Curs Convertoare Muntean

7/22/2019 Curs Convertoare Muntean

http://slidepdf.com/reader/full/curs-convertoare-muntean 1/282

1.CONVERSIA STATIC~ A ENERGIEI ELECTRICE

1.1. Introducere

Echipamentele cu electronic@ de putere (ansamblul a dou@ sau maimulte convertoare statice) sunt destinate conversiei (proces@rii) energieielectrice astfel înc$t prin sarcin@ s@ poat@ fi controla]i unul sau mai mul]iparametri ai acestei energii [1, 2, 3], ^ntr-o gam@ larg@ de aplica]ii: de lacontrolul mic@rii prin intermediul ac]ion@rilor electrice p$n@ laelectrotehnologii, iluminat, compensatoare, filtre active, echipamente casniceetc. Convertoarele statice se interpun deci ^ntre sursa de alimentare i sarcin@(pasiv@ sau activ@) pentru a asigura transferul energetic optim dintre acesteai a oferi, ^n acelai timp, o flexibilitate sporit@ ^ntregului sistem.

Dezvoltarea echipamentelor cu electronic@ de putere a înregistrat un

ritm deosebit încep$nd cu deceniul al IX-lea al secolului al XX-lea, fiindsus]inut@ at$t de tehnologia de realizare a dispozitivelor electronice de putere,din ce în ce mai performante ca nivele energetice, timpi de comuta]ie ifacilit@]i de comand@, c$t i de dinamica sistemelor numerice de control.

Cu o tendin]@ de a fi implicate p$n@ în anul 2000 în procesarea aaproximativ 50% din energia electric@ utilizat@ în ]@rile dezvoltate,convertoarele statice se constituie ^ntr-un domeniu de mare actualitate inecesitate în tehnica modern@, utilizarea lor dovedindu-se a fi deosebit deeficient@ at$t din punct de vedere al facilit@]ilor pe care le introduc c$t i alrandamentelor, în general peste 90%, pe care le posed@.

Figura 1.1 prezint@ schematic un echipament cu electronic@ de putere

alimentat de la re]ea (monofazat@ sau trifazat@) la tensiune i frecven]@constante, forma de und@ a curentului la intrare fiind dependent@ de modul deinterfa]are cu re]eaua. Energia electric@ convertit@, furnizat@ la ieire, difer@ cucel pu]in valoarea unui parametru (tensiune, curent, frecven]@ i num@r defaze) de cea de la intrare i este adaptat@ la cerin]ele sarcinii.



8 Conversia static@ a energiei electrice - 1

ii

Sarcina

vi

Intrare

Controler

Echipament cuelectronic~ de

putere

Ieìre

Fig. 1.1 Conversia static@ a energiei electrice.

Conversia energiei poate avea loc în bucl@ deschis@ sau în bucl@ închis@ - atunci c$nd cel pu]in un parametru este controlat.

Circula]ia de putere poate fi într-un singur sens (de la intrare c@tresarcin@) sau bidirec]ional@, în cazul în care sarcina este activ@, put$nd debitaenergie electric@.

Convertoarele statice utilizeaz@ doar dou@ st@ri distincte aleconduc]iei elementelor de putere ce le compun: deschis@ (saturat@), respectivblocat@. Acest mod de func]ionare conduce la sc@derea sensibil@ a puterii

disipate pe dispozitive în raport cu circuitele electronice liniare la care suntutilizate i alte st@ri intermediare.



1.2. Clasificarea convertoarelor statice

Echipamentele cu electronic@ de putere se pot clasifica în raport cuparametrii energiei electrice de la intrare, respectiv de la ieire. Cum ^nmajoritatea cazurilor alimentarea se realizeaz@ de la re]ea, clasificarea seface func]ie de tensiunea/curentul de la ieire. Astfel se pot enumeraurm@toarele categorii de baz@:

1. Ieire ^n curent continuu (tensiune continu@):a). la curent/tensiune constante (stabilizate);b). la curent/tensiune variabile.

2. Ieire în curent alternativ (tensiune alternativ@):a). la frecven]@ constant@ i curent/tensiune variabile;b). la frecven]@ i curent/tensiune variabile.

Echipamentele cu electronic@ de putere au în alc@tuire, în majoritateacazurilor, mai multe convertoare statice “decuplate” între ele prin intermediulunui element de stocare a energiei capacitiv sau inductiv (fig. 1.2).



1.2. - Clasificarea convertoarelor statice 9

Element

de stocare

a energiei

Convertor 2Convertor 1

Fig. 1.2 Structura unui echipament cu electronic@ de putere.

Din acest motiv puterea instantanee de la intrare nu trebuie s@ fie egal@ cuputerea instantanee de la ieire.

Convertoarele statice sunt deci celulele de baz@ ale echipamentelorcu electronic@ de putere i clasificarea lor poate fi efectuat@ dup@ cumurmeaz@:

1. convertoare curent alternativ (c.a.) - curent continuu (c.c.)cunoscute sub denumirea de redresoare;

2. convertoare c.c. - c.a. sau invertoare;3. convertoare c.c. - c.c. sau surse în comuta]ie, choppere, variatoare

de tensiune continu@ etc;4. convertoare c.a. - c.a. sau variatoare de tensiune alternativ@ (c$nd

parametrul care se modific@ este tensiunea), respectivcicloconvertoare, convertoare matriciale etc. (c$nd se modific@ at$ttensiunea c$t i frecven]a).

O alt@ clasificare a convertoarelor statice se poate face dup@ modul în care are loc comuta]ia dispozitivelor de putere ce le compun:

1. convertoare cu comuta]ie natural@ de la re]ea - dispozitivele deputere sunt trecute în stare blocat@ cu ajutorul re]elei de c.a. de lacare se alimenteaz@, deschiderea realiz$ndu-se prin sincronizarede faz@ în raport tot cu forma de und@ a tensiunii sau a curentului

de alimentare;2. convertoare cu comuta]ie for]at@ - în care dispozitivele de putere

sunt complet comandabile, starea lor de conduc]ie fiind dictat@exclusiv prin comand@;

3. convertoare cu rezonan]@ la care dispozitivele de putere sunt“asistate” de circuite rezonante, comuta]ia realiz$ndu-se latrecerea prin zero a curentului sau tensiunii pe dispozitiv.




O clas@ special@ de convertoare statice, dezvoltate în ultimul timp, oconstituie convertoarele matriciale. Acestea înlocuiesc (teoretic) stadiilemultiple de conversie i stocare a energiei electrice printr-o leg@tur@“matricial@”, cu ajutorul unor module de dispozitive de putere ce pot asiguraparcurgerea bidirec]ional@ de curent, conectate de la fiecare faz@ a intr@rii lafiecare faz@ a ieirii.

Un asemenea tip de convertor are c$teva caracteristici particulare:1. poate asigura circula]ia bidirec]ional@ de putere;2. în lipsa oric@rui element de stocare de energie (presupun$nd

randamentul convertorului unitar), puterea activ@ instantanee la intrare trebuies@ fie egal@ cu corespondenta ei de la ieire. Av$nd în vedere faptul c@parametrii energiei electrice de la intrare i cei de la ieire sunt de regul@diferi]i, puterile reactive momentane nu pot fi egale.

3. intrarea i ieirea pot îmbr@ca orice form@ (c.c. sau c.a.), cu unelerestric]ii evidente: dac@ intrarea este o surs@ de tensiune, ieirea trebuie s@ fieo surs@ de curent, sau invers; altfel exist@ riscul conect@rii în paralel a dou@surse de acelai tip, opera]iune ce poate conduce la distrugerea convertorului.



1.3. Dispozitive electronice de putere. Privire deansamblu.

Pentru o mai uoar@ ^n]elegere a modului de func]ionare adispozitivelor electronice de putere, a locului i rolului lor ^n structuraconvertoarelor statice, se prezint@ sintetic ^n cele ce urmeaz@, caracteristicile,capabilit@]ile n curent, tensiune i vitez@ de comuta]ie ale acestora.

Dispozitivele electronice de putere utilizate în cadrul convertoarelorstatice func]ioneaz@ în regim de comuta]ie, blocate sau saturate (în starecomplet deschis@), pentru a conferi echipamentului randamente energeticeridicate.

Starea blocat@ se caracterizeaz@ prin tensiune mare la bornele de for]@ale dispozitivului, f@r@ ca acestea s@ fie practic parcurse de curent electric,

starea saturat@ fiind definit@ de prezen]a curentului electric prin dispozitiv,tensiunea la bornele de for]@ având în general valori de ordinul vol]ilor.

Dispozitivele electronice de putere se pot clasifica, func]ie de modul încare pot fi comandate, în urm@toarele categorii:

- a) necomadabile (f@r@ circuit de comand@);- b) semicomandabile;- c) complet comandabile.



1.3. - Dispozitive electronice de putere 11

A K

v

AKi

AK

A K

G

v

AKi

AK

i >0G

Fig. 1.3 Simbolul Fig. 1.4 Caracteristica Fig. 1.5 Simbolul Fig. 1.6 Caracteristica

diodei. ideal@. tiristorului. ideal@.

Dioda de putere (fig. 1.3), a c@rei stare de conduc]ie este dictat@ doarde sensul curentului ce o str@bate de la anod (A) la catod (K), este un dispozitivnecomandabil. Caracteristica ideal@ curent - tensiune a diodei este prezentat@

în fig. 1.4. Acest dispozitiv electronic este prezent în toate convertoarele statice,fie cu rol de element redresor, fie cu rol de protec]ie.

Dioda nu are circuit de comand@.

Tiristorul (fig. 1.5) este un dispozitiv semicomandabil; starea sa de

conduc]ie poate fi comandat@ doar în direc]ia blocat-saturat, în condi]iile în care în circuitul de comand@ gril@ (G) - catod (K) se aplic@ un curent pozitiv i dac@dispozitivul poate fi parcurs de un curent pozitiv de la anod (A) la catod (fig. 1.6).

Starea saturat@ este p@strat@ i dup@ anularea comenzii, blocareatiristorului putându-se realiza doar prin anularea curentului din circuitul de for]@.

Tiristorul se utilizeaz@ în special în echipamente de interfa]are cure]eaua de curent alternativ (redresoare, cicloconvertoare etc.) la niveleenergetice mari. Convertoarele statice moderne (pentru ac]ion@ri electrice) numai utilizeaz@ practic acest element din cauza performan]elor sale dinamicesc@zute i a caracterului s@u semicomandabil.

Tiristorul GTO (fig. 1.7, 1.8) este un dispozitiv complet comandabil.

Saturarea sa se realizeaz@ în mod similar cu tiristorul normal, blocarea fiindaccesibil@ prin aplicarea unui curent negativ în circuitul de comand@. Acestdispozitiv se utilizeaz@ cu prec@dere în convertoare statice pentru ac]ion@rielectrice de puteri mari (trac]iune) i la interfa]area convertoarelor statice cure]eaua de curent alternativ.




A K

G

v

AKi

AK

i >0G

i <0G

B

C

E

v

Ci

CE

i >0B

i =0B

Fig. 1.7 Simbolul Fig. 1.8 Caracteristica Fig. 1.9 Simbolul Fig. 1.10 Caracteristicatiristorului GTO. ideal@. tranzistorului bipolar. ideal@.

Tranzistorul bipolar (fig. 1.9, 1.10) a fost practic elementul de baz@ alechipamentelor cu electronic@ de putere din deceniul al VIII-lea, la niveleenergetice mici i medii. Este un dispozitiv complet comandabil, comanda sarealiz$ndu-se prin intermediul unui curent aplicat în baz@ (B) în raport cuemitorul (E). Starea saturat@ se men]ine doar în prezen]a comenzii, tranzistorulbipolar blocându-se la dispari]ia acesteia.

Timpii de comuta]ie sunt inferiori dispozitivelor de tip tiristor,performan]ele dinamice fiind deci superioare. Tranzistorul bipolar nu poatefunc]iona decât în cadranul I, circuitul s@u de for]@ colector (C) - emitor (E)

neputând prelua tensiuni inverse fa]@ de polarizarea [email protected] MOS (fig. 1.11, 1.12) este un dispozitiv complet

comandabil. Spre deosebire de elementele prezentate anterior, tranzistorulMOS solicit@ în circuitul de comand@ gril@ (G) - surs@ (S) semnale de tensiune.Din acest motiv puterea necesar@ în comand@ este practic nul@, ceea cesimplific@ sensibil circuitele aferente.

Tranzistorul MOS are timpii de comuta]ie cei mai redui, fiind utilizat cuprec@dere în aplica]ii în care se impune frecven]@ de comuta]ie ridicat@, la mic@i medie putere. Tensiunea dren@ (D) - surs@ ^n stare saturat@ este mai marerelativ la celelalte dispozitive, motiv pentru care i puterea disipat@ ^n staredeschis@ este relativ mare.

Tranzistorul tip IGBT (fig. 1.13, 1.14) este, la scar@ industrial@,dispozitivul electronic complet comandabil al deceniului al IX-lea pentruechipamentele destinate ac]ion@rilor electrice. El posed@ calit@]ile tranzistoruluiMOS din punct de vedere al semnalelor de comand@ i al timpilor de comuta]iei performan]ele tranzistorului bipolar în circuitul de for]@ (tensiune de satura]ieredus@, capabilit@]i superioare tensiune/curent).




G

D

S

v

Di

DS

v >0GS

V =0GS

C

E

G

v

Ci

CE

v >0GE

V =0GE

Fig. 1.11 Simbolul Fig. 1.12 Caracteristica Fig. 1.13 Tranzistorul Fig. 1.14 Caracteristica

tranzistorului MOS. ideal@. IGBT. ideal@.

Tiristorul cu poart@ MOS - MCT (fig. 1.15, 1.16) - este similartiristorului tip GTO, dar cu facilit@]ile oferite de circuitul de comand@ MOS. MCTeste un dispozitiv nou, cu variante comerciale recente.

