un stabilizator de polarizare a unui microprocesor pentru aplicatii de senzori care consuma numai 35.4pW in regim pasiv. In figura 20 este prezentata imaginea inregistrata de pe osciloscop pentru semnalul detectat la 900MHz cu o frecventa de modulatie AM de 2kHz, aceeasi tendinta pentru forma de unda detectata fiind valabila pentru orice alta frecventa considerata.

15

Fig. 20: Semnal detectat (functie de timp) pentru frecventa purtatoarei de 900MHz cu o frecventa de modulatie de 2kHz.

4. Proiectarea sistemului de tip TMA cu antene pe baza de MoS2

4.1. Schema de principiu a unui sistem de tip TMA

Arhitectura unui sistem de tip TMA este alcatuita din un comutator neliniar pentru fiecare dintre antenele care constituie sistemul respectiv [28], ceea ce evita proiectarea unei retele de excitare complexe care sa cuprinda semnale de excitare neuniforme si defazoare, asigurand in acelasi timp un nivel de lobi secundari scazut (SLL= Side-Lobe Level) si capabilitati de reconfigurare a fascicului. Controlul direct asupra secventei periodice pentru polarizarea comutatoarelor (cu perioada TM>>Tc, cea din urma fiind perioada purtatoarei cu frecventa fc=1/Tc) permite controlul indirect asupra amplitudinii si fazei excitarii antenei de ordin p prin timpul in care comutatorul este “on” τp (pentru controlul amplitudinii) si prin timpul de crestere al impulsului de activare rectangular de ordin p Up(t) (pentru controlul fazei). Pentru proiectarea sistemului de tip TMA, in aceasta faza, amplitudinea pulsurilor Up(t) variaza intre 0V (comutator “off”) si 3V (comutator “on”). In ciuda acestei arhitecturi simple, sistemele TMA au o alta caracteristica interesanta: prezenta impulsurilor de control Up(t) in ecuatia care defineste factorul de retea are ca efect existenta unor armonici corespunzatoare factorului de retea. In cazul unei retele alcatuite din N antene cu distanta constanta L intre doua antene adiacente in directia x, factorul de retea AF(θ,t), functie de unghiul θ si timpul t, se poate calcula dupa cum urmeaza:

𝐴𝐹(𝜃, 𝑡) = ∑ 𝑈𝑝(𝑡)/𝑒𝑗𝑝𝛽𝐿𝑠𝑖𝑛𝜃𝑁−1𝑝=0 = ∑ 𝑒𝑗2𝜋(𝑓0+ℎ𝑓𝐵)𝑡∞

ℎ=−∞ 𝐴𝐹ℎ(𝜃) (5)

unde fM=1/TM este frecventa de modulatie a comutatoarelor si h identifica armonica purtatoarei/unei benzi laterale. Din aceste motive, marele avantaj al sistemelor TMA este capacitatea de a emite in acelasi timp la frecventa purtatoarei fc si la armonici in benzile laterale fc±hfM – acest mecanism fiind numit emisie prin benzile laterale (SBR=Side-Band Radiation). Deoarece fc>>fM, antenele din sistemul TMA emit in mod eficient inclusiv in benzile laterale fc±hfM. In functie de scopul pentru care sistemul TMA este proiectat, secventa de control poate fi optimizata pentru minimizarea simultana a SLL/SBR [29], sau pentru exploatarea din plin a caracteristicilor de emisie aditionale, precum in aplicatii de reconfigurare a fascilului la frecventele armonice [30,31]. In figura 21 este prezentat un exemplu de sistem TMA cu 8 monopoli si secventa de control pentru diagrame de radiatie multi-armonice: dreptunghiul albastru de ordin p reprezinta procentul din perioada de modulatie TM in care comutatorul corespunzator este in starea “on”. O estimare riguroasa a acestui comportament neliniar/radiant poate fi obtinut numai printr-o platforma de simulare avansata. Din acest motiv, pentru proiectarea sistemului TMA cu antene pe baza de MoS2 am folosit o metoda mixta de simulari de circuit/electromagnetice [32], in care s-a combinat o tehnica de “Harmonic Balance” pentru descrierea precisa a neliniaritatilor circuitului (software NONLIN pus la dispozitie de catre Universitatea din Bologna – Anexa 1) cu caracterizarea liniara (simulari electromagnetice pasive) a retelei de antene. Astfel ecuatia (5) poate fi rezolvata in mod riguros, intrucat comutatoarele si mecanismele de emisie intrinseci ale sistemului sunt evaluate impreuna.

