Convertoare statice - IEC.pdf

7/26/2019 Convertoare statice - IEC.pdf

1/236

Convertoare statice

CONVERTOARE STATICE

Suport curs

Inginerie Electric i Calculatoare

Prof.dr.ing. Mihaela Popescu


2/236

Cuprins

CONVERTOARE STATICE

1

CUPRINS

1 NOIUNI INTRODUCTIVE 4

1.1. Locul convertoarelor statice n fluxul energetic

1.2. Caracterizarea energiei electrice la ieirea convertorului static

1.3. Clasificarea convertoarelor statice

2ELEMENTE SEMICONDUCTOARE DE PUTERE: DIODA ITIRISTORUL 16

2.1. Introducere

2.2. Dioda

2.3. Tiristorul2.4. Tiristorul cu blocare pe poart (GTO)

2.5. Tranzistoare bipolare de putere (BPT)

2.6. Tranzistoare cu efect de cmp, de putere (MOSFET de putere)

2.7. Tranzistoare bipolare cu baz izolat IGBT

2.8. Tiristoare cu cu inducie static SITh

3ALEGEREA I VERIFICAREA ELEMENTELORSEMICONDUCTOARE DE PUTERE 38

3.1. Pierderile n elementele semiconductoare de de putere

32. Alegerea elementelor semiconductoare de putere

4 PROTECIA ELEMENTELOR SEMICONDUCTOARE DE PUTERE 50

4.1. Protecia tiristoarelor la supratensiuni de comutaie

4.2. Protecia convertoarelor statice conectate la reeaua de c.a.

4.3. Protecia tiristoarelor la scurtcircuit

5 CONVERTOARE STATICE C.A. C.C. (REDRESOARE) 97

5.1. Introducere

5.2. Principiul i teoria general a redresoarelor comandate n faz

5.3. Regimul de curent ntrerupt

5.4. Dimensionarea inductivitii de filtrare

5.5. Scheme de baz ale redresoarelor comandate

5.6. Redresoare bidirecionale

5.7. Comanda redresoarelor cu comutaie natural

6 VARIATOARE DE TENSIUNE ALTERNATIV 141


3/236

Cuprins

CONVERTOARE STATICE DE PUTERE

2

6.1. Principiu

6.2.Variatoare monofazate

6.2.1.Principiul, schema de principiu

6.2. 2. Cazul unei sarcini rezistive

6.2.3. Cazul unei sarcini pur inductive

6.2.4. Cazul unei sarcini rezistiv inductive

6.2.5. Mrimi caracteristice

6.3. Variatoare trifazate

7 CICLOCONVERTOARE 156 7.1. Principiul i schema de principiu

7.2.

Comanda cicloconvertoarelor

7.3.

Studiu de caz cicloconvertor realizat cu redresoare cu 3 pulsuri

7.4. Comanda n faz a convertoarelor statice c.a.-c.a. cu comutaie natural

8 VARIATOARE DE TENSIUNE CONTINU 165 8.1. Variatorul de tensiune continu cobortor

8.1.1. Principiul i schema de principiu

8.1.2. Caracteristicile n regim de curent nentrerupt

8.1.3. Expresia curentului prin sarcin

8.1.4. Limita zonei de curent ntrerupt

8.1.5. Regimul de curent ntrerupt

8.1.5.1. Apariia regimului de curent ntrerupt

8.1.5.2. Caracteristicile externe i de comand n regim de curent ntrerupt

8.1.6. Elemente de dimensionare a inductivitii de filtrare

8.1.6.1. Calculul inductivitii necesare pentru limitarea pulsaiilor

8. 1.6.2. Calculul inductivitii necesare pentru evitarea funcionrii VTCn regim de curent ntrerupt

8.1.7. Scheme practice de VTC cobortor

8.1.7.1. VTC cu tranzistor IGBT

8.1.7.2. VTC cu tiristoare i blocare prin polarizare invers (VTC-U)

8.1.7.3. VTC cu tiristoare i stingere prin devierea curentului (VTC-I)

8.1.7.4. Alte topologii de VTC-U i VTC-I

8.2. Variatorul de tensiune continu cobortor

8.2.1. Schema de principiu, comanda, funcionarea

8.2.2. Funcionarea n regim de curent nentrerupt

8.2.3. Limita zonei de curent ntrerupt

8.2.4. Caracteristicile n regim de curent ntrerupt


4/236

Cuprins

CONVERTOARE STATICE

3

8.2.5 Comanda

8.3. Variator de tensiune continu n patru cadrane

9 Convertoare statice indirecte de tensiune i frecven 213

9.1. Principiul i schema de principiu

9.2. Invertoare monofazate cu modulaie n amplitudine

9.2.1. Principiul, schema de principiu

9.2.2. Invertorul monofazat cu punct median

9.2.3. Invertorul monofazat n punte

9.3. Invertoare trifazate de tensiune cu modulaie n amplitudine

9.3.1. Schema de principiu, comanda, forme de und


9.3.3. Analiza armonic a tensiunii de linie

9.3.4. Structura blocului de comand

9.4. Invertoare trifazate de curent cu modulaie n amplitudine

9.4.1. Schema de principiu, comanda, forme de und


9.4.3. Structura blocului de comand

9.5. Convertoare statice de tensiune i frecven cu modulaie n durat

9.5.1 Introducere

9.5.2. Modulaia sinusoidal

9.5.3. Invertor de tensiune cu modulaie sinusoidal9.5.4. Invertor de tensiune cu modulaie trapezoidal

9.5.5 Modulaia n frecven

9.5.6. Modulaia vectorial

9.5.7. Strategii de modulare n bucl nchis


5/236

1. Noiuni introductive

CONVERTOARE STATICE4

1. NOIUNI INTRODUCTIVE

1.1 Locul convertoarelor statice n fluxul energetic

Convertoarele statice (C.S.) sunt echipamente a cror parte de for conine elemente

semiconductoare de putere. Convertoarele statice necomandate sunt construite cu dispozitive

semiconductoare necomandate (diode) i realizeaz conversia energiei electrice tot n energie

electric , modificndu-i acesteia parametrii, fr a permite reglarea puterii medii transmise

sarcinii.

Cursul se refer la convertoarele statice comandate care, sunt construite cu

elemente semiconductoare comandate i care, pe lng conversia energiei electrice, permit

comanda puterii medii transmise sarcinii.

n fluxul energetic, convertorul static este plasat ntre generatorul primar de

energie (G.P.), care furnizeaz energia electric cu parametrii constani (amplitudinea

tensiunii, frecvena, etc.) i sarcina (S), care este un consumator de energie electric (fig. 1.1).

G.P. reprezint sursa primar de energie electric, furniznd de regul energie

electric de curent alternativ sau de curent continuu cu parametrii constani. Poate fi :

-

baterie de acumulator;

-

reea de alimentare;

- transformator;

Fig 1.1. Explicativprivind locul CS n fluxul energetic

GP

CS

S

CCIBIDEP

BT


6/236



- grup generator independent (motor cu ardere interna + generator electric );

-

microcentrale.

S reprezinta sarcina, este un consumator de energie electric .

Aceasta poate fi:

-

motoare electrice;

-

cuptoare electrice;

-

cuptoare cu microunde i alte echipamente electrocasnice.

Convertorul static, mpreun cu blocul de comand n circuit nchis, formeaz

domeniul electronicii de putere (E.P.).

Pentru fluxul informaional se ntlnesc urmtoarele blocuri:

B.I.D. bloc de introducere a datelor, are rolul de a introduce datele iniiale pentru

comand. Este constituit din:

- chei;

-

butoane;

- tastatur;

-

cititoare de informaie (unitate de disc optic)

C.C.I. bloc de comand n circuit nchis. Elaboreaz unul sau mai multe semnale de

comand pe baza unei strategii de comand stabilite i a unor mrimi ce caracterizeaz

funcionarea ntregului sistem (intensitatea curentului, puterea electric, viteza de rotaie, etc.)

B.T. blocul traductoarelor are rolul de a converti mrimile culese din sistem n

mrimi electrice (tensiuni sau cureni) compatibile ca form si valoare cu intrrile C.C.I.

C.C.I. mpreun cu C.S. formeaz obiectul electronicii de putere.

n sistemele moderne funciile C.C.I. sunt atribuite unui microprocesor sau unui

calculator dedicat.

Convertoarele statice conin dou pri (fig. 1.2):

P.F. partea de for conine elemente semiconductoare de putere comandate

sau semicomandate i blocuri de protecie aferente acestora.

CS BC PF

Fig 1.2. Prile componente ale

convertoarelor statice


7/236



B.C. bloc de comand, este realizat cu elemente specifice curenilor slabi i

are rolul de a genera semnalele de comand necesare elementelor

semiconductoare de putere i de a le distribui acestora.

Exist dou clase de convertoare statice:

- Convertoare statice necomandate: partea de for este construit cu diode, iar

blocul de comand lipsete;

- Convertoare statice comandate: acestea permit comanda puterii ce se stransfera

de la G.P. la sarcin. Acestea fac obiectul cursului.

Comanda transferului de putere se realizeaz prin modificare parametrilor energiei de ieire

(c.c sau c.a).

1.2. Caracterizarea energiei electrice la ieirea convertorului

static

Convertoarele statice furnizeaz energie ai crei parametri au forme de und diferite

fa de cele ale surselor clasice. Astfel energia de c.c. nu este caracterizat n regim permanent

de tensiune i curent constante, iar energia de c.a. nu este caracterizat de tensiune i curent

sinusoidal.

I.

Energia de curent continuu

Sursa clasic de c.c. este caracterizat de valorile U, I (fig.1.3)

t

ui

I

U

Fig.1.3. Formele de undale curentului i ale

tensiunii ce caracterizeazsursa clasic


8/236


9/236



u,i valori instantanee;

U,I valori efective sau eficace;

2U , 2I - amplitudini;

pulsaia, definit ca fiind:

(1.3) - faza iniial a curentului.

n cazul convertoarelor cu ieire n c.a., curentul i tensiunea nu mai au variaii

sinusoidale, dar sunt alternative i simetrice (fig.1.6).

n acest caz tensiunea i curentul sunt caracterizate de:

-

valoare efectiv a fundamentalei;

-

valoare efectiv global sau total;

-

factorul total de distorsiune armonic.

O tensiune sau curent cu variaie periodic i simetric se poate descompune n serie

Fourier :

(1.4)

Se constat c:

-

termenii de sub sum au pulsaiile: , 2, 3,n(pulsaiile sunt multipli ai

pulsaiei fundamentale); pulsaia fundamental corespunde frecvenei tensiunii realecare se descompune.

- Ak, Bk se numesc amplitudinile componentelor n sinus i respectiv n

cosinus.

iU0

ui

Fig 1.6. Formele de undale curentului i ale

tensiunii ce caracterizeazconvertoarele statice


10/236



(1.5)

Termenii corespunztori lui k = 1, 2 , 3, n se numesc armonici.