Modulele de putere (fig. 1.17) sunt ansambluri de dispozitiveelectronice de putere, de acelai tip sau de categorii diferite, realizate ^ntr-omontur@ (capsul@) comun@. Nivelul de integrare (num@rul de componente dintr-o asemenea unitate) difer@ func]ie de aplica]ia pentru care a fost realizat

modulul i de nivelele energetice vehiculate. Aceast@ ultim@ limitare este impus@de tensiunea de lucru, pentru evitarea str@pungerilor, i de capacitatea capsuleide a evacua c@ldura datorat@ puterii disipate.

In varianta de integrare cea mai evoluat@ modulul poate con]ine icircuitele de comand@ i protec]ie corespunz@toare; ^n acest caz se vorbete de“Module Inteligente de Putere” (Power Intelligent Modules PIM, fig. 1.17).

O imagine sintetic@ asupra dispozitivelor de putere din punct de vedereal capabilit@]ilor i aplica]iilor specifice este dat@ n fig. 1.18.

N-MCT

A

K

G

vGK <0

vGK >0

vAK

iA

Fig. 1.15 Simbolul tiristorului MCT. Fig. 1.16 Carateristica ideal@.




Evolu]ia dispozitivelor electronice de putere, evident, nu se va opri aici.Dinamica tehnologiilor de realizare a acestora este deosebit@. Niveleleenergetice c$t mai mari, cicuitele de comand@ c$t mai simple i cu facilit@]i ^nspecial de protec]ie avansate, timpii de comuta]ie mici, vor fi obiective cu statutde permanen]@ la produc@torii de componente.

Fig. 1.17 Modul de putere cu 12 dispozitive semiconductoare (punte trifazat@, cu 6 tranzistoare +6 diode).

104 [V]

ComplexitateComplexitateComplexitateComplexitate

TensiuneTensiuneTensiuneTensiune

CurentCurentCurentCurent

106

104 [A]

Circuite Circuite Circuite Circuitediscretediscretediscretediscrete

de controlde controlde controlde control

MOS

BJT

IGBT

Tiristoare

GTO

de controlde controlde controlde controlintegrateintegrateintegrateintegrate

CircuiteCircuiteCircuiteCircuite

Aparatur~ de uzAparatur~ de uzAparatur~ de uzAparatur~ de uzcasnic, surse, tehnic~casnic, surse, tehnic~casnic, surse, tehnic~casnic, surse, tehnic~

de calculde calculde calculde calcul

MicroundeMicroundeMicroundeMicrounde

IluminatIluminatIluminatIluminat

SudareSudareSudareSudare

Trac\iuneTrac\iuneTrac\iuneTrac\iuneAc\ion~ri electriceAc\ion~ri electriceAc\ion~ri electriceAc\ion~ri electrice

Filtre active ìFiltre active ìFiltre active ìFiltre active ìcompensatoare decompensatoare decompensatoare decompensatoare deenergie reactiv~energie reactiv~energie reactiv~energie reactiv~

Transmisie deTransmisie deTransmisie deTransmisie deenergie de |nalt~energie de |nalt~energie de |nalt~energie de |nalt~tensiune, |n c.c.tensiune, |n c.c.tensiune, |n c.c.tensiune, |n c.c.

Fig. 1.18 Aplica]ii ale dispozitivelor semiconductoare ^n func]ie de performan]e.




Bibliografie:

1. N. Mohan, T.M. Undeland, W.P. Robbins - “Power Electronics -

Converters, Applications and Design” , John Wiley & Sons Inc., Edi]ia a2-a, 1995;

2. B.K. Bose - “Modern Power Electronics - Evolution, Technology and

Applications” , IEEE Press, New York, 1992;

3. B.K. Bose - “Evolution of Modern Power Semiconductor Devices and

Future Trends of Converters” , IEEE-IA, vol.28, no.2, martie/aprilie1992.



2.COMANDA DISPOZITIVELOR ELECTRONICE DE

PUTERE

2.1. Circuitul de comand@ al tiristorului

Tiristoarele sunt dispozitive semicomandabile, conduc]ia lor put$nd fimodificat@ prin comand@ doar într-un singur sens, din starea blocat@ ^n stareadeschis@, prin injectarea unui curent pozitiv de valoare minim@ dat@ IGT -curentul de amorsare pe poart@ (gate trigger current), ^n grila (G) ^n raport cucatodul (K). Acest curent se realizeaz@ în prezen]a unei tensiuni ^ntre (G) i (K),VGT - tensiunea de amorsare pe poart@ (gate trigger voltage). In aceste condi]ii,

în cazul în care în circuitul de for]@, de la anod (A) la catod, poate lua natere un

curent pozitiv, mai mare decât o valoare minim@ IL - curentul de "ag@]are"(latching current), se produce amorsarea (deschiderea tiristorului). Aceast@stare se men]ine i în absen]a semnalului de comand@, atâta timp cât curentul

în circuitul principal (de for]@) nu scade sub o limit@ maxim@ dat@ IH - curentul deautomen]inere (holding current). Durata minim@ a impulsului în gril@ trebuie s@fie mai mare decât o valoare maxim@ dat@ tgt - timpul de amorsare pe poart@(turn-on time).

Circuitul (G)-(K) mai este caracterizat de produc@tor i printr-o perechede valori maxime IGD, VGD care reprezint@ curentul, respectiv tensiunea la carenu se produce amorsarea.

Blocarea tiristorului nu este accesibil@ prin comand@, ea fiind dictat@

doar de circuitul de for]@, produc$ndu-se la sc@derea curentului ce-l str@bate dela (A) la (K) sub valoarea IH.

Jonc]iunea (G)-(K) este de tip p-n, iar din punct de vedere extern esteo diod@ [1]. Din acest motiv buna sa func]ionare este condi]ionat@ deneaplicarea ^n sensul (G)-(K) a unei tensiuni mai mari de (5...20)V (func]ie detipul tiristorului), i de puterea disipat@ maxim admisibil@ PGM (puterea maxim@disipat@ pe poart@, “gate power loss”) ce ar putea conduce la scoatereatiristorului din uz.



2.1. - Circuitul de comand@ al tiristorului 17

0.01 0.1 1 10 100

0.1

1

10

20

ab

cd

IG [A]

V

[V]

G

AS

Fig. 2.1 Caracteristica de poart@ pentru tiristoarele din seria T63N.

Caracteristica curent-tensiune a por]ii, UG=f(IG), este furnizat@ încataloage sub form@ grafic@ (fig. 2.1) [2], facilitând proiectarea circuitului decomand@.

Aria de amorsare sigur@ (AS) este limitat@ de temperatura defunc]ionare, dispersia caracteristicilor i puterea disipat@ în comand@ func]ie de

durata i nivelul impulsului aplicat în acest circuit, conform tabelului de mai jos,valabil pentru tiristoare din seria T63N, la VD>6V.

Dependen]a dintre durata i nivelul impulsului aplicat în comand@ esteexprimat@ grafic ^n fig. 2.2, valabil@ pentru o gam@ larg@ de tiristoare [1].

Conceperea circuitului de comand@ mai este influen]at@ i deurm@toarele aspecte:

- a). La polarizarea direct@, în stare blocat@, apare o c@dere detensiune de ordinul vol]ilor în jonc]iunea (G)-(K), func]ie de tensiunea (A)-(K) ide tehnologia de fabrica]ie a tiristorului.

Tabel 2.1

PARAMETRU a b c d

Durata impulsului de comand@tg[µµµµs]

10 1 0.5 0.1

Puterea de vârf maxim admisibil@,disipat@ pe poart@ PGM[W] 40 80 100 150



18 Comanda dispozitivelor electronice de putere - 2

IGTM

IGT

Tiristoarerapide

Tiristoarenormale

tg [µs]1010101

1

2

4

8

Fig. 2.2 Raportul tipic dintre amplitudinea curentului de amorsareIGTM i IGT, func]ie de durata impulsului de comand@.

Din acest motiv, în scopul reducerii acestei tensiuni, pe de o parte, precum ipentru reducerea anselor de parazitare a circuitului de comand@, pe de alt@parte (deci pentru evitarea unei intr@ri accidentale ^n conduc]ie), se unteaz@

jonc]iunea (G)-(K) cu ajutorul unei rezisten]e;- b). Curentul de sarcin@ al tiristorului în stare de conduc]ie produce de

asemenea o c@dere de tensiune important@ în jonc]iunea (G)-(K) care, dac@

dep@ete poten]ialul aplicat grilei prin comand@, poate genera un curent invers.Limitarea acestui curent se realizeaz@ de asemenea printr-o rezisten]@ în seriecu grila;

- c). Forma impulsului de comand@ este dictat@ de aplica]ie. In acestsens se disting dou@ tipuri de comenzi: cu impulsuri "slabe" utilizabile ^n aplica]iicu sarcin@ rezistiv-inductiv@ în care viteza de cretere a curentului imediat dup@amorsare este relativ mic@, de ordinul a 2A/ µs (fig. 2.3a) i cu impulsuri"puternice" în cazul în care aceast@ vitez@ este mai mare, în convertoare cusarcini de tip capacitiv, la echipamente pentru controlul factorului de putere saudestinate unor medii puternic perturbate, la utilizarea conexiunilor serie sauparalel a mai multor tiristoare (fig. 2.3b).

In fig. 2.4 este prezentat@ grafic dependen]a dintre valoarea normat@ avaria]iei curentului prin tiristor, (diT/dt)n (raportat@ la viteza critic@ de cretere acurentului de conduc]ie specificat@ în catalog), amplitudinea normat@ asemnalului de comand@ (raportat@ la IGT) i timpul de "cretere" tr al acestuia;

- d). In cazul în care durata tg a impulsului de comand@ i amplitudineaacestuia IG sunt relativ mici, varia]ia sau valoarea curen]ilor de sarcin@ fiind deasemenea mic@, o importan]@ deosebit@ o prezint@ curentul de acroaj IL imodul în care acesta este dependent de semnalul de comand@ (fig. 2.5, pentrutipurile specificate de tiristoare);




a) b)

ii

I GTM

I GTM

I

I

GG

t tt

GT

>20µsr t

tg

GTM

I

GTM

IGT

IGTM

I GTM

0.9

0.9

0.10.1

t g

I =(1.5...3)I

diG/dt > 0.5A/µs

tr ≈1µs

r

GTM

diG/dt >1A/µs

I = (3.3...6)I

GT

GTGTM

t = (0.1...1)µsr

Fig. 2.3 Comanda ^n gril@ cu impuls: a) “slab”; b) “puternic”.

- e). O caracteristic@ a deschiderii tiristorului este timpul de întârziere laamorsarea prin poart@ tgd, fig. 2.6, definit ca durata m@surat@ între frontul

cresc@tor al impulsului de comand@ i momentul în care tensiunea pe tiristor,VD, scade la 90% din valoarea ini]ial@, dependent de caracteristicile impulsuluide comand@.

0 1 2 3 4 5 6 7 8

1.2

1.0

0.8

0.6

0.4

0.2

diT/dt

IGM /IGT

t =0.2µsr

10µs

20µs

50µs

(normat)

Fig. 2.4 Viteza maxim@ de cretere a curentului de conduc]ie ^n func]ie de raportul IGM/IGT.




IGM

2

1.6

1.2

0.8

0.4

0.2

0 0.2 0.4 0.6 0.8 1 1.2 1.4

[A]

I

[A]

L T200N

T250N

T320N

T350N

tg=3µs5

10

20

100

Fig. 2.5 Dependen]a curentului de acroaj IL de caracteristicile impulsului de comand@.

i

D T

tgd

gt

90%

50%

10%

IGM

t

t r

t

t

ITM

G

90%

vD

d /dtiTv ,i

Fig. 2.6 Int$rzierea la amorsare a tiristoarelor. Parametri caracteristici.




Timpul total de amorsare prin poart@ va rezulta ca suma a dou@ intervaletgt=tgd+tgr, acesta din urm@ reprezentând timpul de deschidere, dependent îngeneral de natura circuitului în care este inclus tiristorul. Din acest motiv, pentrutiristoarele de mare putere, cataloagele furnizeaz@ doar m@rimea tgd. Timpul de

^ntârziere la amorsare poate fi redus printr-un impuls de comand@ rapidcresc@tor, cu amplitudine mare.

In cazul ^n care circuitele de comand@ se cer a fi separate galvanic decircuitele de for]@, impulsurile de comand@ trebuie transmise grilei prinintermediul unui transformator de separa]ie, sau optocuplor. Având în vedere

faptul c@ prima solu]ie este mai simpl@ i nu necesit@ etaje de amplificare isurse de tensiune suplimentare, separarea prin transformator de impuls esteadoptat@ cu prec@dere. Problema care se pune ^n acest caz estedimensionarea corespunz@toare a transformatorului pentru ca el s@ fie capabils@ transmit@ impulsul de comand@ la parametrii ceru]i. Pentru reducereagabaritului miezului magnetic, se prefer@ transmiterea comenzii prin tren deimpulsuri în locul celei cu monoimpuls. Trenul de impulsuri se compune dinsemnale asem@n@toare celor prezentate în fig. 2.3 a c@ror frecven]@ este deordinul sutelor de Hz sau kiloherzilor. Durata trenului poate fi în acest caz oricâtde mare fiind determinat@ de caracterul circuitului în care este conectat tiristorul.Se asigur@ de asemenea, prin aceast@ metod@, o putere disipat@ în circuitul

grilei mai mic@ în raport cu impulsul singular.Schemele practice de comand@ a tiristoarelor se pot realiza discret,sau cu ajutorul unor circuite integrate specializate.

Prima categorie cuprinde aplica]iile simple, în general cele la re]ea,monofazate, de mic@ i medie putere i are ca principal element tranzistorulunijonc]iune (TUJ) [1-4] care ofer@ posibilitatea gener@rii atât a unui monoimpulscu sincronizare de faz@, cât i a trenurilor de impulsuri (fig. 2.7).