Fig. 21: Sistem TMA alcatuit din 8 monopoli (sus), secventa de

control pentru emisie multi-armonica pentru transmiterea simultana a puterii in 3 directii diferite (stanga-jos) si diagramele de radiatie rezultante (dreapta-jos) prin platforma combinata de

simulari neliniare (NONLIN) si electromagnetice (CST Microwave Studio) [31].

16

4.2. Sistemul de tip TMA cu antene pe baza de MoS2

In figura 22 este prezentata schema de baza unui sistem TMA cu antene pe baza de MoS2 [33], de tipul antenei din figura 6a. Componentele concentrate au urmatoarele valori: RRF=50Ω, CDC=0.1pF, RBIAS=1kΩ, LBIAS=10μH si LRF=15nH. Fiecare antena pe baza de MoS2 este modelata prin matricea de parametri S simulata in CST Microwave Studio in prezenta celoralte antene ale retelei (astfel luand in considerare toate posibilele interactiuni si interferente intre antene adiacente). Dioda aleasa pentru aceste simulari este o dioda Schottky clasica, desi este posibila crearea unui model propriu al diodei prezentate in sectiunea 3. Pentru a face asta, sunt necesare cercetari aditionale pentru a investiga posibilitatea folosirii diodei SSD pe baza de MoS2 in calitate de comutator. Acest rezultat ar insemna integrarea si fabricarea celor doua tipuri de dispozitive de baza ale sistemului TMA (pasiv – antena – si activ – dioda SSD) intr-un singur proces tehnologic pentru a obtine un sistem bidimensional in microunde cu caracteristici “inteligente” datorita proprietatilor materialului 2D [34]. Insertul din figura 22 (dreptunghiul cu linia rosie) este modelul de circuit al diodei (o rezistenta variabila in serie cu un circuit paralel care cuprinde o capacitate variabila si un generator echivalent de curent – generator tip Norton). Rezultatele simularilor de circuit pentru sistemul TMA propus sunt independente de modelul folosit pentru dioda, fie Schottky fie creat ad hoc prin fitarea curbelor experimentale din figura 17a.

Fig. 22: Model de circuit al sistemului TMA cu antene pe baza de MoS2 (N=2 sau 8), in care fiecare antena este conectata cu un comutator (dioda) pentru aplicarea secventei de control dorite. Circuitul include si reteaua de polarizare pentru fiecare dioda [33].

Reteaua de excitare in figura 22 (“corporate feed”) poate fi proiectata si simulata usor odata ce este fixat numarul de antene al retelei. In cazul de fata, am ales sa optimizam doua sisteme TMA cu antene pe baza de MoS2: unul cu 2 antene (“2-MoS-TMA”) si unul cu 8 antene (“8-MoS-TMA”). In detaliu:

1) Sistemul 2-MoS-TMA a fost optimizat pentru un sistem RFID de localizare “indoor” (tehnica radar monopuls);

2) Sistemul 8-MoS-TMA a fost optimizat pentru a garanta emisie multi-armonica simultana.

Puterea in microunde (“RF input”) este fixata la 0dBm pentru ambele cazuri. Frecventa purtatoarei este fc=10GHz, pe cand frecventa de modulatie pentru controlul comutatoarelor este fM=100kHz. Astfel vom prezenta rezultatele pentru cele 3 frecvente:

▪ fc=10GHz (frecventa purtatoarei) ▪ fc-fM=9.9999GHz (frecventa armonicii benzii laterale inferioare – banda laterala negativa) ▪ fc+fM=10.0001GHz (frecventa armonicii benzii laterale superioare – banda laterala pozitiva)

Pentru sistemul 2-MoS-TMA (figura 23, unde λ este lungimea de unda in spatiu liber la 10GHz), tehnica radar monopuls implica urmatoarele [35]:

1) se calculeaza diagrama de radiatie “sumă” (Σ) la frecventa fc prin excitarea antenelor in faza; 2) la fiecare dintre frecventele fc-fM si fc+fM se calculeaza diagrama de radiatie “diferenţă” (Δ)

prin excitarea antenelor in opozitie de faza. Se poate varia directia fascicului diagramei

17

“diferenţă” Δ in planul de scanare (-90°≤θ≤90°) prin schimbarea valorilor factorului de umplere (“duty cycle”) d ale secventelor de actionare a celor doua comutatoare. Practic, se poate varia procentul de suprapunere intre impulsurile de excitare a celor doua comutatoare;

3) se calculeaza raportul de maxima putere (MPR=Maximum Power Ratio) prin formula MPRdB(θ)=ΣdB(θ)–ΔdB(θ).

Fig. 23: Schema sistemului 2-MoS-TMA proiectat in CST Microwave Studio pentru simularea electromagnetica.

Figurile 24a-b prezinta rezultatele pentru campul normalizat obtinute prin simularile combinate neliniare (NONLIN) si electromagnetice (CST Microwave Studio) ale sistemului 2-MoS-TMA, pentru 2 valori de factor de umplere d ale secventelor de actionare a celor doua comutatoare: figura 24a corespunde cazului in care d=50% si cele doua comutatoare sunt in starea “on” pentru 50% din perioada TM (si sunt in opozitie de faza – cand un comutator este “on”, celalalt este “off”); figura 24b corespunde cazului in care d=58% si cele doua comutatoare sunt amandoua in starea “on” pentru 8% din perioada TM. Figurile 24c-d arata valorile calculate pentru MPR pentru d=50% (figura 24c) si d=58% (figura 24d). MPR1 corespunde cazului MPR1dB(θ)=ΣdB(θ)–Δ1dB(θ) (in care Δ1 este diagrama diferenţă pentru armonica fc+fM) si MPR2 corespunde cazului MPR2dB(θ)=ΣdB(θ)–Δ2dB(θ) (in care Δ2 este diagrama diferenţă pentru armonica fc-fM).

(a) (b)

(c) (d)

Fig. 24: Simulari combinate neliniare/electromagnetice pentru sistemul 2-MoS-TMA in cazul unui factor de umplere d egal cu 50% ((a)

si (c)) si 58% ((b) si (d)) din perioada TM a secventei de control.

Din figurile 24a-d se pot trage urmatoarele concluzii:

1) campul normalizat si MPR la frecventa purtatoarei raman practic neschimbati atunci cand se

18

schimba d; 2) schimbarea valorii factorului de umplere permite o imbunatatire a localizarii prin schimbarea

pozitiilor valorilor minime ale diagramelor “diferenţă” Δ (figura 23d). Caracteristica plata a diagramei “sumă” Σ functie de unghiul θ garanteaza proprietati de scanare aproape constante.

Daca facem ipoteza ca senzorii tag-urilor pasive ale unei retele de tip WSN (=Wireless Sensor Network) au fiecare un cod de identificare stocat intr-o baza de date la dispozitia utilizatorului, faza de scanare pentru localizarea senzorilor este posibila prin exploatarea modulatiei in timp datorita secventelor de control ale comutatoarelor. Valorile adanci ale minimelor in diagramele “diferenţă” Δ permit o rezolutie buna a detectarii tag-urilor: indicatorul de nivel al semnalului la receptie (RSSI=Received Signal Strength Indicator) datorita diagramelor Σ si Δ pot fi combinate pentru a calcula MPR pentu fiecare tag. La sfarsitul operatiunii de scanare este memorat un vector cu valorile unghiului θ care corespund cu maximile curbelor MPR, astfel se poate crea o baza de date cu pozitiile tag-urilor (cu o rezolutie de pana la cativa centimetri la 2.45GHz pentru o localizare indoor [36]). Pasul urmator a fost simularea sistemului 8-MoS-TMA pentru emisia multi-armonica simultana. In acest caz, precum pentru sistemul 2-MoS-TMA, distanta intre doua antene adiacente este egala cu λ/2. Figura 25a prezinta rezultatele pentru campul normalizat obtinute prin simularile combinate neliniare (NONLIN) si electromagnetice (CST Microwave Studio) ale sistemului 8-MoS-TMA, iar figura 25b arata formele de unda (functie de timp) ale curentilor care trec prin cele 8 comutatoare.