Pentru: k = 1 armonic fundamental;

k > 1 armonic superioar.

Uk reprezint valoarea efectiv a armonicii de ordinul k i este:

(1.6)

- faza iniial a armonicii de ordinul k

(1.7)

Valoarea efectiv (total sau global) se definete astfel:

(1.8)

Factorul total de distorsiune armonic caracterizeaz gradul de deformare al undei

respective (tensiune sau curent) fa de unda sinusoidal.

(1.9)

O definiie mai veche care exist nc n unele standarde este:

(1.10)

1.3. Clasificarea convertoarelor statice

Exist dou criterii mari n raport cu care se poate clasifica:


11/236



I.

C.S. din punct de vedere energetic;

II.

C.S. din punct de vedere al comutaiei.

1.3.1. Clasificarea convertoarelor statice din punct de vedere

energetic

Se au n vedere formele energiei electrice de la intrarea i respectiv, ieirea

convertoarelor. Astfel, se deosebesc patru categorii de convertoare statice.

1.

Convertoare statice c.a. c.c. sau redresoare, care realizeaz conversia energiei

de c.a. n energie de c.c., iar prin comand se poate regla valoarea medie a

tensiunii redresate (de ieire).

Reea c.a.~ U, f

Fig.1.7 Fluxul de energie n funcie de diferitele tipuri de convertoare statice

c.a.~ U2, f

c.c.= Ud

Redresor

Invertor

Cicloc

onvertor

Varia

torde

tensiunealternativ

Variatordete

nsiunecontinu

Convertor indirect de tensiunei frecven

c.a.~ U1, f1

c.c.= Ud1

uc

UdU, f = ct.

=


12/236



2. Convertoare statice c.c. c.a. sau invertoare, care realizeaz conversia energiei de

c.c. n energie de c.a., iar prin comand se poate regla frecvena tensiunii de ieire

i eventual, valoarea efectiv a acesteia.

3.

Convertoare statice c.c. c.c. numite i variatoare de tensiune continu, care

convertec energia de c.c. avnd parametrii constani, tot n energie de c.c. dar,

creia i se poate regla valoarea medie a tensiunii. Se mai ntlnesc sub denumirea

de choppere (denumirea din limba englez).

4. Convertoare statice c.a. c.a., care realizeaz conversia energiei de c.a. avnd

parametrii constani (amplitudine i frecven), tot n energie de c.a., ai crei

parametrii pot fi reglai prin comand.

Din aceast categorie fac parte mai multe convertoare.4.1. Variatoare de tensiune alternativ, care permit comanda numai a valorii

efective a tensiunii de la ieire, frecvena acesteia fiind constant i egal cu cea a tensiunii de

la ieire.

4.2. Convertoare statice de tensiune i frecven(C.S.T.F.), care prin comand

permit reglarea att a valorii efective a tensiunii de la ieire, ct i a frecvenei acesteia.

uc

Ud U, f = ct.=

uc

Ud Ud1=

=

U1, f1ct.U, f = ct.

uc


13/236



La rndul lor, dup modul n care se realizeaz conversia c.a. c.a., aceste

convertoare sunt de dou categorii:

A) C.S.T.F. directe, numite i cicloconvertoare, care realizeaz conversia c.a. c.a. n

mod direct, fr a trece prin forma de c.c..

B) C.S.T.F. indirecte, care realizeaz conversia n dou trepte c.a. c.c. c.a.

Rezult c, acestea conin un redresor i un invertor, iar ntre ele se afl circuitul intermediar

de c.c. format, n general, dintr-o bobin i un condensator (fig. 1.8).

Dup caracterul circuitului intermediar, C.S.T.F. indirecte pot fi:

B1. C.S.T.F. de tensiune, cnd circuitul intermediar are caracter de surs de

tensiune, capacitatea Cdare valoare mare (sute sau mii de F), iar Ldpoate lipsi. n acest caz

tensiunea din circuitul intermediar este practic constant i egal cu voaloare sa medie Ud.

Invertorul distribuie pe fiecare faz a sarcinii aceast tensiune i n consecin tensiunea pe

sarcin este format din una sau mai multe trepte ale cror valori sunt proporionale cu Ud

(tensiunea pe sarcin are o form de und sintetic). Curentul prin sarcin se formeaz n

funcie de parametrii sarcinii (spre exemplu, dac sarcina este pur rezistiv, curentul arat ca

i tensiunea). n acest caz, invertorul are o structur specific i se numete invertor de

tensiune.

B2. C.S.T.F. de curent, cnd circuitul intermediar are caracter de surs de

curent, caracter imprimat prin valoarea important a inductivitii Ld, iar Cd poate lipsi. n

acest caz, curentul din circuitul intermediar este constant si egal cu valoarea sa medie I d.

Invertorul distribuie acest curent pe fazele sarcinii, astfel curentul de sarcin are forma de

~~

~~

Ld

Cd

id

ud

Conversie c.a. c.c.(Redresor)

U1, f1ct.U, f = ct.

RO

Fig.1.8. Schema de principiu a convertorului static de tensiune i frecven

indirect

Conversie c.c. c.a.(Invertor)

Circuitintermediarde c.c.

uc1 uc2


14/236



und sintetic (fiecare alternan este format din unul sau mai multe pulsuri dreptunghiulare).

Invertorul are o structur specific i se numete, i el, invertor de curent.

Intotdeauna, pentru reglarea frecvenei tensiunii de ieire, comanda se aplic

invertorului, iar dup modul n care se regleaz valoarea efectiv a tensiunii de la ieire,

C.S.T.F. pot fi:

B.a) C.S.T.F.I. cu modulaie n amplitudine. Modificarea valorii efective a

tensiunii de ieire, se face prin modificare amplitudinii ei, adic prin modificarea valorii medii

a tensiunii din circuitul intermediar. Rezult c, redresorul este comandat.

B.b) C.S.T.F.I. cu modulaie n durat (P.W.M). n acest caz, tensiunea sau

curentul de la ieire sunt formate din unul sau mai multe pulsuri de amplitudini constante, dar

de durate i/sau frecvene modificabile prin comand. Rezult c redresorul este necomandat,

iar comanda de modificare a valorii efective a tensiunii se aplic tot invertorului.

1.3.2 Clasificarea convertoarelor statice din punct de vedere al

comutaiei

n general n electrotehnic, prin comutaie se nelege trecerea curentului de sarcin

de pe o ramur de circuit pe o alt ramur de circuit. Pentru realizarea comutaiei este

necesar o energie. n convertoarele statice laturile care comut curentul de sarcina conin

elemente semiconductoare de putere, iar comutaia se realizeaz prin nchiderea unui element

semiconductor i deschiderea altuia.Acest criteriu are n vedere modul n care se asigur energia necesar blocrii

elementelor semiconductoare. Exist astfel:

1. Convertoare statice cu comutaie extern sau natural, la care energia necesar

blocrii elementelor exist n mod natural n circuit i provine de la o surs extern

(generatorul de putere sau sarcina). n aceast categorie intr:

- redresoarele cu comutaie natural;

- variatoarele de tensiune alternativ;

- cicloconvertoarele;

- invertoarele cu comutaie de la sarcin (invertoare ce alimenteaz motoare sincrone).

2. Convertoare statice cu comutaie intern sau forat, la care energia necesar

comutaiei trebuie creat n structura convertorului (n cazul tiristoarelor) sau prin comand

(n cazul elementelor semiconductoare complet comandate). n cazul CS cu tiristoare i


15/236



comutaie forat, energia necesar comutaiei se obine prin ncrcarea corespunztoare a

unor capaciti. Din aceast categorie fac parte:

- variatoarele de tensiune continu;

- invertoarele din componena CSTF indirect;

- redresoarele i cicloconvertoare cu comutaie forat.

3. Convertoare statice cu comutaie prin zero se mai numesc rezonante sau cu

comutaie "soft". Tensiunea i/sau curentul prin elementele care comuta au o astfel de variaie

nct periodic trec prin zero. Comutaia se realizeaz prin momentele de trecere prin zero ale

tensiunii sau curentului. Astfel energia necesara comutaiei este foarte mic, teoretic zero.

Reprezint o clas recent de convertoare statice.

(1.11)

unde:

pT reprezint pierderile de comutaie;

WT reprezint energia necesar comutaiei.

Utilizarea tot mai extins a elementelor semiconductoare complet comandate, chiar i

n componena redresoarelor, face necesar reconsiderarea acestui ultim criteriu de clasificare,

conceput cnd n construcia convertoarelor statice se utilizau, n exclusivitate, tiristoare i

diode. Se propune astfel, drept criteriu, semnalul de sincronizare care determin intervalul n

care comutaiile pot avea loc. n acest sens, prin convertoare statice cu comutaie extern (dar

nu neaprat natural), se neleg acele convertoare statice la care semnalul de sincronizare se

ia din exteriorul convertorului, de la generatorul de putere. Aceste convertoare statice sunt

cele care au la intrare energie de c.a.:

- redresoarele;

- variatoarele de tensiune alternativ;

- cicloconvertoarele.

Pe de alt parte, prin convertoare statice cu comutaie intern se neleg acele

convertoare statice la care momentele de comutaie nu trebuiesc sincronizate cu o mrime

aferent circuitului de for. n aceast categorie intr convertoarele statice care au la intrare

energie de c.c., respectiv:


16/236



- variatoarele de tensiune continu;

- invertoarele.


17/236

2. Elemente semiconductoare de putere


2. ELEMENTE SEMICONDUCTOARE DE

PUTERE

2.1. Introducere

Creterea puterii, att n tensiune ct i n curent, comanda simpl i reducerea

costurilor elementelor semiconductoare de putere sunt argumente care, vor determina n

urmtorii ani, utilizarea convertoarelor statice de putere n noi domenii, ca i crearea de noi

structuri i topologii. Posibilitatea folosirii elementelor semiconductoare ntr-un anume tip de

convertor static (C.S.), cu o topologie sau alta, este reliefat de caracteristica curent - tensiune,

viteza de comutaie i de caracteristicile de comand, ale acestora.

Dac elementele semiconductoare de putere sunt considerate comutatoare ideale,

analiza funcionrii unui C.S. poate fi mult uurat, evideniindu-se astfel, mai simplu,

principalele particulariti funcionale.

Elementele semiconductoare de putere pot fi clasificate n trei grupe, dup posibilitile de

comand:

1. Diode - la care intrarea i ieirea din conducie sunt determinate de partea de for,

respectiv nu sunt comandate.

2. Tiristoare - la care intrarea n conducie se face prin comand, dar blocarea se face

cu un circuit de putere.