A doua categorie cuprinde o gam@ larg@ de circuite integrate [5, 7], totpentru aplica]ii la re]ea cu sincronizare de faz@. Principial (fig. 2.8), func]ionareaacestor circuite integrate are la baz@ transformarea unui semnal sinusoidal, ^nfaz@ cu re]eaua, în semnal dreptunghiular cu ajutorul c@ruia se genereaz@ otensiune liniar variabil@ care apoi este comparat@ cu un nivel prescris, rezultândimpulsul de comad@ aplicabil pe poart@ direct sau prin intermediul unuiamplificator f@r@ sau cu separare galvanic@ (fig. 2.9). Acesta din urm@ esterealizat cu tranzistorul de comuta]ie T1, cu rol de amplificator al impulsuluiaplicat ^n baz@, grupul R1-C destinat realiz@rii unui impuls "puternic" cu osupracretere ini]ial@, dioda de fug@ D1 cu rol ^n desc@rcarea energiei magnetice

^nmagazinat@ în transformatorul TR pe perioada de blocare a tranzistorului,dioda D2 care nu permite decât alternan]ei pozitive s@ se închid@ prin grilatiristorului T, curentul de comand@ fiind limitat de rezisten]a R2 i în final




rezisten]a R3 care protejeaz@ circuitul de gril@, când dioda D2 este blocat@, deeventuale semnale parazite.

Dispozitivele de tip triac se comand@ în general dup@ aceleai principii,intrarea lor ^n conduc]ie realiz$ndu-se atât cu nivele pozitive cât i negative decurent în gril@.

C

D

GK

AR2R

VBB VBB

C

b).a).

R2R

TUJ

GK

A

Fig. 2.7 Generarea semnalelor de comand@ cu TUJ:a). f@r@ separare galvanic@; b). cu separare galvanic@.

Vsincronizare

Vcomanda

Vdrept.

VLv

t

t

t

t

Fig. 2.8 Principiul realiz@rii comenzii cu sincronizare de faz@.




V1

T1

T

TR R3

R2D2

D1

R1

C

Fig. 2.9 Amplificator de semnal de comand@ cu separare galvanic@.

Utilizarea lor nefiind atât de larg@, limit$ndu-se doar la circuite de curentalternativ, în cadrul variatoarelor de c.a., tratarea acestei probleme se face deobicei sumar, considera]iile prezentate la tiristor r@mânând în general valabile.Cataloagele prev@d nivelele de curent (pozitive sau negative) la care seproduce amorsarea, func]ie de cadranul de func]ionare.

Cea mai utilizat@ schem@ de comand@ a triacului are la baz@ diacul(fig. 2.10), dar se pot utiliza i circuitele de gril@ pentru tiristoare, cu respectareacorespunz@toare a semnului curentului.

V ~Triac

TB6N6C

Rv

R

RL V 110V 220V

Rv[kΩ] 200 350

R [Ω] 100 200

C[µF] 0.1 0.1

DC32

Fig. 2.10 Schema de comand@ a triacului cu diac.




2.2. Circuitul de comand@ al tiristorului cu stingere pe

poart@ (gril@) - GTO

Tiristoarele tip GTO sunt dispozitive complet comandabile, în sensul

c@ modificarea st@rii de conduc]ie (blocat/saturat) este realizabil@ ^n ambelesensuri prin intermediul circuitului de poart@. Deschiderea se ob]ine în modsimilar cu tiristoarele obinuite, prin injectarea unui curent pozitiv în gril@ înraport cu catodul, considera]iile f@cute in paragraful 2.1 r@mânând în

întregime valabile.Blocarea tiristorului tip GTO [12] se realizeaz@ la aplicarea în circuitul

de poart@ (G)-(K) a unui impuls negativ de curent (fig. 2.11) de amplitudineIGRM i durat@ tgq. Principalele componente ale timpului de blocare sunt:

- a). timpul de stocare ts (storage time) care caracterizeaz@ “ iner]ia”dispozitivului în r@spunsul la semnalul de comand@. El se m@soar@ dinmomentul aplic@rii semnalului de blocare pâna când curentul anodic iT scade

la 90% din valoarea sa din starea deschis@;- b). timpul de descretere t f (fall time), definit ca timpul necesar

curentului anodic iT s@ scad@ de la 90% la 10% din valoarea sa ini][email protected] are loc creterea tensiunii anod - catod vD;

- c). timpul de revenire tt (tail time) este durata de timp necesar@pentru sc@derea curentului anodic iT de la 10% la 2% din valoarea sa ini]ial@.

Tiristorul tip GTO are urm@torii parametri specifici procesului deblocare pe poart@:

- a). Curentul anodic maxim controlabil de poart@ ITQM (sau ITAO) (peakcontrollable anode current, peak controllable on-state current) - reprezint@valoarea maxim@ a curentului ^n conduc]ie direct@ care poate fi intrerupt@ fiabil

prin comanda pe gril@. Valoarea acestui parametru se refer@ la o singur@comuta]ie (în regim nerepetitiv) i este specificat@ în catalog pentru T vj =125oC i VD = (2/3)VDRM;

- b). Curentul anodic maxim controlabil de poart@ în regim repetitivITQRM (peak repetitive controllable current) este valoarea maxim@ a curentului

în conduc]ie direct@ care poate fi intrerupt@ fiabil în mod repetitiv (la o anumit@frecven]@ f) prin aplicarea unui semnal negativ adecvat de comand@ pepoart@.



2.2. - Circuitul de comand@ al tiristorului GTO 25

IGRM

0

0

90%10%

90%

diGR/dtQGQ

iGR

ts

2%

t

tt

tf

tgq

iT

t

Fig. 2.11 Curentul prin tiristor i ^n circuitul de comand@ la blocare

Având în vedere faptul c@ la o func]ionare continu@ în regim de comutarepierderile în dispozitiv cresc, ITQRM este de regul@ mult inferior (uneori chiar de

dou@ ori) curentului maxim ITQM;- c). Timpul de blocare tgq (i componentele sale) specificat pentru un

curent anodic egal cu ITQRM, la o temperatur@ a jonc]iunii Tvj =125oC. (Se maiutilizeaz@ nota]iile tdq pentru ts, trq pentru tf i ttq pentru tt);

- d). Sarcina stocat@ QGQ reprezint@ valoarea sarcinii electrice extrasedin circuitul de poart@ în decursul intervalului tgq;

- e). Factorul opera]ional de câtig în curent la blocare Goff

(operational turn-off gain) definit ca raportul dintre curentul anodic controlabilde poart@ în mod repetitiv i amplitudinea curentului de gril@ (în general devaloare 3...10):

off TQRM

GRM

G = II

(2.2.1)

Timpii ts, tf i tt sunt de regul@ men]iona]i pentru valoarea specificat@ a m@rimiiGoff. Odat@ cu creterea frecven]ei de comuta]ie se recomand@ realizareabloc@rii (cât i deschiderea) cu ajutorul unor impulsuri de curent deamplitudine ridicat@. Operarea la valori reduse ale câtigului Goff prezint@avantajul unui timp redus de comuta]ie având ca efect minimizarea pierderilor

în acest regim.




In fig. 2.12 sunt prezenta]i timpul de stocare ts i curentul maxim degril@ func]ie de curentul anodic ITQ;

- f). Factorul maxim de câtig în curent la blocare Goff(max) (peak turn-off gain) definit pentru valoarea minim@ IGRMmin a amplitudinii curentului de gril@care mai poate asigura întreruperea curentului anodic iT (de regul@ iT=ITQRM).Utilizarea tiristorului tip GTO la un asemenea câtig conduce inerent lacreterea timpului de blocare tgq în principal datorit@ creterii componentei destocare ts;

- g). Tensiunea invers@ maxim@ de poart@ VGRM (peak reverse gate

voltage) este valoarea maxim@ a tensiunii negative aplicat@ între poart@ icatod în vederea bloc@rii tiristorului tip GTO. Ea este limitat@ de tensiunea destr@pungere în avalan@ BVGK (în general de ordinul 7...20V);

- h). Rata de cretere a curentului invers de poart@ diGR/dt [A/ms](rate of rise of reverse gate current) reprezint@ viteza de cretere cvasi-liniar@a curentului negativ de gril@ de la valoarea zero la iGR=IGRM. O valoare maimare a acesteia conduce la micorarea intervalului ts i deci a timpului deblocare a dispozitivului. Valorile tipice ale acestei varia]ii sunt cuprinse între1A/ µs si 30A/ µs.

diGR/dt=30A/µs

Tvj=125°C

IGRM [A]

IGRM

ts[µs]

30

25

20

15

10

5

0

600

500

400

300

200

100

500 1000 1500 2000 ITQ [A]

ts

Fig. 2.12 Timpul de stocare i curentul maxim de blocare func]ie de curentul anodic.



2.2. - Circuitul de comand@ al tiristorului GTO 27

In mod similar tiristoarelor obinuite, tiristorul tip GTO prezint@ ocaracteristic@ de poart@ pentru comanda deschiderii (în cadranul I) i o a douacaracteristic@ de poart@ pentru blocare (în cadranul III) limitat@ de aceleaim@rimi (dispersia caracteristicilor, temperatura i puterea disipat@ maxim@ încircuitul de poart@ la blocare PRGM).

Principial structura unui circuit de comand@ în gril@ a tiristorului tipGTO este prezentat@ ^n fig. 2.13. Alimentarea este asigurat@ de o surs@ dubl@de tensiune (+VCC, -VCC) care genereaz@, cu ajutorul tranzistoarelor T1 i T2

(cu func]ionare în contratimp) i rezisten]elor a R11, R12 i R2, curen]ii necesari

comand@rii deschiderii sau bloc@rii dispozitivului. Condensatorul C1 realizeaz@supracreterea curentului de comand@ la deschidere.

O alt@ schem@ de principiu, care utilizeaz@ o singur@ surs@ dealimentare, se compune de asemenea din cele dou@ tranzistoare curezisten]ele aferente, sursa de tensiune negativ@ necesar@ bloc@rii fiindrealizat@ cu ajutorul condensatorului C a c@rui tensiune este limitat@ de diodaZener DZ (fig. 2.14).

Inc@rcarea condensatorului se realizeaz@ la comanda deschiderii(aplicând un impuls de comand@ corespunz@tor pe baza tranzistorului T1),curentul pozitiv de poart@ fiind dat de expresia:

GF CC CE1 c GK

1i (t) = V

-V

-v

(t) -V

R (2.2.2)

comand

on

off

R

R11

R12

R2

T1

T2

C1

GTO

-VCC

+VCC

Fig. 2.13 Schema circuitului de comand@ în gril@ a tiristorului GTOcu dou@ surse de alimentare.




comanda

on

off

R

R2

R1

+VCC

vCE1

vGK

vc(t)C

T1

DZ

GTO

T2

Fig. 2.14 Comanda tiristorului GTO cu o singur@ surs@ de alimentare.

Supracreterea curentului de comand@ la deschidere se realizeaz@implicit pe durata înc@rc@rii condensatorului C.

Când pe circuitul comun de baz@ al tranzistoarelor T1 i T2 se aplic@impulsul de comand@ al bloc@rii tiristorului GTO (care are ca efectdeschiderea lui T2 i blocarea lui T1), se produce desc@rcarea condensatoruluiC pe circuitul de poart@, curentul de desc@rcare comandând astfel comuta]ia.

Condensatorul C se dimensioneaz@ astfel încât sarcina pe care o acumuleaz@la deschiderea tiristorului GTO s@ poat@ produce blocarea:

C >Q

V

I t

V =

I t

G V

GQ

DZ

GRM s

DZ

TQRM s

off DZ

≈ (2.2.3)

Stingerea tiristorului GTO reprezint@ procesul cel mai dificil derealizat din cauza nivelelor de curent în gril@ i a ratei de cretere relativ mariale acestuia la blocare. Din acest motiv este deosebit de important@impedan]a sursei negative de alimentare -VCC i, în general, a circuitului de

stingere. O valoare mic@ a acesteia se realizeaz@ practic prin dispunerea decondensatoare de decuplare în apropierea dispozitivelor implicate încomandarea bloc@rii, scurtarea la minim a conductoarelor de leg@tur@ precumi prin utilizarea unor comutatoare statice (T2) performante (tiristoare rapide,tranzistoare bipolare de comuta]ie sau MOS). In acelai scop, în uneleaplica]ii se înlocuiete rezisten]a R2 cu o inductivitate prin intermediul c@reiase impune panta curentului de blocare.



2.3. - Circuitul de comand@ al tranzistorului bipolar de putere 29

2.3. Circuitul de comand@ al tranzistorului bipolar deputere

Tranzistoarele bipolare sunt dispozitive complet comandabile, carenecesit@ pentru deschidere un curent pozitiv în circuitul baz@-emitor (B)-(E),iar pentru blocare un curent negativ (în cazul dispozitivelor tip NPN, la cele tipPNP semnele curen]ilor fiind inversate). Comanda este deci similar@

(principial) cu cea a tiristorului tip GTO, cu diferen]a c@ men]inerea st@riideschise impune prezen]a permanent@ a comenzii.

De asemenea, trebuie men]ionat faptul c@ tranzistorul bipolar poates@ lucreze deschis în dou@ zone distincte [12]:

- a). Zona de satura]ie - reprezentând deschiderea total@ adispozitivului, caracterizat@ printr-o tensiune VCEsat relativ mic@, de ordinulfrac]iunilor de volt sau vol]ilor;

- b). Zona liniar@ - pentru care exist@ o rela]ie de propor]ionalitate între curentul de baz@ iB i curentul de colector iC:

C FE Bi = h i⋅ (2.3.1)

^n care hFE (common emiter static value of the forward current transfer ratio)reprezint@ factorul de amplificare al tranzistorului în montaj cu emitor comun,dependent de curentul de colector IC, tensiunea colector-emitor VCE i detemperatur@ (fig. 2.15). Valoarea sa minim@ se înregistreaz@ la satura]ie.

In electronica de putere intereseaz@ prima zon@ de func]ionare,având în vedere faptul c@ cea de-a doua se caracterizeaz@ printr-o puteredisipat@ relativ mare pe dispozitiv.