(a) (b)

Fig. 25: Simulari combinate neliniare/electromagnetice pentru sistemul 8-MoS-TMA pentru (a) campul normalizat si (b) curentii care

trec prin cele 8 comutatoare (curbele 1-8).

Din figurile 25a-b se pot trage urmatoarele concluzii:

1) din figura 25a rezulta ca se poate obtine un sistem de tip TMA care emite simultan la 3 frecvente diferite (fc, fc+fM si fc-fM) catre 3 directii diferite (θ=0°, θ=-28° si θ=+28°), astfel realizand o tehnica combinata de multiplexing in frecventa si spatiu, ceea ce constitutie o imbunatatire semnificativa in termeni de simplitate tehnologica, fiabilitate si protectie impotriva interferentelor;

2) daca consideram valorile maxime ale campului normalizat corespunzatoare celor 3 directii de emisie (θ=0°, θ=-28° si θ=+28°), diferenta intre frecventa purtatoarei si benzile laterale este de 6.24dB. Asta inseamna ca puterea emisa de catre purtatoarea este de 4 ori mai mare fata de cea emisa de catre benzile laterale.

In legatura cu ultima concluzie, avand in vedere rezultatul din figura 14, anume faptul ca puterea emisa de catre antena patch pe baza de MoS2 poate fi dublata daca se aplica o tensiune de polarizare potrivita, diagramele de radiatie din figura 25a pot fi si ele reconfigurate pe baza tensiunii de polarizare, atingand o valoare maxima (mult mai mare) daca MoS2 este polarizat corespunzator.

Aceste caracteristici pot fi de mare folos intr-o aplicatie RFID in care, de exemplu, tinta este transmisia de putere la distanta (WPT=Wireless Power Transmission) catre 3 dispozitive pozitionate in puncte diferite (si care au practic aceeasi frecventa de lucru – 10GHz) in mod simultan, cu un nivel de putere care poate fi ales de catre utilizator printr-o simpla polarizare a antenelor din care este alcatuit sistemul TMA de tip transmitator.

19

Ulterior, se poate demonstra utilitatea tehnologiei propuse pentru un tag RFID in banda X, prin calcularea distantei de activare a unui sistem RFID la 10GHz (fc) si la benzile laterale 9.9999GHz (fc-fM) si 10.0001GHz (fc+fM) pentru o secventa de control de tip multi-armonica (8-MoS-TMA). Abordarea este asemanatoare cu cea detaliata in referinta [33]. Aici ne limitam sa aratam un tabel cu rezultatele finale pentru 2 valori de tensiune de polarizare.

Tensiune de polarizare fc=10GHz fc-fM=9.9999GHz fc+fM=10.0001GHz

0V ~26cm ~13cm ~13cm

15V ~37cm ~18cm ~18cm

Tabel I: Distanta de activare unui sistem RFID la frecventa purtatoarei (10GHz) si la benzile laterale (9.9999GHz si 10.0001GHz).

5. Urmatoarele cercetari

Pasii urmatori pentru a finaliza cercetarile in cadrul proiectului vor fi:

▪ Simularea combinata neliniara (NONLIN) si electromagnetica (CST Microwave Studio) a unor sisteme de tip TMA cu antene si diode SSD pe baza de MoS2 (creand in simulatorul neliniar un model ad hoc pentru diodele SSD pe baza de MoS2).

▪ Fabricarea si caracterizarea unei noi plachete de MoS2 multistrat (cel mult 5 straturi). ▪ Fabricarea prototipului unui sistem de tip TMA cu 2 antene pe baza de MoS2. Acest prototip

va integra inclusiv 2 diode SSD, tot pe baza de MoS2, in cazul in care simularile combinate neliniare/electromagnetice vor da rezultate positive. Altfel, se vor folosi diode Schottky clasice disponibile in comert.