3. Elemente complet comandate - la care att deschiderea ct i nchiderea se fac prin

comand. n aceast grup intr tranzistoarele bipolare (Bipolar Power Transistors - BPT),

tranzistoarele MOS cu efect de cmp (MOS Field Effect Transistors -MOSFET), tiristoarele

cu blocare pe poart (Gate Turn Off Thyristors - GTO), tranzistoarele bipolare cu poart

izolat (Insulated Gate Bipolar Transistors -IGBT), tranzistoarele cu inducie static (Static

Induction Transistors - SIT), tiristoarele cu inducie static (Static Induction Thyristors -

SITh) i tiristoarele cu comand MOS (Mos ControlledThyristors- MCT).

2.2. Dioda

Simbolul i caracteristicile diodei sunt artate n fig.2.1, deosebindu-se, ca terminale,

anodul A i catodul K. Caracteristica curent - tensiune arat c, dac dioda este polarizat n

sens direct (uAK > 0), aceasta este n conducie, iar curentul prin ea crete rapid, cderea de


18/236


CONVERTOARE STATICE

17

tensiune fiind mic (1-2 V), iar dac este polarizat n sens invers (uAK< 0), curentul rezidual

n sens invers este foarte mic, att timp ct tensiunea nu depete valoarea maxim admisibil

VRRM, (VRRM - tensiunea repetitiv maxim admisibil n sens invers), ceea ce corespunde

strii de blocare. Depirea, chiar pentru scurt timp, a acestei valori duce la distrugerea diodei

prin strpungere.

Avnd n vedere aceste aspecte, caracteristica poate fi idealizat ca n fig.2.1.d,

considerndu-se cderea de tensiune nul pe dioda n conducie (polarizat n sens direct) i

curentul nul prin dioda blocat (polarizat n sens invers).

Dioda poate fi considerat un comutator ideal, deoarece timpii de comutaie (intrare n

conducie sau blocare) sunt mult mai mici dect durata regimurilor tranzitorii ce au loc n

circuitul de for.

Astfel, la blocarea diodei (fig. 2.2) curentul devine negativ un timp redus trr, numit

timp de comutare invers, atingnd valoarea maxim negativ IRM. Aria haurat reprezint

sarcina stocat, care trebuie eliminat din jonciune.

Se menioneaz c, trri IRMnu influeneaz sensibil funcionarea C.S. i deci diodele

pot fi considerate comutatoare ideale.

n construcia C.S. se utilizeaz trei tipuri de diode:

1. Diode normale (redresoare), caracterizate prin timpi de comutare relativ

mari, cureni de pn la civa kiloamperi i tensiuni inverse de ordinul kilovolilor.

iD

uAK-VRRM

A

K

uAKiD

b)

d)

iD

uAK-VRRM

c)

a)

Fig. 2.1 Dioda: a) detalii constructive, b) simbol, c) caracteristica curent

tensiune, real, d) caracteristica curent - tensiune ideal


19/236



2. Diode Schottky, caracterizate printr-o cdere de tensiune n sens direct

mic, (~ 0.3V ) i tensiuni inverse de 50 - 100V.

3. Diode rapide (de comutaie), destinate a fi utilizate n circuitele de nalt

frecven, n combinaie cu elemente comandate i avnd timpul de comutare de ordinul s.

2.3. Tiristorul

2.3.1. Caracteristici

Tiristorul este un element comandat la intrarea n conducie, avnd trei terminale:

anodul A, catodul K i grila G (fig. 2.3).

n absena unui curent n circuitul G-K, tiristorul poate bloca, att n sens direct, ct i

n sens invers, tensiuni pn la valorile VDRM, respectiv VRRM. Curenii reziduali n stare

blocat ID, n sens direct, i respectiv, n sens invers - IR, sunt foarte mici. Depirea, chiar

pentru scurt timp, a tensiunilor maxim admisibile duce la distrugerea tiristorului. Dac

tiristorul este polarizat n sens direct, el poate intra n conducie, necesitnd injectarea n

circuitul G-K a unui curent cu att mai mare cu ct tensiunea de polarizare este mai mic. Se

remarc valoarea redus a cderii de tensiune pe tiristorul aflat n conducie (1 - 2,5V), i c,

dup intrarea n conducie, nu mai este necesar un curent de gril. La scderea curentului sub

valoarea de meninere (IH) tiristorul se blocheaz.

Caracteristica ideal (fig. 2.3.c) corespunde ipotezelor de studiu, respectiv, n stare

blocat curentul prin tiristor este nul, iar n stare de conducie cderea de tensiune pe tiristor

este nul.

Fig. 2.2Variaia curentului prin diodi a

tensiunii pe diodin timpul blocrii

trr

t

t

-Ub

uAK

iD

ID

Qrr

-VRM

-IRM

t0

t1 t2


20/236


CONVERTOARE STATICE

19

La blocare, dup anularea curentului prin tiristor (fig. 2.4) i pn cnd acesta poate

prelua tensiune n sens direct, trebuie s treac un timp tq, numit timp de revenire.

Polarizarea n sens direct a tiristorului, dup un timp mai mic dect tq, produce

reintrarea acestuia n conducie fr impuls de comand.

2.3.2 Comanda tiristoarelor

Pentru intrarea normal n conducie a unui tiristor, trebuie ndeplinite trei condiii:

- tiristorul s fie polarizat n sens direct (uAK> 0);

iT

uAK-VRRM

d)

iT

uAK-VRRM

c)

VDRM

iG= 0

iG1> 0

iG2 > iG1

IH

VDRM

A

K

uAK

iT

b)

iG

a)

Fig. 2.3 Tiristorul: a) tipuri constructive ; b) simbol ; c)

caracteristica curent tensiune real; d) caracteristicacurent tensiune ideal.

Fig 2.4Variaiile curentului prin tiristor i a tensiuniila bornele sale, n timpul blocrii

trq

t

tuAK

iT

IT

-VRM

-IRMtq


21/236



- s i se aplice un impuls de comand pozitiv ntre G i K, avnd un nivel energetic

corespunztor;

- la dispariia impulsului de comand, curentul prin tiristor s depeasc valoarea de

acroaj (IL).

Cerinele impuse semnalului de comand sunt ilustrate de caracteristica curent-

tensiune de gril (fig. 2.5), care indic o zon n care, amorsarea tiristorului este sigur. Zona

haurat, determinat de valorile minime ale curentului i tensiunii, trebuie evitat, deoarece

amorsarea este posibil numai n anumite condiii.

n C.S. de putere, impulsul de comand nu se aplic direct pe grila tiristorului, fiind

necesare, pe de o parte, o amplificare energetic a impulsului, i pe de alta, o separare ntre

partea de comand i cea de for.

Amplificarea se realizeaz cu unul sau dou etaje de amplificare, iar separarea, cel mai

frecvent, cu ajutorul unui transformator de impuls (fig. 2.6.). Rolul rezistenei R1 este de a

limita curentul prin tranzistorul amplificator, iar diodele D1 i D2permit aplicarea pe gril,

R1

+

C

* *

D1

TI

T

A

K

D2R2

Th

Fig. 2.6 Schema de comanda unui tiristor

prin transformator de impuls

iG

uGK

IGmin

UGKmin

PGmax

Fig. 2.5 Caracteristica de

comanda unui tiristor


22/236


CONVERTOARE STATICE

21

numai a impulsurilor pozitive (transformatorul fiind un element de derivare) i disiparea

energiei corespunztoare impulsurilor negative (pe rezistena R2).

Blocarea tiristoarelor nu este posibil prin comand direct, ci se poate obine n

urmtoarele moduri:

1. scderea natural a curentului n sens direct, sub valoarea de meninere IH;

2. devierea curentului anodic printr-o alt latur de circuit, de impedan sczut;

3. aplicarea unei tensiuni inverse pe tiristor (polarizarea n sens invers).

n convertoarele statice cu comutaie forat, cu tiristoare, se combin ultimele dou

modaliti de blocare.

Tiristoarele sunt caracterizate de un mare numr de parametri, cei mai importani

fiind: valoarea medie nominal a curentului (ITAVM), valorile maxime repetitive ale tensiunilor

n sens direct (VDRM) i respectiv invers (VRRM), panta de cretere maxim admisibil a

curentului (di/dt) i panta de cretere maxim admisibil a tensiunii reaplicate n sens direct

(du/dt).

S-au construit tiristoare normale, avnd ITAVMpn la 4000 A, iar clasa de tensiune

(VDRM, VRRM), de 5 - 7 kV, avnd cderi de tensiune n conducie de 1,5V pentru V DRM 0

iG2 > iG1

IH

VDRM

A

K

uAK

iT

b)

iG

a)

Fig. 2.8 Tiristorul cu blocare pe poart: a) detalii constructive ; b)

simbol ; c) caracteristica curent tensiune real; d) caracteristica

curent tensiune ideal


24/236


CONVERTOARE STATICE

23

Se menioneaz necesitatea unei scheme de comand complexe. Pe lng parametrii ce

caracterizeaz un tiristor, tiristoarele GTO au o serie de parametri specifici, ce caracterizeaz,

n special, procesul de blocare:

1. Curentul anodic, maxim controlabil pe poart, n regim nerepetitiv (ITQM) este

valoarea maxim a curentului anodic care poate fi ntrerupt sigur, printr-un impuls negativ

aplicat pe gril.

2. Curentul anodic, maxim controlabil pe poart, n mod repetitiv (ITQRM) este valoarea

maxim a curentului ce poate fi ntrerupt sigur, n mod repetat. Trebuie astfel, precizat i

frecvena de comand. Datorit pierderilor n comutaie, ITQRM< ITQM(chiar de dou ori).

3. Timpul de blocare (tqq) se specific, de regul, pentru curentul anodic ITQRM, la

temperatura maxim a jonciunii i reprezint timpul care se scurge de la aplicarea impulsului

negativ pe gril, pn la blocarea ferm a elementului.

4. Sarcina stocat (Qqq) reprezint sarcina ce trebuie extras prin gril n timpul tqq.

5. Ctigul operaional n curent, la blocare,

GRM

TQRMoff I

IG

, (2.1)

este raportul dintre curentul anodic, maxim controlabil n mod repetitiv i amplitudinea

IGRMa curentului corespunztor n circuitul de gril. Acest parametru are valori cuprinse ntre

1 i 4 i ilustreaz unul din principalele dezavantaje ale tiristoarelor GTO, respectiv,

necesitatea utilizrii unui impuls de curent pentru blocare, avnd valoarea de vrf comparabil

cu valoarea curentului ce trebuie blocat.6. Valoarea critic a pantei de cretere a tensiunii reaplicate n sens direct, la stingerea

tiristorului (dVD/dt)cr.

7. Tensiunea invers maxim pe poart (VGRM) reprezint valoarea maxim absolut a

tensiunii negative ce poate fi aplicat pe gril. Are valori tipice ntre 7 si 20 V.

8. Rata critic de cretere a curentului invers pe poart (diGR/dt)cr, avnd valori uzuale

ntre 1A/s i 30 A/s.

2.4.2. Comanda tiristoarelor GTO

Cerinele circuitelor de amorsare a tiristoarelor GTO sunt similare celor aferente

tiristoarelor de construcie normal. n plus, innd seama de valoarea relativ mare a

curentului de meninere IH, este necesar meninerea unui curent n circuitul gril-catod, pe

toat durata conduciei.