Timpii de comuta]ie corespunz@tori regimurilor tranzitorii dintre st@rileblocat@ i saturat@ se definesc (pentru o sarcin@ rezistiv@) astfel (fig. 2.16):

- a). timpul de întârziere la deschidere td (delay time);

- b). timpul de cretere tr (rise time);- c). timpul de stocare ts (storage time);- d). timpul de descretere tf (fall time);- e). timpul de revenire tt (tail time).Aceste intervale de timp depind de curen]ii de baz@ i colector i de

tensiunea aplicat@ circuitului (fig. 2.17 în care ton=td+tr). In unele cazuricataloagele specific@ timpii de comuta]ie i pentru sarcin@ inductiv@.




80

40

20

1010 1 10 10

VCE

=4V

hFE

-1 2

125

25

-30

o

o

oCTcase

=

BUR52

I [A]c

Fig. 2.15 Varia]ia factorului de amplificare hFE func]ie de curentulde colector i temperatur@ la VCE dat.

Principalele m@rimi electrice ce caracterizeaz@ circuitul de comand@al tranzistorului bipolar, pentru func]ionarea în regim de comuta]ie, sunt:

- a). Tensiunea de satura]ie baz@-emitor VBE(sat) (base-emitersaturation voltage) reprezint@ valoarea c@derii de tensiune rezultat@ ^ntre baz@i emitor la aplicarea curentului de baz@ corespunz@tor IB(sat); aceast@ m@rime

este dependent@ de curentul de colector IC, de factorul de amplificare hFE

capabil s@ realizeze satura]ia i de temperatur@;- b). Tensiunea maxim@ emitor-baz@ VEBO (emitter-base voltage with

collector open), la IC=0, reprezint@ valoarea (maxim@) a tensiunii inverse baz@-emitor aplicabil@ la comanda bloc@rii tranzistorului;

10%

10%

90%

IC IC

ts

IB

VCEVCE

IB

tr td(on)

tt

tf VCE satVCE sat dyn

t

t

-dIB/dt

-IBmax

Fig. 2.16 Timpii de comuta]ie ai tranzistorului bipolar.




- c). Curentul de baz@ IB (base current), furnizat ca valoare maxim@ ide vârf IBM (base peak current), reprezint@ suportabilitatea circuitului decomand@.

Forma de und@ a curentului de baz@ al tranzistorului este foarteimportant@, de aceasta depinzând utilizarea dispozitivului de comuta]ie laparametrii optimi. Astfel, comandarea intr@rii în satura]ie trebuie realizat@ cuun impuls de curent IB1, superior ca nivel (fig. 2.18) celui dictat de factorul deamplificare hFE corespunz@tor regimului sta]ionar (de satura]ie) din cauzacuren]ilor de colector mai mari ^n regim dinamic (datora]i capacit@]ilor din

circuit care se descarc@ prin tranzistor).La blocare, varia]ia curentului de baz@ - diB/dt trebuie men]inut@ ^ntre

anumite limite pentru a p@stra tranzistorul în RBSOA (aria de func]ionaresigur@ la blocare) - fig. 2.19, ^n condi]iile ^n care se dorete simultan realizareaunor timpi de comuta]ie redui. Extragerea rapid@ a sarcinii stocate dincircuitul de comand@ are ca efect anularea prematur@ a curentului din emitor,curentul de colector corespunz@tor sarcinii r@mase în jonc]iunea baz@-colectorfiind astfel nevoit s@ se ^nchid@ prin circuitul de baz@. Acest fenomen are caefect creterea timpului de revenire tt cu implica]ii negative asupra puteriidisipate pe dispozitiv.

Circuitul de comand@ (principial), capabil s@ asigure forma de und@

optim@ conform celor men]ionate, este prezentat în fig. 2.20. Func]ionarea saeste similar@ comenzii ^n gril@ a tiristorului tip GTO, în sensul c@ elementelede comuta]ie static@ T1 i T2 asigur@ polariz@rile corespunz@toare intr@rii înconduc]ie, respectiv bloc@rii tranzistorului comandat, prin intermediulrezisten]elor R11, R12 i condensatorului C1, respectiv R2.

10

8

4

2

1

0.8

0.4

0.2

0.11 2 4 8 10 20 40 100

I [A]C

[µs] h = 10FE

Vcc=100V

Tcase=25 Co

ts

t

t

on

f

BUR52

IB1

>t + td r

-IBmax

iB

-di /dtB

t

Fig. 2.17 Varia]ia timpilor de comuta]ie Fig. 2.18 Forma optim@ de varia]ieai tranzistorului bipolar. a curentului de baz@.




-I Bmax

1

-I Bmax

-I Bmax

2

3

C

CE

I

V

CM

CEX

-I Bmax

1-I Bmax

2-I Bmax

3

0

i

v

comanda

on

off

R

R

R

R2

Fig. 2.19 Aria de func]ionare sigur@ Fig. 2.20 Schema de principiula blocare. a circuitului de comad@ în baz@ a tranzistorului bipolar.

Rezisten]a R2 poate fi înlocuit@, în vederea extragerii cu o varia]ie impus@ -diB/dt a sarcinii stocate în circuitul de comand@ al tranzistorului, cu oinductan]@ L.

Comanda cu o singur@ surs@ de alimentare este din nou similar@ cu

cea prezentat@ la tiristorul tip GTO, o alt@ variant@ constructiv@ fiind ilustrat@ ^n fig. 2.21, în care sursa negativ@ de tensiune se ob]ine ca frac]iune din ceapozitiv@, prelevat@ cu ajutorul unui num@r de n diode (prin c@derea detensiune corespunz@toare polariz@rii în sens direct a acestora) prin rezisten]aR3 i filtrat@ cu ajutorul condensatorului C2.

R

comanda

on

offD D

R

R

R

Fig. 2.21 Schema de comand@ cu o singur@ surs@ de alimentare.




Tranzistoarele bipolare de putere sunt superioare dispozitivelor de tiptiristor din punct de vedere al frecven]ei la care pot realiza comuta]ia (îngeneral de ordinul kilohertzilor). Principalul interval de timp, limitativ în acestsens, este ts. Durata acestuia depinde în mod direct de curentul de baz@injectat în vederea ob]inerii satura]iei. Schemele de comand@ prezentateanterior trebuie s@ asigure acest regim, indiferent de valoarea sarcinii(curentului de colector), evident cu încadrare în limitele de suportabilitate aledispozitivului. Acest fapt are implica]ii negative la curen]i mici de colector,când curentul de comand@ din baz@ este mult prea mare, conducând la o

sarcin@ stocat@ important@ i la un timp de stocare apreciabil. De asemeneanu lipsit@ de importan]@ este puterea cerut@ de comand@, nejustificat de mare,

în cazul în care tranzistorul nu lucreaz@ la curentul maxim de colector.Din acest motiv, în echipamente performante în care se dorete

utilizarea tranzistoarelor de putere la parametrii maximi i la un randamentridicat din punct de vedere al comenzii, se folosesc circuite adaptive. Acestearealizeaz@ dozarea corespunz@toare a curentului de baz@, func]ie de curentulde colector, prin controlul tensiunii colector-emitor func]ie de tensiunea baz@-emitor, men]inându-se tranzistorul la limita regimului de satura]ie (S), în aanumitul regim de cvasisatura]ie (CS), fig. 2.22 [13].

Practic, realizarea acestui obiectiv implic@ dotarea suplimentar@ a

circuitelor de comand@ prezentate cu o re]ea de diode, conform fig. 2.23, dincare rezult@ egalitatea evident@ (pentru tranzistorul comandat i dioda D1 înstare deschis@):

BE F(D2) F(D3) CE F(D1)V + V + V = V + V (2.3.2)

1 2 3 4 5 6 7 V [V]CE

I c[A]

80

70

60

50

4030

20

10

0

S

CS

I

IB off D4

VBE

VCET

IC

ID1

IBD3D2

D1

Fig. 2.22 Regimurile de satura]ie (S) Fig. 2.23 Circuit de prevenire ai cvasisatura]ie (CS) la tranzistorul bipolar. suprasatura]iei cu diode.




Luând în considerare un tranzistor de 50A, cu VBE=1,2V la un curentde baz@ IB=6A, iar c@derea de tensiune pe o diod@ în conduc]ie VF≅0,7V,rezult@:

CE BE F(D2) F(D3) F(D1)V = V + V + V - V 1 9V≈ , (2.3.3)

Cu alte cuvinte, cu ajutorul diodei D1 se preia în circuitul de colectorsurplusul curentului de baz@, men]inându-se tensiunea colector-emitor lavaloarea tensiuni baz@-emitor plus c@derea de tensiune pe o diod@ în

conduc]ie. Dioda D4 asigur@ calea curentului negativ necesar [email protected]]ia acestui circuit nu este standard, ea putând fi modificat@

func]ie de cazul concret (parametrii tranzistorului i ai diodelor utilizate), prinad@ugarea sau scoaterea din montaj a unor diode (în special în serie cubaza).

Sunt prezentate grafic în fig. 2.24 i fig. 2.25 câteva aspectecomparative legate de utilizarea circuitelor de prevenire a suprasatur@riitranzistoarelor bipolare.

Dimensionarea montajului de prevenire a suprasatura]iei serealizeaz@ pe baza urm@toarelor considerente:

- a). Dioda D1 trebuie s@ fie capabil@ s@ suporte tensiunile inverse aletranzistorului comandat i s@ dispun@ de timpi de comuta]ie redui (t rr<200ns), în caz contrar str@pungerea sau întârzierea sa la blocare putând cauzadistrugeri importante. De asemenea D1 trebuie s@ poat@ suporta curentulmaxim de comand@ al tranzistorului (dac@ este utilizat@ schema principial@ dedeviere), având în vedere faptul c@, la func]ionarea în gol, curentul de baz@este foarte redus;

0

D60T, 25 C

I = 6A

o

5

4

3

2

1

t s[µs]

I [A]C10 20 30 40 50

saturat

cvasisaturat (o dioda)

cvasisaturat (doua

diode)

I = 6AB off

Fig. 2.24 Timpul de stocare pentru diverse configura]ii ale comenzii.




- b). D2 i D3 suport@ în stare blocat@ doar c@derea de tensiune însens direct a diodei D4, dac@ aceasta exist@ sau, cel mult, tensiunea invers@aplicat@ la blocarea tranzistorului (5...10)V. Ele pot fi diode normale deoareceun timp de comuta]ie mai mare ajut@ la trecerea curentului negativ de [email protected] în curent a diodelor trebuie s@ fie IBM;

- c). D4 asigur@ procesul de blocare. Tensiunea invers@ este mic@(având în antiparalel diodele D2 i D3), iar curentul ce o traverseaz@ este descurt@ durat@ (practic ts).

Schema principial@ prezentat@ în fig. 2.23, care poate fi utilizat@ i ca

atare, nu realizeaz@ dozarea puterii absorbite în comand@ ci doar devierea dinbaz@ a curentului suplimentar (curentul total I furnizat fiind constant), conformfig. 2.26.

In fig. 2.27 este prezentat@ o variant@ de circuit de comand@ în caredozarea curentului de baz@ este realizat@ cu ajutorul tranzistorului T1. Roluluneia din diode (D2 sau D3, fig. 2.23) este preluat de jonc]iunea baz@-emitor aacestui tranzistor, dioda D4 nefiind necesar@, deoarece T2 ac]ioneaz@ lablocare direct. Curentul deviat de aceast@ dat@ prin D1 este de hFE(T1) ori maimic decât în schema de principiu, de la sursa de alimentare a comenzii fiindpreluat practic numai curentul necesar în baz@.

O posibil@ configura]ie a unui circuit de comand@ cu controlul satura]iei

este prezentat@ în fig. 2.28, cu urm@toarele func]iuni:- separarea galvanic@ a comenzii prin optocuplor;- men]inerea tranzistorului de putere în regimul de cvasisatura]ie în

vederea reducerii timpilor de comuta]ie la blocare i a puterii necesare încomand@.

50

40

30

20

10

00.5 1.0 1.5 2.0

Ic

[A]

V [V]CE

saturat

cvasisaturat

D60T, 25 C

I = 6A

o

0

D60T, 25 Co

5

4

3

2

1

I [A]C10 20 30 40 50

6

[A]

I

I

D1

B

Fig. 2.25 Curentul i tensiunea pe tranzistor Fig. 2.26 Dozarea curentului de baz@la satura]ie i cvasisatura]ie. prin devierea curentului suplimentar.




comanda

on

off

R

D

D

R

R

R

Fig. 2.27 Prevenirea suprasatura]iei prin intermediul tranzistorului de comand@ T1.

Limitarea curentul injectat ^n baza tranzistorului comandat QBJT se face prindevierea unei p@r]i a curentului cu ajutorul diodei D1 ^ntr-un etaj superior dincircuitul de comand@, atunci c$nd tensiunea corespuz@toare jonc]iunii colector-emitor (VCE) scade sub valoarea determinat@ de ^nsumarea c@derilor detensiune pe jonc]iunile nseriate n baza tranzistorului QBJT;

4

1

2

3

5

8

7

11

13

16

1210

014

15

pin1

pin2

pin6

200

300

101

R1

39k

R2

1k

R3

2.7k

R5

3.3k

R7150

R810

C1

0.22

D11N4148

R4

1.8k

R106.2

C20.1

R11

10

R9

270

D2

Xopto

Q1

Q2

Q3

Q4

QBJTRd

100

V4

V1

V2

+12V

V3+12V

-5V

R6

2.7k

+12V

SW

Rs4

Fig. 2.28 Circuit de comand@ cu elemente discrete.




- blocarea cu tensiune negativ@ i limitarea rezistiv@ a pantei curentuluide blocare.

Fiierul care descrie circuitul din fig. 2.28, destinat simul@rii numericeSPICE este prezentat ^n Aplica]ia 5, iar ^n continuare sunt redate principaleleforme de und@ rezultate: cu dioda D1 conectat@ - fig. 2.29, cu dioda D1neconectat@ în circuit - fig. 2.30.

Analizând comparativ rezultatele prezentate, sunt evidenteperforman]ele superioare din punct de vedere al reducerii timpului de stocare ial puterii mai mici în comand@ (curent de baz@ mic) atunci când este folosit

circuitul de men]inere în regimul de cvasisatura]ie (dioda D1 conectat@).Avantajele introduse de circuitele de prevenire a suprasatura]iei sunt

înso]ite i de un dezavantaj, uneori major: creterea tensiunii colector-emitor,VCE, în regim de cvasisatura]ie conduce la creterea puterii disipate petranzistor, astfel încât configura]ia optim@ a circuitului de comand@ trebuiealeas@ func]ie de aplica]ie.