La final, se va caracteriza prototipul fabricat in DC si in microunde si se va face o comparatie cu simularile neliniare/electromagnetice.

6. Alte rezultate

▪ Au fost fabricate pe aceeasi placheta de MoS2 pe Al2O3 inclusiv antene patch cu frecventa de lucru la 24GHz, pentru a investiga potentialul acestui material 2D la frecvente de interes pentru viitoarele aplicatii 5G/Internet-of-Things (IoT).

▪ Pe parcursul Etapei II a proiectului, a fost inceputa procedura de depunere, cu firma Thales (Franta), a unui brevet despre o antena de tip “bow-tie” reconfigurabila in benzile C si X (4–8GHz si 8–12GHz, respectiv).

20

Anexa 1: Descrierea programului de simulare neliniara NONLIN

NONLIN este un simulator de circuit (creat cu limbajul de programare FORTRAN 77) care a fost dezvoltat de catre mai multi cercetarori (printre ei: Prof. Vittorio Rizzoli, Prof. Alessandra Costanzo si Prof. Diego Masotti) in cadrul Facultatii de Inginerie de la Universitatea din Bologna, unde subscrisul a obtinut diplomele de masterat si de doctorat. Acest program permite analiza sau optimizarea oricarui circuit neliniar in microunde care opereaza in regim stationar periodic, cvasi-periodic sau modulat. Proiectantul trebuie sa specifice informatiile legate de topologia sub-retelei liniare, frecventele de lucru, generatoarele independente si parametrii de functionare ai dispozitivelor neliniare, pentru care exista deja o multime de modele optimizate in biblioteca programului. Alta varianta este definirea unui asa-zis “model utent” in care proiectantul poate, de exemplu, insera ecuatille unui dispozitiv sau o curba I-V fitata din masuratorile experimentale. Rezultatul simularilor este regimul electric al circuitului, inclusiv componentele spectrale ale produselor de intermodulatie (in cazul regimului cvasi-periodic), formele de unda ale tensiunilor si curentilor, informatii despre bilantul de putere si alte functii de retea specificate de proiectant. NONLIN permite implementarea metodului de bilant armonic prin decompunere (Piecewise Harmonic Balance) folosind doi algoritmi iterativi pentru rezolvarea sistemului algebric de ecuatii pentru bilantul armonic:

1) Metoda exacta a lui Newton pentru calcularea matriciei jacobiene; aceasta metoda este folosita pentru circuite neliniare de dimensiuni mediu-mici, anume atunci cand sistemul de rezolvare are cel mult cateva mii de necunoscute;

2) Metoda prin iterarea inexacta a lui Newton I.N.H.B. (=Inexact-Newton Harmonic Balance). Puterea acestei metode consta in calcularea actualizarii a solutiei problemei prin o metoda, precum GMRES (=Generalized Minimal Residual Method), dezvoltata pe baza teoriei sub-spatiilor lui Krylov. Matricea jacobiena nu trebuie nici memorata nici factorizata. Mai mult, ea poate fi scrisa precum suma unei matrici Toepliz cu o matrice Hankel, astfel incat fiecare produs matrice-vector poate fi exprimat sub forma unei convolutii discrete (complexe), care poate fi calculata folosind o transformata Fourier de tip FFT (=Fast Fourier Transform). Asta inseamna o eficienta de calcul sporita inclusiv in termeni de ocupare de memorie; din acest motive, metoda I.N.H.B. este folosita pentru circuite cu zeci de mii de necunoscute sau chiar mai multe.

NONLIN permite implementarea metodei M.H.B. (=Modulation-oriented Harmonic Balance), care este de mare ajutor in tehnologiile moderne in microunde, in care semnalul purtatoarei este modulat de un alt semnal cu o frecventa mult mai mica (semnal de modulatie). Aceasta poate conduce la un sistem de rezolvare cu milioane de necunoscute.