25/236



n ceea ce privesc cerinele de comand a blocrii, acestea trebuie s in seama de mai

multe aspecte.

1. Amplitudinea (IGRM) i durata impulsurilor negative de comand sunt superioare

valorilor tipice ale parametrilor corespunztori semnalelor de amorsare.2. Valoarea maxim a tensiunii inverse este limitat, ceea ce limiteaz, la rndu-i,

amplitudinea curentului maxim extras prin gril.

3. Rezistena intern gril-catod (RGK) "vzut" de etajul final de alimentare a porii,

i modific substanial valoarea n timpul procesului de blocare, (de la circa 10 m, la sute

de ohmi), ceea ce provoac reducerea progresiv a curentului extras prin poart, deoarece VGR

este limitat.

4. Panta de cretere a semnalului negativ aplicat pe gril, trebuie s minimizeze timpul

de blocare. Panta (diGR/dt) depinde de puterea tiristorului. Astfel, spre exemplu, dac ITQRM=

600A i Goff= 3, rezult IGRM= 200A i pstrnd aceeai pant de cretere a curentului, de

5A/s, ca i la un GTO avnd ITQRM=50A, blocarea se obine n circa 40 s, ceea ce este

inadmisibil.

Pentru a se realiza pante de cretere de 20 30 A/s, se utilizeaz surse de tensiune

constant de pn la 30 V.

ntr-un ciclu de funcionare (amorsare - blocare), curentul n circuitul gril - catod are

o variaie tipic ca n fig. 2.9 evideniindu-se urmtoarele aspecte:

- pentru amorsare se aplic pentru un timp scurt, (n vederea limitrii pierderilor), un impuls

pozitiv de curent, de amplitudine mrit IGP;

- deoarece curentul de meninere IHare valori mari, se menine, pe toat durata conduciei,

un curent de gril de valoare redus IGC. Practic, acest curent se obine aplicndu-se n

circuitul G-K o tensiune de +5V;

t

- IGR

IGCIGP

iG

Fig 2.9 Variaia curentului prin circuitul gril catod, al unui

GTO intr-un ciclu de funcionare


26/236


CONVERTOARE STATICE

25

- n perioada blocrii, n circuitul G-K exist un curent negativ cu pant mare de cretere i de

amplitudine IGR.

O posibilitate de obinere a impulsurilor de comand, const n utilizarea

transformatoarelor de impuls.

Schema din fig. 2.10 utilizeaz transformatorul de impuls cu prize mediane, att n

primar, ct i n secundar, pentru transmiterea unui tren de impulsuri necesar amorsrii. Acest

tren de impulsuri, se obine prin comanda alternativ, cu frecvena trenului de impulsuri, a

celor dou tranzistoare MOSFET, T1 i T2, iar dioda Zener Dzpermite existena curentului

IGC. Impulsul de curent la aprindere, de amplitudine IGP este curentul de ncrcare a

condensatorului C, iar pentru blocare, se comand tiristorul T, prin care se descarc

condensatorul, obinnd astfel o pant mare de cretere a curentului, ct i amplitudinea

necesar.

2.5. Tranzistoare bipolare de putere (BPT)


Tranzistoarele de putere funcionnd n regim de comutaie, sunt deja folosite pe scar

larg n construcia convertoarelor statice.

Caracteristicile curent tensiune (fig. 2.11.c) arat c, n absena unui curent pozitiv n

baza (B), tranzistorul este blocat, fiind parcurs de un curent foarte mic, practic nul i putnd

bloca tensiuni UCE ntr-o plaj larg. Printr-un curent de baz adecvat, se poate obine curentul

I n zona de saturaie unde, cderea de tensiune pe element (UCE(sat)) este redus (1-2V).

Fig. 2.10 Schema de comanda

GTO cu transformator de impuls

R1

+

C G

TI

T

A

K

R2

Th

-

T2

T1

+-

Dz


27/236



Curentul de baz necesar este :

(2.2)

Se subliniaz c, spre deosebire de tiristoare, curentul de baz trebuie meninut pe

toat durata conduciei, anularea sa producnd blocarea tranzistorului. Deoarece amplificarea

n curent are valori uzuale numai 5 10, tranzistoarele de putere se construiesc, de regul, n

montaj Darlington (dublu sau triplu) n acelai chip (Darlington monolitic) (fig. 2.12).

uCE

iC12

3

IB=0

iBcrot

C

E

B

iBiC

uCE

b)

c) d)

iC

uCE

a)

Fig.2.11 Tranzistorul bipolar de putere: a) detalii constructive ; b) simbol;

c) caracteristica curent - tensiune (de ieire) real; d) caracteristica curent

- tensiune (de ieire) ideal.

C

E

B

iB

a) b)

iC

T1T2

B

iB

T1T2

C

E

iC

T3

Fig. 2.12 Tranzistoare n montaj Darlington: a) dublu;

b) triplu


28/236


CONVERTOARE STATICE

27

Tranzistoarele nu pot prelua tensiuni n sens invers, motiv pentru care, n CSP se

monteaz cu cte o diode n antiparalel. Principalii parametrii ce caracterizeaz funcionarea

unui tranzistor sunt:

1.

valoarea medie maxim a curentului de colector IC, n regim permanent;

2.

valoarea de vrf a curentului de colector ICM, n regim tranzitoriu (de regul

pentru o durat de 10ms);

3.

valoarea maxim a tensiunii colector emitor , n stare blocat, cu baz

nepolarizat (VCE0);

4.

valoarea maxim a tensiunii colector emitor, n stare blocat, cu baza

polarizat negativ (VCEX) care, este mai mare dect VCE0 i arat modalitatea de a crete

capacitatea n tensiune, a unui tranzistor. S-au construi tranzistoare avnd V CE0 pn la

1400V i ICde pn la 300A;

5.

frecvena de lucru este situat ntre 0.5 i 5kHz.

2.5.2.Comanda tranzistoarelor bipolare de putere

n convertoarele statice, tranzistoarele lucreaz ca ntreruptoare, deci trebuie s fie

astfel comandate, nct n regim staionar s se afle n una din cele dou stri : saturaie sau

blocare. Trebuie s se in seama de trei aspecte:

1. Comanda trebuie astfel aplicat nct tranzistorul s fie n saturaie, pentru un

curent de colector suficient de mare. n acelai timp, suprasaturarea sa produce, pe lng

scderea cderii de tensiune, creterea timpului de blocare i deci, cnd se lucreaz lafrecvene ridicate, curentul de baz trebuie s se modifice continuu, n funcie de curentul de

sarcin;

2.

n perioada de intrare n conducie, panta de cretere a curentului de baz este

foarte mare i poate conduce la depirea valorii de saturare pentru durate scrute, de 2 3s

(IB 2IBsat), (fig 2.13);

3.

n perioada de blocare, forma de und a curentului de baz, trebuie s permit

anularea, practic instantanee, a curentului colector emitor.

Timpul de blocare poate fi minimizat printr-o pant negativ a curentului de baz,foarte mare (n valoare absolut) i anularea simultan a curentului de baz i colector. n

acest caz, rezult ns un curent de baz, negativ, foarte mare, de ordinul curentului colector

emitor. Au loc totodat i alte fenomene (jonciunea colector emitor se polarizeaz invers)

ce pot distruge tranzistorul.


29/236



O comand care rspunde acestor exigene este ilustrat n fig. 2.14. Dioda D 1 are

rolul de a limita suprasaturarea tranzistorului limitnd curentul de baz la valori de maxim

2IBsat n regim tranzitoriu i la IBsat n regim de conducie i de a mpiedica polarizarea

negativ a jonciunii B C. Dioda D2 permite, mpreun cu D1, meninerea, n stare de

conducie, a relaiei UCE UBE

Adaptarea curentului de baz la valoarea curentului de sarcin, astfel nct tranzistorul

s nu se suprasatureze, se explic scriind expresia tensiunii de polarizeaz dioda D1, din

Fig. 2.13 Formele de und, la comanda corecta a unui tranzistor de putere

T

R1

+

C1

D1T1

D2

R2

T2

DAS

-

L

B12

B

C

E

Fig. 2.14 Comanda tranzistoarelor de putere, cuforarea blocrii i diode antisaturaie


30/236


CONVERTOARE STATICE

29

ecuaia de echilibru a tensiunilor

Astfel, cnd tranzistorul are tendina de a intra n saturaie, tensiunea colector emitor

scade sub tensiunea

dioda D1se polariseaz n sens direct, iar o parte a curentului de comand este derivat princolector, ceea ce conduce la scderea curentului de baz. Acest lucru se ntmpl atunci cnd

curentul de sarcin este mai mic dect valoare maxim corespunztoare curentului de

comand maxim. Dac D1este in conducie,

i deci,

Forarea blocrii se realizeaz cu o surs de tensiune negativ, cu rezistena intern mic.

Limitarea pante i de scdere a curentului de baz se obine cu inductivitatea L. Evident,

dioda D3permite existena curentului de baz negativ.

2.6. Tranzistoare cu efect de cmp, de putere (MOSFET de

putere)

2.6.1. Introducere

Tranzistoarele de tip metal-oxid-semiconductor, cu efect de cmp (MOSFET), cu mare

capacitate n curent n stare de conducie i mare capacitate n tensiune n stare blocat, i

implicit utilizarea lor n electronica de putere, s-au dezvoltat ncepnd din anii 1980. Ele au

nlocuit BPT, n special, n domeniul frecvenelor nalte.

2.6.2. Structura de baz

Un MOSFET de putere are o structur compus din patru straturi orientate vertical,

straturi ce alterneaz, fiind dopate cu purttori "p" i respectiv "n". Structura n+pn-n+ este

numit n sens larg,MOSFET cu canal n. Poate fi fabricat o structur cu dopare invers i se

numeteMOSFET cu canal p. Tehnologia de realizare a MOSFET cu canal n este mai simpli, din acest motiv, acestea se folosesc n exclusivitate n electronica de putere.

Simbolul MOSFET-ului cu canal n, este reprezentat n fig. 2.15.b. Ca i BPT,

MOSFET-ul are trei terminale: D (dren), S (surs) - terminale de for i G (gril sau poart)

- terminal de comand. Uzual, sursa este un terminal comun pentru for i comand.


31/236




Caracteristicile de ieire, curent de dren n funcie de tensiunea dren-surs, cu

tensiunea gril-surs ca parametru, sunt artate n fig. 2.15.c,d pentru MOSFET-ul cu canal n.

Pentru MOSFET-ul cu canal p, caracteristicile de ieire sunt similare dar, pentru c att

curentul de dren ct i tensiunea dren-surs i schimb polaritatea, ele se vor gsi n

cadranul III al planului ID - UDS. n convertoarele statice, MOSFET-urile sunt folosite cantreruptoare comandate, pentru a regla puterea transmis sarcinii.