Leg@tura de propor]ionalitate între tensiunea VCE i curentul decolector IC (fig. 2.31) este utilizat@ în unele circuite de comand@ în baz@ laimplementarea protec]iei la suprasarcin@.

Circuitul din fig. 2.32 supraveghez@ tensiunea VCE (pe durataconduc]iei) i inhib@ comanda când aceasta dep@ete o anumit@ valoare.

Fig. 2. 29 Formele de und@ cu dioda D1 conectat@.




Fig. 2.30 Formele de und@ cu dioda D1 neconectat@.

Dioda D5 are rolul de a separa acest circuit pe durata st@rii blocate a

tranzistorului.De asemenea, la implementarea acestei protec]ii trebuie s@ se ]in@

seama i de timpii de deschidere ai tranzistorului, impunându-se o întârzierecorespuz@toare a momentului declan@rii supravegherii, pentru a nu bloca înmod eronat comanda.

10 1 10 10-1 2

BUR52

I [A]c

0

0.5

1

1.5

VCE(sat) [V]

h =10FE

125

25

-30

o

o

o

CC

C

C

+V

-V

T

T

T1

2

R11

R12 C1

CC

R2

comanda

R

D2

D1

on

off

D3

D5

Rp

c-d@ blocare,

m@sur@ VCE,

^ntârziere.

BLOC PROTEC[IE

CC

Fig. 2.31 Dependen]a dintre tensiunea Fig. 2.32 Circuit de protec]ie la




colector-emitor i curentul de colector. suprasarcin@.

T

T

D

D

B

C

E

1

2

1

2

Fig. 2.33 Tranzistoare ^n conexiune Darlington.

Cele dou@ func]iuni (prevenirea suprasatura]iei i protec]ia) suntastfel combinate într-un circuit comun de comand@.

Electronica de putere utilizeaz@ în mod frecvent cascadarea a dou@tranzistoare în aa-numita conexiune Darlington, în special la puteri mari, cuscopul micor@rii curentului de comand@ (fig. 2.33). Aceste montaje se potexecuta de c@tre utilizator cu dispozitive distincte, dar se i ^ncapsuleaz@ laproduc@torii de componente, ^ntr-o singur@ unitate. Factorul de amplificare deansamblu, β, este în acest caz:

β = h h + h + h h hFE(T1) FE(T2) FE(T1) FE(T2) FE(T1) FE(T2)≈ (2.3.4)

Dioda D2 sprijin@ blocarea ansamblului, curentul negativ fiind extras simultandin ambele circuite de baz@, iar dioda D1 protejeaz@ la polarizare invers@.

Cascadarea poate utiliza i trei tranzistoare, precum i dispunereaunor rezisten]e în paralel cu circuitele baz@-emitor ale unit@]ilor, în vedereacreterii amplific@rii β, respectiv sc@derii timpilor de comuta]ie. In acestecondi]ii rela]ia (2.3.4) trebuie corectat@ corespunz@tor cazului concret.

Se impune men]ionat faptul c@, în aceast@ conexiune, tranzistorul T2

func]ioneaz@ implicit în regim de cvasisatura]ie, tensiunea VCE(T2) fiind dat@ derela]ia:

CE(T2) CE(T1) BE(T2)V = V + V (2.3.5)

Pentru micorarea timpilor de comuta]ie (mai mari decât latranzistoarele individuale) se practic@, i în acest caz, prevenireasuprasatura]iei (pentru T1), circuitul aferent fiind similar. De asemenea sepoate introduce protec]ia la suprasarcin@ prin m@surarea tensiunii VCE(T2).




2.4. Circuite de comand@ pentru tranzistoare tip MOS iIGBT

Tranzistoarele MOS sunt dispozitive complet comandabile,deschiderea realiz$ndu-se cu un nivel pozitiv de tensiune VGS între grila (G) isursa (S) cu condi]ia VGS > VGS(th) (gate-source threshold voltage), iar pentru

blocare un nivel ≤ 0 (pentru tranzistoarele cu canal N, cele cu canal P avândnivelele inversate ca semn). In mod similar tranzistorului bipolar, se înregistreaz@ i în acest caz dou@ zone distincte de func]ionare în staredeschis@:

- a). Zona de satura]ie, reprezentând deschiderea maxim@,caracterizat@ printr-o rezisten]@ dren@ - surs@ rDS(on) relativ mic@ (de ordinulohmilor la elemente de mic@ putere, respectiv frac]iuni de ohm la elemente demedie i mare putere). M@rimea este dependent@ de tensiunea VGS (îngeneral în jurul valorii de 10V) i de temperatur@, fiind definit@ de rela]ia:

DS(on)DS

D

r =V (on)

I(2.4.1)

- b). Zona liniar@, în care se înregistreaz@ o dependen]@ de direct@propor]ionalitate între nivelele tensiunii de comand@ VGS i curentul de dren@ID, conform rela]iei:

fs

D

GS

g =I

V(2.4.2)

în care gfs reprezint@ factorul de amplificare.Din considerente similare, exprimate la tranzistorul bipolar, în

electronica de putere se utilizeaz@ (evident, al@turi de starea blocat@) primazon@ de func]ionare.

Imaginea de ansamblu a leg@turii dintre intrare (VGS) i ieire (ID) estefurnizat@ în cataloagele firmelor produc@toare printr-o reprezentare grafic@(fig. 2.34) având ca parametri tensiunea VDS i temperatura.

Importante la acest dispozitiv, în special pentru circuitele de comand@ îngril@, sunt capacit@]ile pe care tranzistorul MOS le prezint@ între terminale icare sunt dependente de tensiunea VDS (fig. 2.35).



2.4. - Circuite de comand@ pentru tranzistoare MOS i IGBT 41

In acest sens se definesc:- Cgd capacitatea gril@-dren@;- Cgs capacitatea gril@- surs@;- Cds capacitatea dren@-surs@;- Ciss = Cgd+Cgs (capacitatea de intrare);- Coss = Cgd+Cds (capacitatea de ieire);- Crss = Cgd (capacitatea de transfer).

0 2 4 6 8 10 [V]

VGS

20

40

60

80

100

[A]

IDS

V =10VDS

T = j

-55 C 25 C

100 C

oo

o

MTE60N20

Fig. 2.34 Caracteristica de transfer a tranzistorului MOS.

0 10 20 30 40 50 [V]V

DS

MTE60N20

800

600

400

200

[pF]T = 25 C

f = 1 MHz

V = 0

j

GS

o

C

C

C

iss

oss

rss

Fig. 2.35 Capacit@]ile tranzistorului MOS.




Fig. 2.36 Comuta]ia tranzistorului MOS.

Având prezentate aceste prime elemente poate fi analizat fenomenul de

comuta]ie a tranzistorului MOS cu ajutorul circuitului prezentat ^n Aplica]ia 7pentru simularea numeric@ ^n Spice. Formele de und@ ob]inute se reg@sesc ^nfig. 2.36. Se definesc timpii corespunz@tori [15]:

- a). Timpul de întârziere la deschidere td(on) (turn-on delay time), încare circuitul de comand@ ^ncarc@ capacitatea echivalent@ Ciss la tensiuneaVGS(th). La sfâritul acestui interval tranzistorul îi manifest@ tendin]a dedeschidere;

- b). Timpul de cretere tr (rise time), în care capacitatea Ciss este înc@rcat@ la tensiunea corespunz@toare satura]iei VGS(on), Coss se descarc@ dela tensiunea VDS=VDD (corespunz@toare st@rii blocate) la VDS=VDS(on) (în staresaturat@), iar curentul ID atinge valoarea sa maxim@. Datorit@ sc@derii tensiunii

VDS are loc (fig. 2.35) modificarea (creterea) capacit@]ilor dintre terminale, cuinfluen]e atât în forma tensiunii de comand@ VGS cât i a varia]iei curentului ID;- c). Timpul de întârziere la blocare td(off) (turn-off delay time)

corespunde desc@rc@rii capacit@]ii Ciss de c@tre circuitul de comand@ lavaloarea VGS(th);




- d). Timpul de descretere tf (fall time) în care tensiunea VDS cretec@tre valoarea VDD, producând modificarea corespunz@toare a capacit@]ilortranzistorului. Coss se încarc@ la sfâritul acestui interval la tensiunea VDD.

Proiectarea circuitelor de comand@ pentru tranzistoare MOS trebuies@ ]in@ seama de urm@toarele considera]ii:

a). Pragul de tensiune definit de VGS(th) variaz@ cu temperatura jonc]iunii (fig. 2.37); important@ este în primul rând valoarea sa minim@ (latemperatura maxim@) care nu trebuie dep@it@ de circuitul de comand@ încazul în care se dorete men]inerea st@rii blocate. Din acest motiv, ca i

pentru reducerea timpilor de comuta]ie i evitarea unor comenzi false prinintermediul capacit@]ii Cgd (la creterea rapid@ a tensiunii VDS în regimultranzitoriu de blocare) se practic@ i varianta aliment@rii circuitului gril@-surs@cu tensiune negativ@. Valoarea maxim@ a m@rimii VGS(th) trebuie dep@it@pentru asigurarea func]ion@rii la satura]ie i ob]inerea în consecin]@ a uneirezisten]e RDS(on) mici (fig. 2.38);

- b). Tensiunea de comand@ VGS nu poate dep@i valorile maxim@ iminim@ (negativ@) precizate de c@tre produc@tor. In cazul în care aceste valoripot s@ apar@ ele vor trebui s@ fie limitate, în general cu ajutorul unor diodeZener;

- c). Impedan]a sursei care genereaz@ impulsul de comand@ trebuie

s@ fie redus@ pentru a putea înc@rca rapid capacit@]ile proprii aletranzistorului.

150125100755025-25 0-50

VGS = VGS

ID = 1mA

TJ [ C]

VGS(th)

1.2

1.1

1.0

0.9

0.8

0.7

Fig. 2.37 Varia]ia tensiunii de amorsare cu temperatura jonc]iunii gril@-surs@.




ID [A]2016128.04.00

r DS(on)[Ω]

1.0

0.8

0.6

0.4

0.2

0

VGS=10V

TJ=-55OC

TJ=25 C

TJ=100 C

Fig. 2.38 Varia]ia rezisten]ei rDS func]ie de curentul de dren@pentru tranzistorul MTM8N40.

In aceeai ordine de idei, timpii de comuta]ie pot fi controla]i i prin înserierea în circuitul gril@-surs@ a unei rezisten]e (în general între 10...50Ω).

Pe baza acestor considera]ii sunt prezentate în continuare variantede circuite de comand@ pentru tranzistoare MOS, cu elemente de circuit

particularizate.Un circuit de comand@ pentru tranzistoare MOS, av$nd ca elementeprincipale dou@ tranzistoare bipolare ce lucreaz@ ^n contratimp, este prezentat

^n fig. 2.39. Deschiderea tranzistorului este ini]iat@ ^n timpul tranzi]iei pozitivea semnalului Vin. Amorsarea tranzistorului se face cu impuls “ tare” , generatde circuitul RC din gril@, care furnizeaz@ i tensiune negativ@ pentru stingerearapid@ a acestuia.

T

R

T2

T1 C1

R2R1

470220

+15V

Vin

+V

Fig. 2.39 Circuit de comand@ cu tranzistoare bipolare.




T

T1

470

181:1Vout

+V

+15V

Fig. 2.40 Circuit de comand@ cu izolare galvanic@prin transformator de impulsuri.

Pentru circuitul de comanda prezentat ^n fig. 2.40, se remarc@dezavantajele ce ^nso]esc utilizarea transformatorului la semnale de comand@

cu factor de umplere mai mare de 33% sau la l@]ime de puls mic@. In primulcaz se produce saturarea miezului, cu apari]ia v$rfurilor de curent ^n primar. Incea de-a doua situa]ie, inductivitatea transformatorului nu permite curentuluide magnetizare Im s@ creasc@ destul de rapid, astfel ca nivelul energieiacumulate s@ fie suficient i pentru stingerea tranzistorului MOS.

Varianta prezentat@ ^n fig. 2.41 este cea mai utilizat@ ^n comandatranzistoarelor MOS. Semnalul de comand@ este trimis prin optocuplor il@]imea pulsului nu mai este limitat@ nici superior nici inferior. Int$rzierile careapar ^n comand@ ^ns@ - cauzate de timpul relativ mare de deschidere alfototranzistorului datorit@ impedan]ei de sarcin@ mici a acestuia - introduclimitare ^n frecven]a de lucru a tranzistorului MOS.

Circuitul din fig. 2.42 exemplific@ interfa]area cu circuite integrateCMOS. Datorit@ capabilit@]ii ^n curent mici a unui inversor CMOS, pentru areduce timpii de comuta]ie, se recomand@ conectarea ^n paralel a mai multorastfel de celule (^n num@r de 6 ^ntr-o capsul@). Rezisten]a R1 este folosit@pentru a echilibra capabilitatea n curent la amorsarea tranzistorului.




TT2

T1T3

1003.3k

240

750

750

15k

Vout

+V

Vcc

Vin

Fig. 2.41 Separare galvanic@ cu optocuplor ^n comanda tranzistorului MOS.

R1

T

+V

200

+10V

Vin

Fig. 2.42 Circuit de comand@ cu inversoare CMOS.

Pentru a ob]ine o mai mare vitez@ ^n comand@, au fost proiectatecircuite integrate specializate.

Unul dintre acestea este MC1472 (fig. 2.43) - care con]ine ^ntr-ocapsul@ dou@ circuite de comand@ dedicate interfa]@rii logicii MOS cuelemente ce absorb un curent mare (relee, l@mpi, imprimante matriciale).




T1

R1

TMC1472

25+V

+15V+5V

Fig. 2.43 Circuit de comand@ cu integratul specializat MC1472.

Cum fiecare dintre cei doi tranzistori din etajul de ieire al integratuluipoate absorbi un curent de 300mA, timpul de blocare al tranzistorului esterelativ redus.