NONLIN este un program foarte puternic pentru caracterizarea unui intreg sistem de transmisie/receptie in microunde (“front end”) si a fost/este folosit cu succes in cadrul tezelor mele de masterat/doctorat si al cercetarii desfasurate la IMT Bucuresti. Colaborarea mea cu echipa de la Bologna imi va permite utilizarea acestui instrument de simulare pe tot parcursul proiectului si va furniza informatii importante pentru atingerea obiectivelor proiectului.

21

Bibliografie

[1] P. Budania, P. Baine, J. Montgomery, C. McGeough, T. Cafolla, M. Modreanu, D. McNeill, N. Mitchell, G. Hughes, and P. Hurley, “Long-term stability of mechanically exfoliated MoS2 flakes,” MRS Communications, vol. 7, no. 4, pp. 813–818, 2017, DOI: 10.1557/mrc.2017.105

[2] P. Budania, P.T. Baine, J.H. Montgomery, D.W. McNeill, S.J.N. Mitchell, M. Modreanu, and P.K. Hurley, “Effect of post-exfoliation treatments on mechanically exfoliated MoS2,” Materials Research Express, vol. 4, no. 2, p. 025022, 2017, DOI: 10.1088/2053-1591/aa5d8c

[3] H. Li, Q. Zhang, C.C.R. Yap, B.K. Tay, T.H.T. Edwin, A. Olivier, and D. Baillargeat, “From Bulk to Monolayer MoS2: Evolution of Raman Scattering,” Adv. Funct. Mater., vol. 22, pp. 1385–1390, 2012, DOI: 10.1002/adfm.201102111

[4] P.A. Bertrand, “Surface-phonon dispersion of MoS2,” Phys. Rev. B, vol. 44, p. 5745, 1991, DOI: 10.1103/PhysRevB.44.5745

[5] A. Molina-Sánchez, and L. Wirtz, “Phonons in single-layer and few-layer MoS2 and WS2,” Phys. Rev. B, vol. 84, p. 155413, 2011, DOI: 10.1103/PhysRevB.84.155413

[6] M. Dragoman, A. Cismaru, M. Aldrigo, A. Radoi, D. Dragoman, “Switching microwaves via semiconductor-isolator reversible transition in a thin-film of MoS2,” Journal of Applied Physics, vol. 118, p. 045710, 2015, DOI: 10.1063/1.4927485

[7] B.W.H., Baugher, H.O.H. Churchill, Y., Yang, P. Jarillo-Herrero, “Intrinsic Electronic Transport Properties of High-Quality Monolayer and Bilayer MoS2,” Nano Lett., vol. 13, pp. 4212–4216, 2013, DOI: 10.1021/nl401916s

[8] S. Das, J. Appenzeller, “Where Does the Current Flow inTwo-Dimensional Layered Systems?,” Nano Lett., vol. 13, pp. 3396–3402, 2013, DOI: 10.1021/nl401831u

[9] Y. Guo, Y. Han, J. Li, A. Xiang, X. Wei, S. Gao, and Q. Chen, “Study on the Resistance Distribution at the Contact between Molybdenum Disulfide and Metals,” ACS Nano, vol. 8, no. 8, pp. 7771–7779, 2014, DOI: 10.1021/nn503152r

[10] J.A. Robinson, M. LaBella, M. Zhu, M. Hollander, R. Kasarda, Z. Hughes, K. Trumbull, R. Cavalero, and D. Snyder, “Contacting Graphene,” Appl. Phys. Lett., vol. 98, p. 053103, 2011, DOI: 10.1063/1.3549183

[11] M. Hossain, M. Sanaullah, A.H.B. Yousuf, A. Es-Saki, and M.H. Chowdhury, “Analytical Analysis of the Contact Resistance (Rc) of Metal-MoS2 Interface,” Proc. of IEEE 58th International Midwest Symposium on Circuits and Systems (MWSCAS), 2-5 Aug. 2015, DOI: 10.1109/MWSCAS.2015.7282027

[12] B. Radisavljevic, and A. Kis, “Mobility engineering and a metal-insulator transition in monolayer MoS2,” Nature Materials 12, pp. 815–820, Jun. 2013, DOI: 10.1038/nmat3687