MOSFET-ul este n stare de blocare dac tensiunea gril-surs este inferioar valorii de

prag UGS(th)i n stare de conducie dac tensiunea gril-surs este suficient de mare.

Pentru a rmne n conducie, MOSFET necesit aplicarea continu pe gril a unei

tensiuni. Curentul de gril este practic nul, cu excepia timpilor de comutaie din stare de

blocare n stare de conducie i invers, cnd capacitatea parazit gril-surs se ncarc i

respectiv, se descarc.

Timpii de comutaie sunt foarte mici, de ordinul sutelor de ns, n funcie de tipul

elementului.

Rezistena dren-surs n stare de conducie (rDS(on)), crete rapid cu tensiunea maxim

de blocare. Rezistena pe unitatea de suprafa, poate fi exprimat prin:

uDSuGS< uGS(th)

uGS1

uGS2

uGS3

uGS4iD

UGS

UDSM

c)

uDS

iD

UDSM

d)

iD

uDS

uGS

b)G

D

S

a)

Fig. 2.15 Tranzistorul MOSFET cu canal N: a) detalii constructive ; b) simbol;

c) caracteristica curent - tensiune (de ieire) real; d) caracteristica curent - tensiune (de

ieire) ideal.


32/236


CONVERTOARE STATICE

31

rDS(on)= k UDSM2.5 .. 2.7, (2.3)

unde k este o constant ce depinde de geometria elementului.

Din aceast cauz, cu creterea clasei de tensiune rezult i creterea pierderilor n

conducie. Oricum, funcionnd la frecvene de comutaie nalte, pierderile n conducie au

pondere redus. Din acelai motiv, nlocuirea BPT cu MOSFET, este indicat la frecvene de

peste 30100 kHz.

MOSFET- urile sunt disponibile la tensiuni de lucru de peste 1000 V la cureni mici

(10 20 A), i la tensiuni reduse (cteva sute de V), la cureni de peste 100 A. Tensiunea

maxim de comand (gril-surs), este de 20 V cu toate c MOSFET-urile pot fi comandate

cu semnal de 5V.

MOSFET-urile pot fi conectate simplu n paralel, deoarece rezistena dren-surs are

coeficient pozitiv de variaie cu temperatura.

2.6.4. Valori limit absolut

MOSFET-urile au dou valori de tensiuni care nu pot fi depite i anume:

- UDSM- tensiunea dren-surs maxim admisibil;

- UGSM- tensiunea gril surs maxim admisibil.

Dei, teoretic, MOSFET -urile pot suporta tensiuni gril-surs de 50100 V, valorile

tipice pentru UGSM sunt de 2030 V. Pentru protecia la supratensiunile tranzitorii ce pot

apare, ntre G i S se conecteaz n serie, invers, dou diode zener a cror tensiune de prag

trebuie s fie inferioar valorii UGSM.

Domeniul frecvenelor de lucru este cuprins ntre 5 i 100 kHz.

2.6.5. Comanda MOSFET

Vitezele de variaie ale curentului i tensiunii dren-surs sunt dependente de curentul

din circuitul gril-surs, n perioadele de ncrcare i descrcare ale capacitii parazite. La

rndul lui, curentul prin capacitatea parazit, la ncrcare i descrcare, depinde de tensiunea

aplicat n circuitul de comand.Avantajul unor comutaii rapide const n reducerea pierderilor de comutaie, dar o

comutaie rapid determin un nivel mare al zgomotelor electromagnetice i apariia unor

supratensiuni n inductivitile nseriate cu elementul, rezultnd astfel, necesitatea unui

compromis.


33/236



De reinut c, pentru o comutaie suficient de rapid, curentul de gril poate lua valori

de vrf de ordinul 1A sau mai mult.

Semnalul de comand se obine de la un circuit logic sau de la un P, dar acest semnal

nu poate fi folosit direct pentru comanda MOSFET, deoarece nu poate asigura curentul

necesar. Rezult astfel c, ntre circuitul logic i MOSFET se interpune un circuit de

amplificare. Un circuit de comand simplu, ce poate fi utilizat la frecvene de comutaie

reduse, este artat n fig. 2.16.

Cnd tranzistorul de ieire al comparatorului este n conducie, n circuitul G-S al

MOSFET se aplic cderea de tensiune pe tranzistor, care este inferioar valorii de prag

UGS(th) i deci MOSFET-ul este blocat. n acest timp, sursa V+ este pus la mas prin

rezistena R1, care trebuie s fie mai mare pentru a limita pierderile.

Cnd tranzistorul de ieire al comparatorului este blocat, tensiunea V+ se aplic n

circuitul G-S prin rezistenele R1, R2, n serie. n acest fel, curentul de gril este mic i deci

timpul de amorsare este mare.

La blocare, schema nu permite existena curentului de gril negativ (descrcarea

capacitii parazite gril- surs) i timpul de blocare este, de asemenea, mare.

Reducerea timpului de blocare se poate obine prin crearea unui circuit de descrcare a

capacitii parazite gril-surs (fig. 2.17).

Pe lng posibilitatea de descrcare a capacitii parazite gril-surs prin tranzistorul

pnp T2, curentul de gril maxim al MOSFET este limitat numai de R2, dimensionat numai

Fig. 2.16 Circuit pentru comanda MOSFET, la frecvene reduse.


34/236


CONVERTOARE STATICE

33

n funcie de valoarea dorit a curentului de gril. Rezult astfel, posibilitatea obinerii unor

timpi de comutaie redui.

Schema poate fi transformat astfel nct s permit aplicarea unei tensiuni negative n

circuitul gril-surs, pe durata blocrii (fig. 2.18).

Fig. 2.17 Circuit de comanda MOSFET pentru

reducerea timpului de blocare

Fig. 2.18 Circuit de comanda MOSFET,

cu polarizarea inversa circuitului G S, pe durata blocrii


35/236



2.7. Tranzistoare bipolare cu baz izolat (IGBT)

2.7.1. Introducere

BPT i MOSFET au caracteristici complementare n cteva direcii. Astfel, BPT au

pierderi reduse n conducie, la tensiuni de blocare mari, dar au timpi de comutaie mari, nspecial la blocare.

MOSFET au timpi de comutaie redui, dar pierderile n conducie sunt mari.

De aici, ideea combinrii monolitice a BPT i MOSFET i apariia unui nou element - IGBT.

2.7.2. Structura de baz

Ca i MOSFET, IGBT prezint o structur orientat vertical dar, spre deosebire de

acesta, s-a adugat un nou stratp+. Deci, un IGBT este derivat dintr-un MOSFET cu canal n

i are o structur n+pn-n+p+. Stratul adugatp+constituie drena IGBT-ului.

Densitatea de dopare a stratului n+, vecin drenei, influeneaz direct capacitatea de

blocare n sens direct i respectiv timpul de blocare.

Cel mai utilizat simbol n literatura de specialitate pentru IGBT este reprezentat n

figura 2.19.b.

c)

a)

iC

uCE

uGE

b)G

C

E

G

C

E

Fig. 2.19 Tranzistorul bipolar cu poartizolat:

a) detalii constructive; b) simbol ; c) schema echivalent


36/236


CONVERTOARE STATICE

35


Caracteristicile de ieire (real i ideal), curent de dren n funcie de tensiunea

dren-surs, cu tensiunea gril-surs ca parametru, sunt artate n fig. 2.20, pentru un IGBT

cu canal n.

La polarizarea n sens direct, IGBT este blocat dac tensiunea gril-surs este

inferioar valorii de prag UGS(th). Pentru tensiuni gril-surs superioare valorii UGS(th), IGBT se

comport, n zona activ, ca o surs de curent. n CS, IGBT funcioneaz n regim de

comutaie, deci punctul de funcionare trebuie s se gseasc pe poriunea liniar-cresctoare a

caracteristicilor, unde cderea de tensiune este redus i variaz puin n funcie de curent. La

polarizarea n sens invers, cu tensiuni mai mici, n modul, dect URM, IGBT este blocat.

Dac tensiunea de polarizare n sens direct depete valoarea maxim admisibil

UDSM, curentul dren-surs crete necontrolabil, indiferent de valoarea tensiunii gril-surs,fenomenul putnd produce distrugerea termic a elementului.

Este semnificativ de remarcat c, IGBT mbin avantajele GTO (capacitate de blocare

n sens invers), ale BPT (cdere de tensiune mic, n conducie) i ale MOSFET (comand n

tensiune i frecven de comand ridicat).

3.2.1.

Valori limit absolut

Ca i MOSFET-urile, tranzistoarele cu baz izolat au ca valoare limit absolut

tensiunea maxim de polarizare n sens direct - UDSM, tensiunea maxim n circuitul gril-

surs - UGSM, i curentul maxim IDM. n plus, deoarece IGBT poate prelua tensiuni n sens

invers, exist i parametrul URM- tensiunea invers, maxim admisibil.

Fig. 2.20 Caracteristicile externe ale IGBT cu canal n:

a) reale; b) ideale.

uCEuGE< uGE(th)

uGE1

uGE2

uGE3

uGE4iC

uGEcr

ot

UCEMa)

uCE

iC

b)


37/236



De asemenea, IGBT-urile au limitat panta de variaie a tensiunii n sens direct.

Timpul de comutaie este de ordinul 1 4 s iar frecvenele de lucru ntre 2 - 20 kHz.

n prezent se comercializeaz IGBT avnd UDSMde pn la 1800 V i cureni IDMde pn la

200 A.

2.2.4. Comanda IGBT

Necesitile de comand ale IGBT sunt similare cu cele ale MOSFET, putnd fi

utilizate circuite similare. Dac este necesar un curent de gril mare, poate fi utilizat circuitul

de mai jos (fig. 2.21).

Pentru a separa partea de comand de cea de for se utilizeaz optocuplorul OC.

Tranzistorul optocuplorului constituie etajul pilot al preamplificatorului n contratimp format

din tranzistoarele T1i T2.

n momentul aplicrii semnalului de comand (semnal logic 0) la intrarea OC,tranzistorul pilot se blocheaz, iar pe bazele tranzistoarelor prefinale se aplic tensiunea sursei

de alimentare prin rezistena R1.

n consecin, tranzistorul T2va fi blocat iar T1saturat. Capacitatea poart surs a

tranzistorului final (IGBT) se va incrca prin rezistena R2. Constanta de tip a circuitului RC

format este dependent de capacitatea de inatrare a IGBT si R2(= R2Cin).

Timpul de intrare n conducie al tranzistorului, deci pierderile de comutaie i

interferena electromagnetic produs, pot fi astfel stabilite din R2.