Rezisten]a de “ pull-up” este dimensionat@ la o valoare minim@,astfel c@, pentru 25Ω la o surs@ de alimentare de 15V, se atinge capabilitatea

^n curent a ambelor tranzistoare de ieire ale circuitului de comand@.

Inc@rcarea capacit@]ilor parazite ale tranzistorului MOS se face la curentmare, deci intrarea lui ^n conduc]ie are loc rapid.Circuitul integrat IR2110 este destinat comenzii a dou@ tranzistoare

MOS (sau IGBT) "JOS", "SUS", dintre care unul ("SUS") are sursa flotant@(max. 500V) în raport cu sursa de alimentare [16]. Schema bloc intern@ acircuitului, diagramele semnalelor de intrare/ieire i aplica]ia tipic@ suntprezentate în fig. 2.44 - 2.46 [16].

Circuitul "traduce" st@rile logice ale intr@rilor în semnale de comand@corespunz@toare (fig. 2.45). Ieirea "JOS" ("LO") se raporteaz@ la masa surseide alimentare Vcc, iar ieirea "SUS" ("HO") se raporteaz@ la masa (flotant@) asursei de alimentare VBS. Ieirile "LO" i "HO" sunt în faz@ cu intr@rile logice

"HIN" respectiv "LIN" (trigger Schmitt, compatibile CMOS i LSTTL), având ocapabilitate în curent de puls de minim 2A.Ambele ieiri sunt aduse la zero printr-un nivel logic "1" aplicat intr@rii

SD, p@strându-i starea pân@ la o nou@ reactivare a intr@rilor. In cazul în caretensiunile Vcc i VBS sunt mai mici decât valorile limit@ minim@ admisibil@ (setatedin construc]ia circuitului integrat), ieirile sunt din nou aduse la zero,

înl@turându-se astfel posibilitatea furniz@rii unei comenzi incerte. Circuitulaccept@ o tensiune de offset între VSS i COM de ±5V.




Fig. 2.44 IR2110 - schema bloc intern@.

HINLIN

SD

HO

LO

Fig. 2.45 IR2110 - diagramele semnalelor de intrare/ieire.

Func]ionarea circuitului poate fi urm@rit@ pe baza fig. 2.46. Sursa dealimentare flotant@ se "formeaz@" din cea fix@, Vcc (10...20V), cu ajutorul unei

diode rapide D i al unui condensator C, a c@rui înc@rcare se produce atuncicând tranzistorul "JOS" este deschis.Dioda D trebuie s@ suporte tensiunea HV de alimentare a etajului de

putere; o valoare de 0,1µF pentru condensatorul C este în general suficient@pentru aplica]ii cu o frecven]@ de comuta]ie mai mare de 5kHz. Sursa Vcc estedecuplat@ cu ajutorul unui condensator C' (0,1µF ceramic în paralel cu 1µFtantal).




VDD

CONTROL

Vcc

Hv

D

C

C'

IR211

0

9

10

11

12

13

7

6

5

3

2

1

Fig. 2.46 IR2110 - Schema de aplica]ie tipic@.

Tranzistoarele IGBT (Insulated Gate Bipolar Tranzistors) ^mbin@calit@]ile tranzistoarelor MOS din punct de vedere al comenzii - impedan]a deintrare (de gril@) mare, deci putere necesar@ ^n comand@ mic@ i timpi decomuta]ie mici (<1µs), cu cele ale tranzistoarelor bipolare pe partea de for]@ -tensiuni de satura]ie mici, capabilit@]i superioare ^n tensiune (peste 2kV) icurent (sute de amperi). Se utilizeaz@ ^n aplica]ii de medie frecven]@ (10-50kHz).

Circuilete de comand@ ale tranzistoarelor IGBT sunt similare cu celeale tranzistoarelor MOS. In cele ce urmeaz@ se va exemplifica modul decomand@ al tranzistoarelor IGBT utiliz$nd circuitul specializat IR2110 (fig.2.47). Acesta asigur@ i tensiune negativ@ de blocare pentru tranzistoarele IGBTT1 i T2, ^n vederea evit@rii amors@rilor accidentale. Tensiunea negativ@ seob]ine direct pentru sursa fix@ i indirect, printr-o diod@ stabilizatoare i orezisten]@ R, pentru sursa flotant@. Valoarea acestei rezisten]e este dependent@de tensiunea de alimentare HV. Astfel pentru o tensiune HV=311V a fostdeterminat@ experimental R=47kΩ. Puterea acestei rezisten]e depinde de

frecven]a de lucru i de factorul de umplere al semnalului de comand@. In cazulsus men]ionat o putere de 2W este acoperitoare.

Intr@rile de comand@ sunt activate de un circuit logic de generare aimpulsurilor i de protec]ie. Acesta trebuie s@ asigure evitarea comenzilorsimultane ale celor dou@ tranzistoare, implementarea timpului mort, protec]ia lasupracurent etc.




IR2110

9

+12V

+12V

100µF

HIN10

11

12

SD

LIN

13

-5V100nF

V DD

V B

HO

HIN

SD

LIN

VSS

VS

VCC

LO

COM

1µF

100nFDZ4V7

R

100nF

-5V

T1

T2

+HV

6

7

5

3

1

2

BA159

Sarcina

Fig. 2.47 Comanda tranzistoarelor IGBT cu circuitul IR2110.



2.5. Aplica]ii

1. S@ se proiecteze circuitul de comand@ în gril@ pentru un tiristor de tipT63N, a c@rui caracteristic@ vG=f(iG) este prezentat@ în fig. 2.1. Se impune caamorsarea s@ fie realizat@ indiferent de temperatura virtual@ a jonc]iunii Tvj alec@rei valori pot fi cuprinse, conform datelor de catalog [2], în intervalul (-40 ...+150)oC.

Solu]ie:Configura]ia (principial@) a circuitului de comand@, precum i rezolvarea pe calegrafic@ a problemei sunt prezentate în fig. 2.48.

Conform datelor din enun], amorsarea trebuie s@ se produc@ indiferent detemperatura virtual@ a jonc]iunii (în limitele impuse de catalog) i, evident,pentru orice dispozitiv din serie. In acest sens locul geometric al tuturorperechilor posibile de valori (vG, iG) trebuie s@ se g@seasc@ în interiorul ariei deamorsare sigur@ (AS), limitat@ de nivelele maxime ale puterii disipate pe gril@PGM (Tab. 2.1), func]ie de durata impulsului.



2.5. - Aplica]ii 51

Rg

T

vgE

+

-

0.01 0.1 1 10 100

0.1

1

10

20

ab

cd

IG [A]

VG

[V]

AS

E=10V; Rg=10

Fig. 2.48 Schema circuitului de comand@ i determinarea pe calegrafic@ a parametrilor acestuia.

Din configura]ia circuitului (fig. 2.48) se poate scrie rela]ia evident@:

E = i R + vG G G (2.5.1)

Transpus@ în planul (vG, iG) aceast@ ecua]ie reprezint@ o dreapt@, numit@dreapta de sarcin@, care este deformat@ de sc@rile logaritmice ale axelor.Aceast@ dreapt@ trebuie s@ treac@ prin (AS). Proiectarea este iterativ@ deoarecetrasarea unei drepte într-un plan cu axe logaritmice nu este atât de [email protected] se alege tensiunea E pentru iG=0 i, evident, vG=E; fie aceast@ tensiuneE=10V. Punctul de intersec]ie cu axa iG se alege cu condi]ia vG=0; fie iG=1A, dincare rezult@ RG=10Ω. Se dau apoi diverse valori tensiunii vG, calculându-securentul iG corespunz@tor din (2.5.1). In final se unesc punctele (vG, iG) astfelob]inute i se traseaz@ dreapta de sarcin@ (fig. 2.48). In cazul în care aceastanu trece în totalitate prin (AS) se modific@ unul din parametrii ini]iali (E sau RG).Dac@ alimentarea circuitului de gril@ se realizeaz@ în impulsuri, dreapta de

sarcin@ poate s@ treac@ în vecin@tatea limit@rilor impuse de catalog, f@r@ îns@ ale dep@i.

2. S@ se proiecteze circuitul de comand@ al unui tiristor în diagonal@ depunte, realizat cu ajutorul unui tranzistor unijonc]iune tip ROS11C, în montaj deoscilator sincronizat, destinat modific@rii unghiului de comand@ în intervalulπ/10...π, corespunz@tor unei frecven]e f = 50Hz




Datele de catalog ale tranzistorului unijonc]iune sunt [8]: Ip=2mA,

Iv=8mA, VEB1sat=5V, ηmed=0,7, VB2B1max=35V.Schema de principiu este prezentat@ în fig. 2.49.

Solu]ie:Proiectarea circuitului de comand@ presupune dimensionarea rezisten]elor R(valoarea minim@ i maxim@ conform limitelor de reglaj pentru unghiul decomand@) i R3, la alegerea valorii condensatorului C=0,22µF (recomandat a se

încadra în gama 10nF...10µF) i a tensiunii de alimentare V=15V (ob]inut@ cu

ajutorul diodei PL15Z).Func]ionarea circuitului este ilustrat@ în fig. 2.50.Valoarea minim@ a rezisten]ei R (Rmin) se determin@ astfel încât

condensatorul C s@ se poat@ înc@rca la tensiunea de basculare Vc atranzistorului TUJ (definit@ de raportul intrinsec furnizat de catalog, η=0,7):

cV = Vη (2.5.2)

în timpul tmin corespunz@tor unghiului minim de comand@ (π/10):

mint =T

2 10 =

20 10

20 = 1ms

-3

⋅⋅

(2.5.3)

în care T=20ms reprezint@ perioada corespunz@toare frecven]ei industriale de50Hz.

C

RR

R

RDZ

PT

TUJ

R

1

2

3

L

150Ω

22Ω

20k

1PM4

220V

~

0,22µ

PL15Z

ROS11C

V1

V2

V3

V4

Fig. 2.49 Schema de comand@ cu TUJ a unui tiristor ^n diagonal@ de punte.



2.5. - Aplica]ii 53

In aceste condi]ii Rmin se calculeaz@ din rela]ia:

minmin

ln , ln,

,R =t

C1

1 -

=10

0 22 101

1 - 0 7

= 3 78k -3

-6⋅ ⋅η

Ω (2.5.4)

In mod similar se determin@:

max

, ln,

,R =10 10

0 22 10 11 - 0 7

= 37 8k -3

-6

⋅

⋅ ⋅Ω (2.5.5)

Func]ionarea în bune condi]iuni a oscilatorului impune îndeplinireainegalit@]ilor:

t

t

t

t

V 1

V 2

V 3

1 1V

V p

1 0 m s

V 4

2 2 0 √ 2 V

0

0

0

0

α

Fig. 2.50 Formele de und@ ^n circuitul de comand@.




min

max

,

,,

R >V - V

I =

15 - 5

8 10 = 1 25k

R <V(1 - )

I =

15(1 - 0 7)

2 10 = 2 25M

EB1sat

V-3

p-6

⋅

⋅

Ω

Ωη

(2.5.6)

Rezisten]a R3 asigur@ polarizarea diodei Zener, limitând curentul de

lucru al acesteia la o valoare (aleas@ din caracteristicile de catalog) IZmax=15mA,suficient@ pentru a realiza stabilizarea tensiunii V pe de-o parte i a nu disipa oputere mare pe rezisten]@:

31

Zmax-3

R =u - V

I =

220 2 - 15

15 10 20k

max

⋅ ≈ Ω (2.5.7)

Puterea disipat@ pe rezisten]a R3 rezult@ din:

R31ef

2

3

2

3P =

(u - V)

R

=(220 - 15)

22 10

= 1 9W

⋅

, (2.5.8)

Aceast@ valoare reprezint@ un maxim deoarece este calculat@ în condi]iile încare unghiul de comand@ este α=π (tiristorul practic nu intr@ în conduc]ie).Pentru α < π, în momentul deschiderii tiristorului, circuitul de comand@ estescurtcircuitat (zona haurat@ din fig. 2.50), având ca efect sc@derea puteriidisipate pe R3.

Rezisten]ele R1=150Ω i R2=22Ω s-au ales func]ie de recomand@riledate de catalog:

1BB

2

R =0 4 R

V

=0 4 3300

0 8 11

= 150

R = 15...60

, ,

,

⋅

⋅

⋅

⋅η

Ω

Ω

(2.5.9)

3. S@ se proiecteze un circuit de comand@ pentru un redresor monofazatbialternan]@, realizat pe baza circuitului integrat βAA145. Vor fi luate în



2.5. - Aplica]ii 55

considerare variantele f@r@ i cu separare galvanic@ prin transformator deimpuls, cu monoimpuls i cu tren de impulsuri.

Solu]ie:Schema de aplica]ie tipic@ a unui circuit de comand@ cu sincronizare de faz@(conform principiului prezentat în fig. 2.8) realizat cu circuitul integrat βAA145,recomandat@ de catalog [9], este ilustratat@ în fig. 2.51. Func]iunile acestuicircuit sunt:

- generarea impulsurilor de comand@ pentru tiristoare, sincronizate cu

alternan]ele pozitiv@ i negativ@ (pinul 14, respectiv 10 - ieiri cu colector în golcu capacitate maxim admisibil@ în curent de 100mA), prin intermediul intr@rii desincronizare (pinul 9 - la un curent maxim admisibil de intrare de ± 20mA);

1 2 3 4 5 6 7 8

16 15 14 13 12 11 10 9

β AA145

R1R2

R3

R4

R51 R52

47nF

100µF390

+15V

R61R621.5k

-15V

-15V

+15V

sincr.

100n

C1

C2

Fig. 2.51 Schema de aplica]ie tipic@ a circuitului integrat βAA145.

tp 6

4.5

3

1.5

0

40 80 120 160 200

R6 [kΩ]

[ms] V8=4V

Fig. 2.52 Durata tp a impulsului de comand@ func]ie de rezisten]a R6.




160

120

80

40

020 60 100 140

ααααh[°]

R5 [kΩ ]

Fig. 2.53 Unghiul minim de conduc]ie func]ie de rezisten]a R5.