[13] A. M. Song, M. Missous, P. Omling, A. R. Peaker, L, Samuelson, and W. Seifert, “Unidirectional electron flow in a narrow semiconductor channel: A self-switching device,” Appl. Phys. Lett. 83, pp. 1881–1883, 2003, DOI: 10.1063/1.1606881

[14] P. Sangaré, G. Ducournau, B. Grimbert, V. Brandli, M. Faucher, C. Gaquière, A. Íñiguez-de-la-Torre, I. Íñiguez-de-la-Torre, J. F. Millithaler, J. Mateos, and T. González, “Experimental demonstration of direct terahertz detection at room temperature in AlGaN/GaN asymmetric nanochannels,” J. Appl. Phys. 113, 034305 (2013), DOI: 10.1063/1.4775406

[15] A. Westlund, M. Winters, I. G. Ivanov, J. Hassan, P.-Å. Nilsson, E. Janzén, N. Rorsman, and J. Grahn, “Graphene self-switching diodes as zero-bias microwave detectors,” Appl. Phys. Lett. 106, 093116 (2015), DOI: 10.1063/1.4914356

[16] M. Winters, M. Thorsell, W. Strupiński, and N. Rorsman, “High frequency electromagnetic detection by nonlinear conduction modulation in graphene nanowire diodes,” Appl. Phys. Lett. 107, 143508 (2015), DOI: 10.1063/1.4932970

[17] S. Bhatnagar, R. Kumar, M. Sharma, and B. K. Kuanr, “Reduced graphene Oxide/ZnO nanostructures based rectifier diode,” AIP Conference Proc. 1832, 050060 (2017), DOI: 10.1063/1.4980293

[18] C. Balocco, A. M. Song, M. Åberg, A. Forchel, T. González, J. Mateos, I. Maximov, M. Missous, A. A. Rezazadeh, J. Saijets, L. Samuelson, D. Wallin, K. Williams, L. Worschech, and H. Q. Xu, “Microwave Detection at 110 GHz by Nanowires with Broken Symmetry,” Nano Lett., vol. 5, no. 7, pp. 1423–1427, Jun. 2005, DOI: 10.1021/nl050779g

[19] A. Westlund, P. Sangaré, G. Ducournau, P.-Å. Nilsson, C. Gaquière, L. Desplanque, X. Wallart, and J. Grahn, “Terahertz detection in zero-bias InAs self-switching diodes at room temperature,” Appl. Phys. Lett. 103, 133504 (2013), DOI: 10.1063/1.4821949

[20] F. Al-Dirini, F. M. Hossain, M. A. Mohammed, Md S. Hossain, A. Nirmalathas, and E. Skafida, “Monolayer MoS2 self-switching diodes,” J. Appl. Phys., vol. 119, no. 4, pp. 044506, 2016; DOI: 10.1063/1.4940707

[21] M. Aldrigo, M. Dragoman, S. Iordanescu, A. Dinescu, D. Vasilache, I. Povey, M. Modreanu, “Microwave detection with MoS2-based self-switching diodes,” accepted for oral presentation at the 42nd International Semiconductor Conference (CAS), 9-11 October 2019

[22] M. Yasir, M. Aldrigo, M. Dragoman, A. Dinescu, M. Bozzi, S. Iordanescu, and D. Vasilache, “Integration of antenna array and self-switching graphene diode for detection at 28 GHz,” IEEE Electron Device Lett., vol. 40, no. 4, pp. 628–631, Apr. 2019, DOI: 10.1109/LED.2019.2899028

[23] M. Aldrigo, M. Dragoman, S. Iordanescu, D. Vasilache, A. Dinescu, M. Shanawani, and D. Masotti, “Graphene diodes for 5G energy harvesting: design, simulations and experiments,” Proc. of the 49th European Microwave Week Conference, 29 Sep.-4 Oct. 2019, pp. 37–40, 2019

[24] M. Dragoman, M. Aldrigo, J. Connolly, I. M. Povey, S. Iordanescu, A. Dinescu, D. Vasilache, and M. Modreanu, “MoS2 radio: detecting radio waves with a two-dimensional transition metal dichalcogenide semiconductor,” Nanotechnology 31 (2020) 06LT01, Nov. 2019, DOI: 10.1088/1361-6528/ab5123