R1

+

T1

OCcT2

R2

0

Fig.2.21 Schema de principiu a circuitului de comanda

unui IGBT de putere

iC

uCE

uGE

G

C

E


38/236


CONVERTOARE STATICE

37

Pentru blocarea tranzistorului de putere, la intrarea OC se aplic semnal logic 1,

tranzistorul pilot intr n saturaie, tensiunea pe bazele tranzistoarelor prefinale devine zero

(uCesat0), T1 se va bloca iar T2 se va satura. Capacitatea tranzistorului de putere se va

descrca prin R2i T2, iar acesta se va bloca in timpul dat de constanta de timp = R2Cin.


39/236

2. Alegerea i verificarea elementelor semiconductoare de putere

CONVERTOARE STATICE

38

3. ALEGEREA I VERIFICAREA

ELEMENTELOR SEMICONDUCTOARE DE

PUTERE

3.1. Pierderile n elementele semiconductoare de putere

3.1.1. Pierderile n tiristoare

Pierderile totale Pt care se degaj ntr-un tiristor i contribuie la nclzirea

acestuia, se obin prin nsumarea mai multor componente:

GSQRQTTTDRt PPPPPPPP (3.1)

ale cror semnificaii se prezint n continuare.- PR- pierderi datorate curentului rezidual, n sens invers, n stare blocat;

- PD- pierderi datorate curentului rezidual, n sens direct, n stare blocat;

- PT - pierderi datorate curentului de conducie (pierderi de conducie); n cazul

tiristoarelor lente, acestea au ponderea cea mai mare n pierderile totale, existnd dou

modaliti de calcul:

- din grafice adecvate, aferente fiecrui tiristor, (fig. 3.1), care indic

dependena pierderilor n conducie, n funcie de valoarea medie a curentului

prin tiristor - ITAV, unghiul de conducie ntr-o perioad -i forma de und -

fua curentului, care poate fi sinusoidal sau dreptunghiular,

PT= (ITAV, , fu) (3.2)

0

100

200

300

400

100 200 300 400

T

PT[W]

ITAV [A]

9060

120 180

= 30

Fig. 3.1 Pierderile n conducie

pentru tiristorul N200T03, fabricat

de IPRS Bneasa


40/236


CONVERTOARE STATICE

39

- analitic, pe baza relaiei

22TAVtTAVT0T FIrIP (3.3)

n care,

vt0- cderea de tensiune pe tiristorul aflat n conducie, corespunztoare

temperaturii maxime a jonciunii - Tjmax;

rt- rezistena ohmic a tiristorului aflat n conducie;

F - factorul de form, reprezentnd raportul dintre valorile efectiv i

medie, ale curentului prin tiristor;

- PTT- pierderi datorate procesului de comutaie, care sunt mici n cazul tiristoarelor

lente, dar au ponderea cea mai mare, n cazul tiristoarelor rapide, ce lucreaz la frecvene de

comutaie mari. Cataloagele indic grafice reprezentnd energia total pe impuls de curent n

funcie de vrful Imaxal impulsului de curent, i de durata acestuia (fig. 3.2), pentru calculul

pierderilor totale prin tiristoarele rapide,Wt= (Imax, ) (3.4)

apoi, pierderile totale se obin ca produs al energiei totale cu frecvena de comand fc,

Pt= Wtfc (3.5)

- PRQ- pierderi datorate procesului de amorsare;

- PSQ- pierderi datorate procesului de blocare;

- PG- pierderi datorate curentului de comand.

Pierderile PR i PD au valori foarte mici, datorit valorilor foarte mici ale curenilor

reziduali, i se pot neglija.

102

103

104

10-2 10

-11 10

4 8 2 4 6 2 4

4

6

2

4

6Wt = 2J

0.6J0.4J0.2J0.1J

0.06J

0.04J0.02J

1J

I max[A]

t[ms2

8

Fig. 3.2 Variaia energiei totale pentru impuls sinusoidal de

curent, n funcie de amplitudinea i durata acestuia, pentrutiristorul rapid T290F03, fabricat de IPRS

Bneasa

6


41/236


CONVERTOARE STATICE

40

Observnd c, pentru tiristoarele rapide se determin grafic pierderile totale, se

menioneaz c, pentru tiristoarele lente se determin pierderile n conducie, iar celelalte

se aproximeaz la 10% din acestea, respectiv,

Pt= 1,1PT. (3.6)

3.1.2. Consideraii privind pierderile n elementele semiconductoare

complet comandate

Elementele semiconductoare comandate lucreaz, de regul, la frecvene ridicate i,

datorit fenomenelor complexe legate de intrarea i respectiv ieirea din conducie, calculul

exact al pierderilor este practic imposibil, acestea depinznd de foarte multe mrimi care, la

rndul lor, sunt dependente de parametrii circuitului n care este montat elementul

semiconductor.

O estimare a pierderilor (i evidenierea principalelor componente) se poate faceconsidernd un circuit simplu (fig. 3.3), care utilizeaz sursa de c.c. avnd tensiunea Ud, ce

alimenteaz sarcina S, cu caracter R, L, C. Dioda ideala D, asigur existena curentului prin

sarcin, cnd elementul semiconductor T, presupus de asemenea ideal, este deschis.

Se va considera c, procesul de amorsare se declaneaz la trecerea semnalului de

comand ucpe nivel sus, iar cel de dezamorsare, la trecerea semnalului de comand pe nivel

jos (fig. 3.4a).

Cnd elementul semiconductor este blocat (deschis), curentul ce l strbate este nul, iar

tensiunea ce l polarizeaz este tensiunea sursei Ud, iar cnd se afla n conducie (nchis) este

parcurs de curentul Id, pe el cznd tensiunea vT. S-a considerat, pentru simplificare, c att la

amorsare ct si la dezamorsare, curentul i tensiunea au variaii liniare.

Dup aplicarea semnalului pozitiv de comand, creterea curentului prin element are

loc dup un timp scurt, numit timp de ntrziere la amorsare tda.

+

-

Ud

T

S D

iT

uT

Id

Fig. 3.3. Schema de principiu , pentru evidenierea pierderilor,

n elementele semiconductoare complet comandate


42/236


CONVERTOARE STATICE

41

Tensiunea pe element se menine Ud, pn cnd curentul crete la valoarea de regim

staionar Id, respectiv pe durata tci, iar scderea tensiunii la valoarea vTare loc n timpul tsv.

Rezult, neglijnd ntrzierea la amorsare, timpul total de comutaie la amorsare tca,

. (3.7)

Energia corespunztoare procesului de amorsare (Wa) este aproximativ egal cu aria

triunghiului avnd baza tcai nlimea UdId, (fig. 3.4c), respectiv,

. (3.8)

La trecerea semnalului de comand la valoarea negativ, fenomenele sunt similare,

evideiindu-se timpul de ntrziere la dezamorsare tdd, timpul de cretere a tensiunii peelement tcvi timpul de scdere a curentului tsi, iar timpul de comutaie la dezamorsare tcd

va fi

. (3.9)

Energia disipat n element, n timpul procesului de dezamorsare este

(3.10)

Pe durata conduciei, elementul semiconductor fiind parcurs de curentul constant Id ,

iar cderea de tensiune fiind asemenea constant, rezult energia disipat n stare de

conducie,

. (3.11)

Rezult astfel, energia total corespunztoare unui ciclu de comad,

, (3.12)

ucTc

tc t

t

uT

iT

iTUdId vT

PtUdId

vTIdtca

uT

t

t

tcd

tda tci tdu tdd tcu tdi

Fig. 3.3. Formele de undideale:a) ale semnalului de

comand; b) curentului i tensiunii; c) i pierderilor

pentru un ciclu complet de funcionare, a unui element

semiconductor complet comandat

a)

b)

c)


43/236


CONVERTOARE STATICE

42

i respectiv, pierderilor totale medii,

, (3.13)

f fiind frecvena de comand.

Pentru un element i o sarcin date (Ud, Id, tca, tcd si vt sunt constante), ponderea

energiei disipate n conducie scade cu creterea frecvenei de comand i deci, la frecvene

ridicate, sunt dominate pierderilor la amorsare i blocare. Pentru reducerea acestora, trebuie

redus amplitudinea pierderilor aferente acestor regimuri, ceea ce se poate obine dac

tensiunea i curentul nu au, simultan, valori mari. n vederea obinerii acestui obiectiv, se

prevd circuite de protecie care au urmtoarele efecte:

- reducerea vitezei de cretere a curentului i creterea vitezei de scdere a tensiunii pe

element, la amorsare;

- accelerarea procesului de anulare a curentului i reducerea vitezei de cretere a

tensiunii, la blocare.

Se menioneaz c, firmele constructoare indic grafice adecvate pentru cele trei

componente ale energiei disipate, respectiv, dependena acestora de o serie de ali parametri

(curentul de sarcin Id, caracteristicile semnalului de comand, valorile elementelor de

protecie aferente).

Referindu-se la tiristoarele GTO fabricate de firma MARCONI, n fig. 3.5 3.6, se

indic cteva grafice, pe baza crora, se pot calcula componentele energiei disipate,

evideniindu-se urmtoarele aspecte:

- pierderile n conducie depind att de valoarea medie a curentului prin tiristor, de

forma de und, ct i de valoarea curentului de gril, de meninere IGC;

Tj=125 IGP=20AC=1,5 F R=7

Wa[mJ]

IT[A]600500300100

VD=400V

0

50

100

150

VD=600V

VD=900V

Fig. 3.5.Grafice pentru determinarea energiei pierdute,n timpul amorsrii, pentru tiristorul GTO DGT304SE,

ITQM=700A, VDRM=1300V


44/236


CONVERTOARE STATICE

43

- energia de amorsare, depinde de valoarea tensiunii continue UD, de temperatura

jonciunii, de valoarea de vrf a curentului de gril IGP, i de valorile C, R al grupului de

protectie aferent;

- energia la dezamorsare, depinde de valoarea de vrf a impulsului de curent, de

valoarea tensiunii continue, de temperatura jonctiunii, de panta de variaie a curentului de

gril i de valorile grupului de protecie.

3.2.Alegerea elementelor semiconductoare de putere

Dup stabilirea tipului de element semiconductor, n funcie de tipul convertorului n

care acesta va funciona, alegerea sa se va face, n principiu, pe baza solicitrilor n tensiune i

curent, respectiv:

1. Valoarea de vrf a tensiunii ce solicit elementul respectiv n stare blocat, n sens

direct i, eventual, n sens invers. Se menioneaz c, elementele utilizate n construcia

invertoarelor cu caracter de surs de tensiune, necesit montarea, n antiparalel cu ele, a unor

diode pentru preluarea curenilor inveri, astfel c, aceste elemente nu sunt solicitate la

tensiuni n sens invers. n acelai timp, pentru a se ine seama de supratensiunile de comutaie,

se adopt un coeficient de siguran de 2 - 2,5.