- reglarea duratei tp a impulsurilor de comand@, prin valoarearezistorului R6 (R61+R62) - fig. 2.52;

- reglarea unghiului minim de conduc]ie αh, func]ie de valoarearezistorului R5 (R51+R52) - fig. 2.53;

- definirea unghiul de comand@ prin poten]ialul aplicat pe pinul 8(fig. 2.54);

- blocarea impulsurilor de comand@ prin intermediul pinului 6, laconectarea acestuia la sursa de alimentare pozitiv@ (+15V);

- sincronizarea mai multor circuite integrate (de ex. la redresoaretrifazate), prin conectarea pinilor 16, facilitând posibilitatea comand@riisimultane, în condi]ii identice, cu un acelai poten]ial aplicat pinului 8.

0 2 4 6 8

200

150

100

50

V8 [V]

[°]

αh = 0

tp=0.5ms

αααα

Fig. 2.54 Unghiul de comand@ func]ie de poten]ialul pinului 8.



2.5. - Aplica]ii 57

TUJ

A

KG

R4

R5

R3

C

VBB

R1

10

14

β AA145

+15V

Fig. 2.55 Generarea trenurilor de impulsuri cu TUJ.

Dimensionarea divizorului R1, R3 are la baz@ recomand@rile catalogului:curentul de sincronizare s@ fie cuprins între 0,4...0,7mA i R3 >> 22R1. Neglijândastfel R3, pentru o tensiune de sincronizare de 220Vef, R1=470kΩ i R3=2MΩ;dac@ se impune utilizarea unui transformator pentru separarea galvanic@, încazul în care acesta este coborâtor de tensiune, divizorul trebuie recalculatconform celor afirmate.

Rezisten]ele R1 i R2 (fig. 2.55 i 2.51), în cazul în care tiristoarele suntcomandate direct de la pinii 14 i 10, se dimensioneaz@ conform aplica]iei 1, curespectarea curentului limit@ suportat de circuitul integrat (max. 100mA).

Generarea semnalelor de comand@ sub form@ de trenuri de impulsurise poate efectua cu ajutorul circuitelor prezentate în fig. 2.55 i 2.56.

In fig. 2.55 se utilizeaz@ un TUJ pe post de oscilator sincronizat cuimpulsurile de ieire ale circuitului integrat βAA145.

R1 R21/4 MMC4081

2x

10

14

β AA145

+15V

astabil

T1

R1=R2=10kΩ

Fig. 2.56 Generarea trenurilor de impulsuri cu por]i “ SI” .




Frecven]a de oscila]ie se alege în gama 1...5kHz. Astfel, pentru uncondensator C de capacitate 26nF, cu îndeplinirea condi]iilor (2.5.6), pentrufosc = 1/Tosc = 3kHz, rezisten]a R = R1 + R3 rezult@ din:

R =T

C1

1 -

=1/ 3000

26 101

1 - 0 7

= 10 6k -9⋅ ⋅ln ln

,

,

η

Ω (2.5.10)

In aceste condi]ii, dac@ durata impulsului generat de circuitul integrat

este tp = 2ms rezult@ c@ poarta tiristorului va fi atacat@ cu 6 impulsuri generatede TUJ.Rezisten]a R3 limiteaz@ curentul de desc@rcare al condensatorului C la

valoarea limit@ admis@ de parametrii circuitului integrat (max. 100mA). Astfel,pentru o tensiune maxim@ pe condensator de Vc = η15V = 10,5V, pentru a limitacurentul de desc@rcare la 50mA, rezult@ R1 = 210Ω i în consecin]@ R3 = 10,4kΩ.Rezisten]ele R4 i R5 au valorile din aplica]ia anterioar@.

In cazul în care circuitul de comand@ din fig. 2.55 necesit@ separaregalvanic@ fa]@ de circuitul de for]@ va fi utilizat@ configura]ia din fig. 2.7b.

In fig. 2.56 generarea trenurilor de impulsuri se realizeaz@ pe bazaunor por]i (MOS) “ SI” (MMC4081) [10] ale c@ror intr@ri sunt alimetate de ieirilecircuitului integrat pe de-o parte i de un oscilator (astabil) realizabil cu circuiteMOS ( de ex. MMC4047) sau liniare (de ex. βE555) [11].

Ieirile por]ilor “ SI” nu sunt capabile s@ comande în mod directcircuitul de gril@ al tiristoarelor, astfel ^ncât se impune utilizarea unui amplificatora c@rui structur@ a fost prezentat@ în fig. 2.9. Tranzistorul T1 poate fi de tip MOSsau tranzistor bipolar de medie putere ^n conexiune Darlington, cu un circuit decomand@ corespunz@tor.

Pentru simplificare se transpun rezisten]a R1 i condensatorul C însecundarul transformatorului, calculul fiind astfel pornit de la circuitul decomand@ al tiristorului.

In aceste condi]ii, schema echivalent@ pentru alternan]a pozitiv@ atensiunii din secundar este prezentat@ în fig. 2.57. Considerând tiristorul dinaplica]ia 1, suma Rg = R1t + R2 = 10Ω, se determin@ în mod similar dac@ seneglijeaz@ curentul prin R3 (R3 >> Rg, alegându-se R3 = 100Ω) i, pentru a ]ineseama de VF(D2) , se ia V2 = 11V.

Rezisten]a R2 se calculeaz@ func]ie de raportul IGTM/IGT (fig. 2.3). Astfel,pentru IGTM/IGT=4:



2.5. - Aplica]ii 59

R3V2

VF(D2)

Ct

R1t

R2 IG

T

VG

D2

Fig. 2.57 Circuitul echivalent de comand@ al tiristorului.

21t 2

R R + R

4 = 2 5≈ , Ω (2.5.11)

Valoarea astfel ob]inut@ este aproximativ@ deoarece nu s-a ]inutseama de varia]ia tensiunii VG func]ie de IG. Pentru un calcul mai precis (care îngeneral nu se justific@) se poate aplica o metod@ iterativ@.

Condensatorul Ct determin@ durata (tIGTM) corespunz@toare aplic@riivârfului impulsului de comand@. Dimensionarea sa implic@ stabilirea duratei

impulsului.Pentru IGTM/IGT = 4, conform fig. 2.2 i fig. 2.3 aceasta poate fi aleas@

(acoperitor) la valoarea de 50µs (timpul de întârziere la amorsare fiind pentrutiristorul T63N, tgd = 4,5µs), cu supracreterea de 30µs. Considerând c@

înc@rcarea condensatorului Ct se realizeaz@ în 5 constante de timp, valoarea sarezult@:

t

-6

1t

1t

-6

C 30 10

5R R

R R

=30 10

5 = F≅

⋅

⋅ ⋅

+

⋅⋅2

2

18753 2

,, µ (2.5.12)

Dac@ tensiunea pozitiv@ de alimentare a etajului de amplificare estealeas@ la valoarea V1=24V, raportul de transformare k rezult@:

k =V

V =

11

24 = 0 46

2

1

, (2.5.13)

Valorile din primar ale componentelor R1t i Ct se ob]in cu ajutorulrela]iilor:




11t

2 2

t2 2

R =R

k =

7 5

0 46 = 35 44

C = C k = 0 46 = 0 F

,

,,

, , ,

Ω

⋅ ⋅3 2 67µ

(2.5.14)

Dispunerea componentelor R1 i C în primarul transformatoruluiprezint@ urm@toarele avantaje:

a). Capacitatea C i dimensiunile sale sunt mai mici (la transformatorcoborâtor de tensiune). In plus, curen]ii ce o str@bat au valori reduse cu

consecin]e pozitive asupra pierderilor în dielectric;b). Rezisten]a R1 limiteaz@ curentul prin tranzistor ^n cazul unei

func]ion@ri defectuoase, protejându-l.Tranzistorul T1 de tip MOS (fig. 2.56) ofer@ cea mai simpl@ modalitate

de conectare la circuitul integrat MMC4081. El trebuie s@ suporte un curentmaxim de dren@ IDM = IGTMk ≈ 2A i o tensiune în stare blocat@ VDS ≈ 24V. Inrealitate aceste valori sunt mai mari (datorit@ faptului c@ elementele de circuit nusunt ideale), astfel încât s-a optat pentru tranzistorul tip IRF 513 (ID = 3,5A,VDSS = 60V). Diodele D1 i D2 sunt rapide (de comuta]ie) de tip BA157 (trr =300ns).

4. S@ se proiecteze un circuit de comand@ cu separare galvanic@ (peprincipiul prezentat în fig. 2.14) pentru un tiristor GTO cu urm@toarelecaracteristici electrice principale: IGT = 100mA, VGT = 3V, ITQRM = 10A, ts = 0,5µs,Goff = 2.

Solu]ie:Schema concret@ a circuitului propus este prezentat@ în fig.2.58. Comandaeste asigurat@ prin intermediul optocuplorului OC care, în momentul activ@riisale, blochez@ tranzistorul MOS T2, permi]ând deschiderea tranzistoruluibipolar T1 i injectarea în circuitul de gril@ a curentului pozitiv de comand@necesar deschiderii tiristorului GTO, limitat de rezisten]a R

2. In aceast@ stare

condensatorul C este înc@rcat la tensiunea limitat@ de c@tre dioda DZ.In cazul în care optocuplorul nu este activat, tranzistorul T2 se deschide,

T1 se blocheaz@, condensatorul C furnizând sarcina necesar@ bloc@riitiristorului.

Dioda D asigur@ decuplarea circuitului de baz@ de cel de colector pentrutranzistorul T1.

Se aleg ca date ini]iale: tensiunea de alimentare a circuitului VCC = 15Vi tensiunea pe dioda Zener DZ, VDZ = 10V.



2.5. - Aplica]ii 61

K

A

G

OC

R 4

T2

D DZ

CT1

R 2

R 3

R 1

+VCC

Fig. 2.58 Schema circuitului de comand@.

Rezisten]a R2 rezult@ din condi]ia asigur@rii curentului de comand@ adeschiderii IGT, cu condensatorul C înc@rcat la tensiunea VDZ:

2cc DZ GT

GT

R =V - V - V

I

=15 - 10 - 3

0 1

= 20

,

Ω (2.5.15)

Dimensionarea rezisten]ei R1 se poate efectua dup@ alegerea tipuluitranzistorului T1. Acesta trebuie s@ suporte curentul maxim ce poate s@ apar@

în circuitul de comand@, în cazul în care condensatorul C este completdesc@rcat:

GMcc GT

2

I =V - V

R =

15 - 3

20 = 600 mA (2.5.16)

In acest scop se alege tranzistorul de comuta]ie tip 2N1613 (IC = 800mA,VCEO = 50V, hFE(sat) = 10). Astfel, cu VBE = 0,7V:

2

cc BE GT FE(sat)

GTMR =

(V - V - V ) h

I =

(15 - 0 7 - 3)10

0 6 = 188

,

, Ω (2.5.17)

Curentul IGT parcurge dioda DZ determinând, împreun@ cu tensiuneace trebuie stabilizat@ (10V), tipul folosit: 10DZ10 (IZT = 250mA, IZM = 925mA,VZT = 10V).

Capacitatea C trebuie s@ poat@ asigura sarcina QC necesar@ bloc@riitiristorului GTO. In acest sens, în practic@, se ia QC=kQQGQ (kQ=2...10),valoarea minim@ fiind preferat@ la timpi mari de stocare i curen]i mari de




comand@, pentru a nu m@ri mult valoarea capacit@]ii, valoarea maxim@ oferindsiguran]@ în func]ionare), astfel încât (kQ = 10):

C k Q

V k

I t

V = k

I t

G V =

= 1010 0 5 10

2 10 = 2 5 F

QGQ

GRM

QGRM s

DZ

QTQRM s

off DZ

-6

≈ ≈ ⋅ ⋅

⋅

⋅ ⋅⋅,

, µ

(2.5.18)

Se observ@ faptul c@ schema din fig. 2.58 nu con]ine rezisten]a delimitare a curentului de blocare. Teoretic, pentru valorile ITQRM i Goff aceasta artrebui s@ aib@ valoarea VDZGoff/ITQRM = 2Ω. In mod practic ea se reg@sete înrDS(on) (rezisten]a dren@ surs@, în stare de conduc]ie, a tranzistorului MOS),rezisten]ele conductoarelor de leg@tur@ etc.

Tranzistorul MOS T2 este de tip IRF 511 (ID = 4A, IDM = 16A, VDSS =60V, rDS(on)=0,6Ω), iar dioda de comuta]ie D are codul D1F1 (t rr = 300ns,VRRM = 100V, IFSM = 20A, IFAV = 1A).

5. S@ se realizeze simularea ^n SPice a circuitului de comand@ pentru

tranzistoare bipolare de putere, prezentat ^n fig. 2.28.

Solu]ie:

*Comuta]ia tranzistoarelorbipolare de putere*Biblioteci apelate.lib eval.lib.lib bipolar.lib

*RezistenteR2 4 1 1k

R3 1 2 2.7kR4 2 3 1.8kR5 4 5 3.3kR6 5 8 2.7kR7 4 7 150

*CondensatoareC1 4 11 0.22uC2 5 14 0.1u

*DiodeD1 8 13 D1N4148D2 10 12 D1N4148

R8 4 11 10R9 8 10 270R10 5 14 62

R11 15 3 10

*Tranzistoare de comandaQ1 5 2 3 Q2N2222AQ2 7 5 8 Q2N2222AQ3 11 8 10 Q2N2222AQ4 15 14 12 Q2N3906

*Tensiuni de alimentareV1 4 0 12V



2.5. - Aplica]ii 63

V2 3 0 -5VV3 16 0 12VV4 200 300 12V

*Circuit de fortaQBJT13 12 0 Q2N3055Rs 16 13 4

*Circuit optocuplor Xopto pin1 pin2 3 1 pin6 A4N25

R1 pin6 3 39kRd 200 pin1 100SW pin2 300 101 0 SWITCH

.Model SWITCH VSWITCH+(RON=0.01)

*ComandaVcom101 0 PULSE(-2 2 2u 0 0+15u 30u)Rvcom 101 0 1MEG*.TRAN 0.01u 30u 0 0.01.PROBE

.END

6. S@ se proiecteze un circuit de comand@, utilizând circuitul integratspecializat UAA4002, pentru un ansamblu Darlington de putere cuurm@toarele caracteristici principale: ICM = 30A, βsat = 300, tsmax = 2ms, tf = 1µs,VBE = 1,5V (la ICM), VCEmax = 300V.