[25] A.M. Song, M. Missous, P. Omling, A.R. Peaker, L. Samuelson, and W. Seifert, “Unidirectional electron flow in a narrow semiconductor channel: A self-switching device,” Appl. Phys. Lett., vol. 83, no. 9, p. 1881–1883, Sep. 2003, DOI:

22

10.1063/1.1606881

[26] A. Westlund, P. Sangaré, G. Ducournau, I. Iñiguez-de-la-Torre, P.-Å. Nilsson, C. Gaquière, L. Desplanque, X. Wallart, “Optimization and Small-Signal Modeling of Zero-Bias InAs Self-Switching Diode Detectors,” Solid-State Electronics, vol. 104, pp. 79–85, Feb. 2015, DOI: 10.1016/j.sse.2014.11.014

[27] S. Hanson, M. Seok, Y.-S. Lin, Z.Y. Foo, D. Kim, Y. Lee, N. Liu, D. Sylvester, and David Blaauw, “A Low-Voltage Processor for Sensing Applications With Picowatt Standby Mode,” IEEE J. Solid State Circuits, vol. 44, no. 4, pp. 1145–1155, Mar. 2009, DOI: 10.1109/JSSC.2009.2014205

[28] W.H. Kummer, A.T. Villeneuve, T.S. Fong, and F.G. Terrio, “Ultra-low sidelobes from time-modulated arrays,” IEEE Trans. Antennas Propag., vol. 11, no. 6, pp. 633–639, Nov. 1963, DOI: 10.1109/TAP.1963.1138102

[29] L. Poli, P. Rocca, L. Manica, and A. Massa, “Pattern synthesis in time-modulated linear arrays through pulse shifting,” IET Microwaves, Antennas & Propagation, vol. 4, no. 9, pp. 1157–1164 Sep. 2010, DOI: 10.1049/iet-map.2009.0042

[30] Y. Tong, and A. Tennant, “Simultaneous control of sidelobe level and harmonic beam steering in time-modulated linear arrays,” Electronics Lett., vol. 46, no. 3, pp. 201–202, Feb. 2010, DOI: 10.1049/el.2010.2629

[31] L. Poli, P. Rocca, G. Oliveri, and A. Massa, “Harmonic beamforming in time-modulated linear arrays,” IEEE Trans. Antennas Propag., vol. 59, no. 7, pp. 2538–2545, Jul. 2011, DOI: 10.1109/TAP.2011.2152323

[32] D. Masotti, P. Francia, A. Costanzo, and V. Rizzoli, “Rigorous Electromagnetic/Circuit-Level Analysis of Time-Modulated Linear Arrays,” IEEE Trans. Antennas Propag., vol. 61, no. 11, pp. 5465–5474, Nov. 2013, DOI: 10.1109/TAP.2013.2279217

[33] M. Aldrigo, D. Masotti, and M. Dragoman, “Smart Two-Dimensional Material-based Time Modulated Array for RFID Applications,” IET Microwaves, Antennas & Propagation, vol. 11, no. 15, pp. 2267–2272, Nov. 2017, DOI: 0.1049/iet-map.2017.0309

[34] M. Aldrigo, M. Dragoman, and D. Masotti, "Metal-Insulator Transition in Monolayer MoS2 for Tunable and Reconfigurable Devices", Proc. of 41st International Semiconductor Conference (CAS), pp. 101–104, 10-12 October 2018 – “Best Paper Award CAS 2018”

[35] D. Masotti, A. Costanzo, M. Del Prete, and V. Rizzoli, “Time-Modulation of Linear Arrays for Real-Time Reconfigurable Wireless Power Transmission,” IEEE Trans. Microw. Theory Techn., vol. 64, no. 2, pp. 331–342, Feb. 2016, DOI: 10.1109/TMTT.2015.2512275

[36] M. Del Prete, D. Masotti, N. Arbizzani, and A. Costanzo, “Remotely identify and detect by a compact reader with mono-pulse scanning capabilities,” IEEE Trans. Microw. Theory Techn., vol. 61, no. 1, pp. 641–650, Jan. 2013, DOI: 10.1109/TMTT.2012.2229290