2. Valoarea medie pe o perioad, a curentului ce parcurge elementul n timpul

funcionrii. Valoarea medie nominal (de catalog), a unui element semiconductor este

indicat n condiiile utilizrii ventilaiei forate, iar dac se utilizeaz ventilaia natural, se

300100 500 600

300

200

100

Tj=125 C diGR/dt=15A/ s

C=1,5 F

Wd[mJ]

IT[A]

VD=400V

VD=600V

VD=750V

VD=900V

Fig. 3.6.Grafice pentru determinarea energiei pierdute,

n timpul dezamorsrii, pentru tiristorul GTO

DGT304SE, ITQM=700A, VDRM=1300V


45/236


CONVERTOARE STATICE

44

ine seama c elementul respectiv nu poate fi solicitat dect pn la 0,3 - 0,4 din capacitatea

nominal. Alegerea tipului de ventilaie se face din considerente economice.

Evident, valorile reale ce solicit elementul trebuie s fie mai mici dect cele

corespunzatoare datelor din catalog, respectiv trebuie ndeplinite relaiile:

ksiIdN Icat

ksuUbUcat (3.14)

unde, mrimile din membrul stng al inegalitilor corespund circuitului n care este montat

elementul, iar cele din membrul drept sunt date de catalog.

Semnificaiile acestora sunt:

ksu= 1 - 2,5 - coeficient de siguran n tensiune;

Vct - valoarea maxim admisibil a tensiunii ce poate solicita, n mod repetitiv,

elementul aflat n stare blocat;

Ub- valoarea maxim a tensiunii, ce solicit elementul, n stare blocat;

ksi- coeficient de siguran n curent.

1ksi pentru ventilaie forat

35,2ksi pentru ventilaie natural

IdN- valoarea medie nominal a curentului prin element;

Ict- valoarea medie nominal (de catalog) a curentului prin element.

3.2.1.Verificarea elementelor semiconductoare, la nclzire

Aceast verificare are drept scop asigurarea c, n condiiile concrete de mediu i de

ventilaie n care lucreaz elementul, nu se depete valoarea maxim admisibil a

temperaturii jonciunii. n general, este necesar verificarea la nclzire, att n regim

staionar, (valoarea medie a curentului prin element este presupus constant), ct i n regim

intermintent (valoarea medie a curentului prin element este variabil).

3.2.1.1. Verificarea la nclzire n regim staionarOrice element semiconductor de putere se monteaz pe un radiator, schema termic

echivalent a ansamblului (fig. 3.7), evideniind mrimile:

Tj- temperatura jonciunii;

Tc- temperatura capsulei;


46/236


CONVERTOARE STATICE

45

Tr- temperatura radiatorului;

Ta- temperatura mediului ambiant (a fluidului de rcire);

Rthj-c- rezistena termic jonciune - capsul, care este o dat de catalog a elementului;

Rthc-r- rezistena termic capsul - radiator, care este o rezisten de contact, depinznd

de calitatea suprafeelor n contact, (a capsulei i a radiatorului) i de fora de strngere;Rthr-a - rezistena termic radiator - mediu ambiant, ce depinde de suprafaa i tipul

radiatorului i de natura, debitul i viteza fluidului de rcire. Firmele constructoare indic,

pentru un anumit tip de capsul, valoarea maxim a rezistenei termice capsul- radiator, cu

respectarea anumitor condiii de montare.

Unele firme indic direct rezistena termic capsul - mediu ambiant, caracteristic

unui radiator. Observnd (fig. 3.7) c toate rezistenele termice sunt conectate n serie,

temperatura jonciunii este dat de:

athrrthccthjtj RRRPTaT (3.15)

Relaia de mai sus poate fi utilizat n dou scopuri, dup cum, s-a ales sau nu, radiatorul.

a) Pentru calculul temperaturii jonciunii, dac s-a ales corpul de rcire (radiatorul),

corespunztor tipului capsulei tiristorului utilizat. Elementul este verificat, dac valoarea

calculat a temperaturii jonciunii este mai mic dect valoarea maxim admisibil (indicat n

catalog)

jadmj TT (3.16)

b) Pentru calculul valorii maxime a rezistenei termice radiator-ambiant i, pe aceast

baz, se alege sau se dimensioneaz radiatorul, respectiv, punnd condiia (3.16) n (3.15) se

obine:

Rthj-c

Rthr-a

Tj

Tc

Ta

Pt~

TrRthc-r

Fig.3.7 Schema termicechivalentn regim

staionar, a circuitului de rcire al unui element

semiconductor de putere


47/236


CONVERTOARE STATICE

46

rthccthjt

ajadmathr RR

P

TTR

(3.17)

Se menioneaz c, n cazul tiristoarelor, rezistena termic jonciune - capsul se

indic n catalog pentru funcionare n c.c., iar n cazul conduciei intermitente, aceast

valoare se majoreaz cu cantitatea , determinat grafic, n funcie de unghiul de conducie.

Pe baza valorii obinute conform relaiei (3.17), se poate dimensiona radiatorul pe

dou ci:

b1) se alege un corp de rcire corespunztor cu tipul capsulei (forma constructiv) a

elementului;

b2) se alege un profil de radiator, de asemenea corespunztor cu tipul capsulei

elementului, i din grafice adecvate, se determin lungimea necesar, ca funcie de

rezistena termic radiator-mbiant calculat, i de condiiile de rcire.

3.2.1.2. Verificarea la nclzire n regim intermitent

3.2.1.2.1. Cazul unui puls dreptunghiular

Datorit sarcinii, elementele semiconductoare pot fi parcurse de curent variabil, (n

cazul funcionrii cu impulsuri de curent cu frecven mare, elementele se afl n regim termic

intermitent, chiar dac amplitudinea impulsurilor este constant), situaie n care, temperatura

jonciunii se modific continuu n jurul valorii medii. Asimilnd variaia curentului prin

element cu o variaie treapt (fig. 3.8), la apariia unei suprasarcini, temperatura jonciunii

crete aproximativ exponenial.

Semnificaiile mrimilor ce intervin n fig. 3.8 sunt:

Id2 valoarea medie de suprasarcin (maxim), a curentului prin element;

t

t

P

Pt1

Tjmax

Id2

Id1

Id

Tj

Pt2

t1 t2

Figure 3.8. Variaia temperaturii jonciunii, la o

variaie treapta curentului printr-un tiristor


48/236


CONVERTOARE STATICE

47

t2 timpul ct se menine suprasarcina;

Pt2 pierderile totale corespunztoare curentului Id2;

Id1 valoarea medie a curentului prin element, nainte de apariia suprasarcinii;

t1 timpul ct curentul este Id1;

Pt1 pierderile totale corespunztoare curentului Id1;

La funcionarea n regim intermitent, n schema termic echivalent (fig. 3.7) apar i

capaciti termice, astfel nct, se obine o schem n care, rezistenele termice sunt nlocuite

cu impedane termice tranzitorii, cu excepia rezistenei termice de contact capsul radiator,

unde nu se poate nmagazina cldur.

Variaia tipic a unei impedane termice se indic n fig. 3.9, observndu-se c,

valoarea de regim staionar a acesteia este tocmai rezistena termic i c, aceasta se atinge

dup un timp ts. Astfel, variaia n timp a temperaturii jonciunii este dat de:

athrrthccthjtmt2athjmtaj ZRZPPRPTT (3.18) n

care Ptmeste media pierderilor,

21

2t21t1tm tt

tPtPP

, (3.19)

iar Rthj-aeste rezistena termic jonciune ambiant, obinut ca sum a tuturor rezistenelor.

Cataloagele indic, pentru un corp de rcire, variaia impedanei termice capsul

mediu ambiant,

athrrthcathc ZRZ (3.20)

Evident, valoarea maxim a temperaturii jonciunii se obine la momentul t2 deci,nlocuind n relaia (3.18) valorile impedanelor corespunztoare timpului t2.

Elementul semiconductor este verificat la nclzire n regim intermitent dac:

jadm2jjmax TtTT (3.21)

t

Rth

ts

Zth

Fig. 3.9 Variaia unei impedane

termice, n funcie de timp


49/236


CONVERTOARE STATICE

48

Dac nu se dispune de variaia n timp a impedanei termice a radiatorului, se poate

lucra acoperitor, cu rezistena termic, sau, se calculeaz temperatura maxim a jonciunii cu

relaia:

cthjtmt2cthjtmcmaxjmax ZPPRPTT (3.22)

unde, Tcmaxse determin din grafice adecvate, n funcie de curentul Id2.

Obs. Impedana termic tranzitorie (fig. 3.9) atinge valoarea rezistenei termice

(valoarea de regim staionar), dup un timp ts, astfel c, dac timpul ct dureaz suprasarcina

este mai mare dect acesta,

s2 tt

curentul Id2 nu mai constituie, din punct de vedere termic, un regim intermitent i, elementul

semiconductor trebuie ales n funcie de acest curent, respectiv, n relaiile (3.14) se va

considera n locul curentului IdN, curentul Id2.Referitor la relaia de mai sus,

ts = max{ts1,ts2}

unde, ts1i ts2corespund impedanelor Zthj-ci Zthr-a.

3.2.1.2.2. Cazul mai multor pulsuri dreptunghiulare

Dac, prin elementul semiconductor, curentul este o succesiune de pulsuri

dreptunghiulare, i pierderile aferente variaz similar (fig. 3.10.a). Cu notaiile din fig. 3.10.a

temperatura jonciunii elementului se obine cu relaia: )ZZ(P)ZZ(P)ZZ(PTT 5t6t33t4t21t2t1aj (3.23)

n care Ztksunt impedanele termice tranzitorii, la momentele de timp tk.

P

t

P1P2 P3

t1 t2 t3 t4 t5 t6

P

tt1 t2 t3 t4

a) b)

Fig. 3.10 Variaia, n timp, a pierderilor printr-un elementsemiconductor parcurs de un tren de pulsuri dreptunghiulare, de

curent : a) oarecare ; b) periodice i de amplitudini egale


50/236


CONVERTOARE STATICE

49

n plus, dac pulsurile au amplitudini egale i sunt periodice (fig. 3.10.b),

temperatura jonciunii se poate calcula, acoperitor, considernd creterea temperaturii datorat

numai ultimelor dou pulsuri, respectiv:

)ZZ(P)ZZ(P)ZR(PTT 3t4t1t2t4tathjtmaj (3.24)

n relaia de mai sus,13

12

tm tt

ttPP

sunt pierderile medii, pe o perioad.


51/236

4. Protecia elementelor semiconductoare de putere

CONVERTOARE STATICE

50

4. PROTECIA ELEMENTELOR

SEMICONDUCTOARE DE PUTERE

n general, elementele semiconductoare utilizate n construcia convertoarelor statice,

trebuiesc protejate la scurtcircuit i la pantele de variaie ale curentului i tensiunii.

Comune tuturor elementelor, sunt supratensiunile datorate fenomenului de comutaie,

iar n cazul convertoarelor conectate la reeaua de c.a. (redresoare, cicloconvertoare, VTA),

apar suplimentar i supratensiuni provenite din reea.

Fenomenul de comutaie prezint particulariti n funcie de tipul elementului. Astfel,

calculul proteciilor va fi analizat individual sau pe grupe de elemente.

Protecia la scurtcircuit se realizeaz cu sigurane fuzibile ultrarapide, pentru tiristoare,

sau prin controlul direct al curentului, pentru tranzistoare. n ultimul timp, n special pentru

tranzistoare, firmele constructoare livreaz module compacte, care nglobeaz circuitul de

comand cu separare optic (driver) i circuitul de protecie la supratensiuni de comutaie

(snubber).

4.1.

Protecia tiristoarelor la supratensiunidecomutaie

Indiferent de convertorul n care se utilizeaz, tiristoarele sunt solicitate la

supratensiuni datorate procesului de comutaie.

Supratensiunile de comutaie apar n procesul tranzitoriu de blocare, iar pentru

reducerea supratensiunilor, ca i a pantei de cretere a tensiunii de polarizare n sens direct, n

paralel cu fiecare tiristor se monteaz un grup serie RC (fig. 4.1).

Se presupune c, anularea curentului are loc prin polarizarea tiristorului n sens invers,

cu o tensiune de valoare Ub. Dac tensiunea de polarizare este variabil n timp, se considercazul cel mai defavorabil, cnd comanda de blocare se d la valoarea maxim a tensiunii.

Schema echivalent n timpul comutaiei (fig. 4.2), evideniaz inductivitatea de

comutaie Lk.


52/236


CONVERTOARE STATICE

51

4.1.1. Valoarea maxim a tensiunii la polarizarea n sens invers

Pentru dimensionarea grupului de protecie, se poate neglija timpul n care curentul

invers prin tiristor (fig. 4.2.b) scade de la valoarea IRR la zero (la momentul t0+, tiristorul se

blocheaz instantaneu i ncepe ncrcarea condensatorului C). Deoarece la momentul t0acest

curent se nchide prin inductana Lk, iar la t0+tiristorul este blocat, rezult urmtoarele condiii

iniiale:

0;tu;Iti 0CRR0c (4.1)

Teorema a doua a lui Kirchhoff pe circuitul de ncrcare a condensatorului, conduce la

ecuaia:

bCCC

k UuRidt

diL (4.2)

i innd seama de expresia tensiunii pe condensator,

dti

C

1u

CC se obine ecuaia:

b20C

20

C02

C2

Uudt

du2

dt

ud (4.3)

n care s-au evideniat:

tR

C

U

ik

iT iC

uC

uT

IRR

T

t0

L

+

-

P

M

N

iTIT

0

Fig. 4.2. a) Schema echivalentla blocarea unui tiristor ; b)variaia curentului

prin tiristor, n timpul blocrii

a) b)

G

R C

A K

Fig. 4.1. Montarea circuitului de

protecie a tiristoarelor lasupratensiuni de comutaie


53/236


CONVERTOARE STATICE

52

- pulsaia proprie:

CL1/ k0 ;

- factorul de amortizare:

kL

C

2

R .

Ecuaia caracteristic a ecuaiei difereniale omogene (4.3) are rdcinile:

jr1,2 ,

unde:

0 ;

20 1

Considernd originea timpului la momentul t0 (t0 =0), pentru


54/236


CONVERTOARE STATICE

53

;C

Cc

B

- pentru timp - BkB CLT , iar timpul relativ este:

BT

t .

Expresia tensiunii n uniti relative va fi:

tcos1rtsin

1

rr/2e1u

2

tT (4.6)

iar panta de variaie:

tcos

1

r22r/2tsin

1

1r/2322re

dt

du

22

2tT (4.7)

Maximul tensiunii la care este solicitat tiristorul este:

1r2re1u

2

1

TM

m2

(4.8)

i se obine pentru:

13r/222r

2r2r/212ttg

22

2

m (4.9)

Dependenele valorii maxime a tensiunii pe tiristor n funcie de parametrii r i c,

permit desprinderea unor conclzuii utile pentru proiectare.

Astfel, la rezisten constant, valoarea maxim a tensiunii scade odat cu creterea

capacitii (fig. 4.3), iar la capacitate constant (fig. 4.4), se evideniaz existena unui optim(minim), n funcie de rezisten.

1.0

1.5

2.0

2.5

0.2 0.4 0.6 0.8 1.0 1.2 1.4

r = 1.0

r = 0.6

r = 1.4

Fig. 4.3. Variaia tensiunii maxime pe tiristor, n uniti

relative, n funcie de capacitatea relativ

c

uTM


55/236


CONVERTOARE STATICE

54

Semnificativ este, de asemenea, c la rezistene relative mai mari dect 1, scderea

tensiunii maxime cu creterea capacitii devine nesemnificativ (fig. 4.3), iar la capacitate

constant, tensiunea crete lent pentru rezistene mai mici dect valoarea optim i crete

rapid pentru rezistene mai mari dect valoarea optim (fig. 4.4).

4.1.2. Valoarea maxim a pantei de cretere a tensiunii, la polarizarea

n sens direct

Indiferent de modul n care se obine tensiunea de polarizare invers (comutaia

natural sau comutaia forat), dup blocare, la trecerea unui timp cel puin egal cu timpul de

revenire, tiristorul este polarizat n sens direct, iar panta de cretere a tensiunii nu trebuie s

depeasc valoarea maxim admisibil.

Panta de variaie a tensiunii ce polarizeaz circuitul format din inductivitatea de

comutaie i gradul de protecie, depinde de tipul convertorului i de circuitul de stingere

utilizat.

Pentru obinerea unor relaii utile n proiectare, se va considera cazul cel mai

defavorabil, cnd, dup ncrcarea condensatorului n sens invers cu tensiunea Ub, se aplic,

n sens direct, tensiunea pozitiv Ub, avnd variaie treapt.

Condensatorul se ncarc prin sarcin i, considernd curentul de sarcin, constant pedurata procesului de ncrcare, se obine pentru tensiunea pe condensator o ecuaie indirect

cu (4.3), dar condiiile iniiale vor fi:

ic(0) = 0;

uc(0) = - Ub,

0.2 0.4 0.6 0.8 1.0 1.2 1.4 1.6 1.8

1.0

1.2

1.4

1.6

1.8

2.0

c = 0.8

c = 0.6

c = 1.0

r

uTM

Fig.4.4.Variaia tensiunii maxime pe tiristor, n uniti

relative, n funcie de rezistena relativ


56/236


CONVERTOARE STATICE

55

iar pentru tensiunea indirect pe tiristor, se gsete expresia:

tsin

RC

tcos2e1UU tbT . (4.10)

Panta de variaie a tensiunii pe tiristor este :

tsinRC1

tcosRCe2Udt

dU 2020

tb

T

, (4.11)

iar n uniti relative, folosind aceleai mrimi de raportare, are expresia :

r

2

1sin

1

21r

2

1cos2

re

dt

du 2

2

222

rT , (4.12)

care are un maxim egal cu :

m2

r

M

T e

r

dt

du

, (4.13)

pentru :

2

22

m

2

43

141r

2

1tg

. (4.14)

Studiul dependenelor pantei maxime de cretere a tensiunii, n funcie de parametrii r

i c, evideniaz urmtoarele :

- exist puncte de optim (minim), att la rezisten constant, ct i la capacitate

constant (fig. 4.5 i 4.6) ;

r = 1.0

r = 1.2

r = 0.8

0.2 0.4 0.6 0.8 1.0 1.2 1.4

c

(duT

/d)M

1.0

1.5

2.0

2.5

3.0

3.5

4.0

4.5

4.0

Fig. 4.4. Variaia pantei maxime a tensiunii directe, n uniti relative,

n funcie de capacitatea relativ


57/236


CONVERTOARE STATICE

56

- pentru rezistene mai mici dect valoarea optim, creterea pantei maxime este

nesemnificativ, iar pentru rezistene mai mari creterea este rapid (fig. 4.6) ;

- optimul pantei de cretere a tensiunii n sens direct, se obine pentru o rezisten mai

mic dect cea corespunztoare minimului tensiunii maxime n sens invers.

4.1.3. Algoritm de dimensionare

Pentru dimensionare, se pot utiliza dependenele rezisenei optime pentru care

maximul tensiunii are valoare minim, a tensiunii optime i pantei maxime (ambele

corespunznd rezistenei optime) n funcie de capacitatea relativ (fig. 4.7), parcurgndu-seurmtorul algoritm :

- se impune un coeficient de siguran ks= 1,3 1,5 i se calculeaz valoarea maxim a

tensiunii pe tiristor,

S

RRMTM k

VU ; (4.15)

- se calculeaz tensiunea maxim relativ (coeficientul de supratensiune)

b

TMTM U

Uu ; (4.16)

- din fig 4.7 pentru uTM, de pe curba 1, se determin capacitatea c, iar corespunzator

acesteia, de pe curbele 2 i 3, se determin rezistena optim r0 i panta maxim de

variaie a tensiunii (du/d )

- se adopt pentru rezisten o valoare normalizat,

r

c = 0.6

c = 1.0

0.2 0.4 0.6 0.8 1.0 1.2 1.4 1.6

2.0

4.0

6.0

8.0

10.0

12.0

14.0

16.0

18.0

(duT/d)M

c = 0.8

Fig 4.6. Variaia pantei maxime a tensiunii directe, n uniti relative, n

funcie de rezistena relativ


58/236


CONVERTOARE STATICE

57

RR

b0 I

UrR ; (4.17)

- se adopt pentru capacitate o valoare normalizat,

k

2

b

RR LU

IcC

; (4.18)

- se calculeaz panta maxim de variaie a tensiunii pe tiristor, n uniti absolute,

M

T

RRk

2b

M

T

d

du

IL

U

dt

dU

; (4.19)

i se verific dac este inferioar valorii maxime admisibile respectiv,

ad

T

M

T

dt

dU

dt

dU

; (4.20)

- dac relaia de mai sus nu se verific, se alege o valoare mai mare pentru capacitate,relundu-se calculele de la pasul 3.

Obs. Curentul invers maxim prin tiristor n procesul de blocare (curentul maxim invers

-IRR), poate fi exprimat n funcie de sarcina stocat i de panta maxim de variaie a

0.2 0.4 0.6 0.8 1.0 1.2 1.4 1.6 1.8

0.5

1.0

1.4

2.0

0.25(duT/ d)MuTMro

c

uTM

rO

c

Fig 4.7. Variaiile tensiunii inverse optime, rezistenei optime, i pantei

tensiunii directe, n uniti relative, n funcie de capacitatea relativ


59/236


CONVERTOARE STATICE

58

curentului. Astfel, n fig. 4.2.b, observnd c sarcina stocat este aria triunghiului dreptunghic

MPN, se obine

dt

di2QI TsqRR . (4.21)

Puterea disipat n rezistena R n timpul ncrcrii condensatorului, poate fi calculat

pornind de la ecu

Date post:	02-Mar-2018
Category:	Documents
Upload:	ionut-danis
View:	486 times
Download:	5 times

Convertoare statice - IEC.pdf

Documents