Solu]ie:Schema bloc intern@ a circuitului integrat UAA4002 [15] este prezentat@ înfig. 2.59, în care elementul central este procesorul logic ce preia spre analiz@semnalele de intrare, comandând deschiderea, respectiv blocareatranzistorului de putere.Principalele func]iuni ale circuitului integrat sunt:

- a). Adapteaz@ semnalele de comand@, furnizate prin transformatorde impulsuri sau optocuplor, cu ajutorul interfe]ei de intrare. Astfel, c$ndcomanda este furnizat@ sub form@ de "nivel" (utilizând un optocuplor), intrarea"SE" (4) se conecteaz@ la un nivel logic "1" (se las@ liber sau se conecteaz@prin intermediul unei rezisten]e de cel pu]in 4,7kΩ la VCC), deschiderea

tranzistorului declanându-se cu un nivel logic "1" (compatibil TTL sauCMOS), iar blocarea cu un nivel logic "0", pe intrarea corespunz@toare pinului"E" (5).In cazul în care comanda trebuie s@ ac]ioneze la impulsuri scurte (tipicepentru cazul utiliz@rii unui transformator) "SE" se conecteaz@ la un nivel logic"0" (sau la mas@).




Semnalul aplicat tot la intrarea "E" trebuie s@ aib@ valoarea de cel pu]in ±2V(în raport cu masa), dar s@ nu dep@easc@ valorile VCC i V-, iar duratapulsului s@ fie de cel pu]in 100ns. In aceste condi]ii deschiderea tranzistoruluise declaneaz@ pe frontul cresc@tor al impulsului pozitiv, iar blocarea pefrontul c@z@tor al impulsului negativ;

- b). Stabilete timpul minim de conduc]ie al tranzistorului ton min (încare sunt inhibate toate protec]iile oferite de circuitul integrat), necesardesc@rc@rii condensatorului din re]eaua de protec]ie la supratensiuni RCD(între colector i emitor), prin intermediul unei rezisten]e RT conectate între

pinul (7) i mas@; ton min trebuie s@ fie mai mare decât 4 - 5 constante de timpale acestei re]ele. Calculul rezisten]ei se face cu ajutorul rela]iei:

on Tt [ s] = 0 06 R [k ]min ,µ ⋅ Ω (2.5.19)

Uzual ton min=(1...12µs).Rezisten]a RT are un rol important pentru întreaga func]ionare a circuituluiintegrat, definind valoarea unui curent intern I, care are implica]ii la realizareai a altor func]iuni:

I[mA] =5

R [k ]T Ω(2.5.20)

14 7 11 13

15

16

1

2

12

981036

4

5

-0.2V

V verif.cc

Interfata

intrare

Procesor

logic

V- verif.

t

minon

t onmax

td

GNDC TR DINHR-

SE

E

Vcc R T R SD V CE

V+

IB1

IB2

V-

Ic

Fig. 2.59 Schema bloc intern@ a circuitului integrat UAA4002.



2.5 - Aplica]ii 65

Definirea intervalului ton min nu poate fi [email protected] c). Determin@ timpul maxim de conduc]ie ton max, indiferent de durata

impulsului de comand@ (prezent la intrarea "E"), prin intermediul uneicapacit@]i conectate între pinul (8) i mas@, a c@rei valoare se determin@ dinrela]ia:

on T Tt [ s] = 2 R [k ] C [nF]max µ ⋅ ⋅Ω (2.5.21)

Func]iunea poate fi anulat@ prin conectarea pinului (8) la mas@;

- d). Genereaz@ timpul de întârziere la deschidere tD, definit caintervalul dintre frontul pozitiv al impulsului prezent la intrarea "E" i frontulpozitiv al semnalului de ieire IB1 (16) care declaneaz@ deschiderea, cuajutorul unei rezisten]e RD conectate între pinul (10) i mas@. Leg@tura dintretD i RD este exprimat@ de rela]ia:

D Dt [ s] = 0 05 R [k ]µ , ⋅ Ω (2.5.22)

Aceast@ func]iune util@ pentru evitarea intr@rii în conduc]ie simultan@ a dou@sau mai multe tranzistoare (de ex. în invertoare) poate fi anulat@ princonectarea pinului (10) la VCC;

- e). Protejeaz@ tranzistorul la dep@irea unei valori impuse acurentului de colector, m@surabil prin intermediul unui unt de rezisten]@ Rs,conectat între "GND" (9) i "IC" (12). C@derea de tensiune pe unt trebuie s@fie negativ@ în raport cu masa, valoarea la care se produce activareaprotec]iei, prin inhibarea comenzii pân@ la urm@torul ciclu, fiind de -0,2V,func]ie de care se alege perechea de valori (ICmax, Rs). Dac@ intrarea "IC" seleag@ la mas@ aceast@ func]iune este anulat@;

- f). Impiedic@ ieirea accidental@ din satura]ie a tranzistorului (dincauza unei eventuale suprasarcini sau a unui curent de comand@ insuficient),prin m@surarea pe durata conduc]iei a tensiunii colector-emitor a acestuia,prin intermediul unei diode conectate cu anodul la intrarea "VCE" (13) i cu

catodul la colectorul tranzistorului. Astfel poten]ialul pinului (13) va fi egal cutensiunea colector-emitor la care trebuie ad@ugat@ c@derea de tensiune peaceast@ diod@. Protec]ia va fi validat@ în cazul în care poten]ialul înregistrat la"VCE" dep@ete valoarea VRSD definit@ de:

RSD SDSD

T

V V = 2 I R = 10R

R [ ] ⋅ ⋅ ⋅ (2.5.23)




în care RSD este o rezisten]@ conectat@ între "RSD" (11) i mas@, restulm@rimilor fiind determinate anterior. Intervalul în care se poate modifica VRSD

este (1...5,5)V. Dac@ pinul (11) este l@sat neconectat VRSD = 5,5V.Deosebit de important@ pentru aceast@ func]iune este m@rimea ton min.

O valoare prea mic@ a acesteia (insuficient@ pentru desc@rcareacondensatorului de protec]ie din re]eaua RCD) conduce la o fals@ ac]iune, ovaloare prea mare m@rete inutil timpul în care tranzistorul nu este protejat.

Func]iunea se poate anula prin conectarea pinului (11) la V+;- g). Testeaz@ valoarea tensiunii pozitive i (op]ional) negative de

alimentare (V+, respectiv V-) prin intermediul unor comparatoare interne.Astfel, pentru ca func]ionarea circuitului integrat s@ nu fie inhibat@, sursa dealimentare pozitiv@ trebuie s@ îndeplineasc@ condi]ia V+ > V+min = 7V. Aceast@func]iune nu poate fi anulat@ i nici nu se poate modifica pragul de basculare.In ce privete tensiunea negativ@, pragul de ac]iune poate fi stabilit cu ajutorulunei rezisten]e conectate între "R-" (6) i "V-" (2), a c@rei valoare se stabiletedin rela]ia:

|V - | V = 10R -

R - 5

Tmin

[ ] (2.5.24)

In cazul în care nu se dorete testarea sursei negative de alimentare, "R-" se

conecteaz@ direct la mas@ sau "V-";- h). Men]ine func]ionarea tranzistorului în regimul de cvasisatura]ie

prin intermediul conexiunii de la punctul f, curentul de baz@ pozitiv furnizat laieirea IB1 fiind dozat în direct@ leg@tur@ cu cel de colector. Valoarea maxim@IB1max a acestui curent este limitat@ de o rezisten]@ RB conectat@ între "V+" (15)i "VCC", conform rela]iei:

B1CC BE

B

I A =V - V

R max [ ] (2.5.25)

în care VBE se refer@ la tranzistorul comandat. Valoarea limit@ absolut@ aacestui curent, ca dat@ de catalog a circuitului integrat UAA4002, este de0,5A. La blocare, curentul negativ este asigurat prin ieirea "IB2", cu ocapabilitate maxim@ de 3A (valoare de vârf de scurt@ durat@);

- i) Circuitul integrat se autoprotejeaz@ la supratemperatur@ (>150oC),prin inhibarea func]ion@rii, pân@ la sc@derea acesteia. Acelai efect esteob]inut i prin aplicarea unui nivel logic "1" la intrarea "INH" (3), compatibilMOS sau TTL, pân@ la comandarea unui nou ciclu. Aceast@ intrare, în caz deneutilizare, se conecteaz@ la mas@.



2.5 - Aplica]ii 67

Schema de comand@ propus@ este prezentat@ în fig. 2.60. Se observ@faptul c@ nu au fost utilizate în întregime func]iunile circuitului integrat.Alimentarea se realizeaz@ de la o surs@ de +10V i -5V. Semnalul decomand@ este furnizat prin intermediul optocuplorului OC a c@rui ieire esteinversat@ cu tranzistorul T de tip (uzual) BC171.

Conform celor precizate la punctul a) se alege R2=1kΩ, iar pentru unfactor de amplificare al tranzistorului T, hFE=25, rezult@ R1=22kΩ. Considerândconstanta de timp t=RC=1,5µs a circuitului RCD de protec]ie al tranzistoruluila supratensiuni, în corela]ie cu func]iunea de la punctul b) rezult@:

Ton

R [k ] =t [ s]

0 06 >

5

0 06 =

5 1 5

0 06 = 125k Ω Ωmin

, ,

,

,

µ τ⋅ ⋅(2.5.26)

Se alege astfel RT=150kΩ.Intervalul TD trebuie s@ compenseze suma timpilor tsmax + tf precum i

alte întârzieri posibile în circuit (timpii de comuta]ie ai optocuplorului OC itranzistorului T). Astfel, pentru TD=6µs:

DD

R [k ] =T [ s]

0 05 =

6

0 05 = 120k Ω Ω

µ, ,

(2.5.27)

Curentul maxim de comand@ IB1max se calculeaz@ din:

B1CM

sat

I =I

=30

300 = 0 1Amax ,

β(2.5.28)

1k

1 2 3 4 5 6 7 8

16 15 14 13 12 11 10 9

UAA4002

RD

R

RB

T0,1µF

0,1µF

0,1µF

BA159

B

E

C

10µF

10µF

-5V

10V

22k

BC171

1 2 3

6 5 4

NC

R R1 2C 1

C 2

C3

C 4

C 5

T

D

OC

Fig. 2.60 Schema de comand@ implementat@ cu circuitul integrat UAA4002.




Astfel încât, conform celor exprimate la punctul h):

BCC BE

B1

R =V - V

I =

10 - 1 5

0 1 = 85

max

,

,Ω (2.5.29)

Dioda D trebuie s@ suporte tensiunea invers@ corespunz@toare st@riide blocare a tranzistorului (VCEmax) i s@ fie rapid@. In acest sens s-a ales tipulBA157 (trr=300ns, VRRM=400V).

Func]iunile neutilizate ale circuitului integrat au fost inhibate.Condensatoarele prezente în circuit au rol de decuplare, valorile

utilizate fiind uzuale.

7. S@ se alc@tuiasc@ circuitul pentru simulare numeric@ ^n SPice acomuta]iei tranzistoarelor MOS. Se vor analiza formele de und@ ale tensiunilori curen]ilor at$t prin circuitul de comand@ (gril@-surs@) c$t i prin cel de for]@(dren@-surs@).

Solu]ie:Simularea comuta]iei tranzistoarelor MOS poate fi studiat@ cu ajutorul circuituluidin fig. 2.61 descris ^n limbaj SPice.

*Comutatia tranzistoarelor MOSVgg 4 0 pulse (-20 20 1e-8 1e-8 1e-8+2.5e-6 5e-5)Rg 4 1 100Mtest 2 1 0 0 IRF150Vid 3 2 dc 0 ; traductor id(t).Rs 5 3 10Vs 5 0 100.lib Eval.lib

.probe.option vntol=1e-4 abstol=1e-6

.tran 1e-8 4e-6

.end

Mtest

Rs

Vs

Rg

Vgg

4

0

2

1

3 5

Fig. 2.61 Schema circuitului simulat.



2.5 - Aplica]ii 69

Bibliografie:

1. I. Str@inescu, M. Codruc - "Tiristorul - caracteristici comand@,proec]ie, utiliz@ri ", Ed. Tehnic@, Bucureti, 1988;

2. N. losif .a. - "Tiristoare i module de putere - catalog ", Ed. Tehnic@,Bucureti, 1984;

3. E. Ceang@, A. Saimac, E. Banu - "Electronic@ industrial@ ", Ed.Didactic@ i pedagogic@, Bucureti, 1981;

4. I. Matlac - "Convertoare electroenergetice ", Ed. Facla, Timioara,1987;

5. M. Bodea .a. - "Circuite intergate liniare - manual de utilizare ",vol.4, Ed. Tehnic@, Bucureti, 1985;

6. M. Ciugudean .a. - "Circuite integrate liniare - aplica]ii ", Ed. Facla,Timioara, 1986;

7. M. Bodea .a. - "Diode i tiristoare de putere ", vol.l-ll, Ed. Tehnic@,Bucureti, 1985;

8. * * * - "Componente electrice semiconductoare - catalog ", I.C.C.E.Bucureti, 1980;

9. I. Ardelean, H. Giuroiu, L. Petrescu - "Circuite integrate CMOS - manual de utilizare ", Ed. Tehnic@, Bucureti, 1984;

10. M. Bodea .a. - "Circuite intergate liniare - manual de utilizare ",vol.3, Ed. Tehnic@, Bucureti, 1984;

11. A. P. Silard - "Tiristoare cu blocare pe poart@ GTO ", Ed. Tehnic@,Bucureti, 1990;

12. * * * - "Power Bipolar Tranzistors - Databook ", SGS Thomson, 1989;

13. R.L. Bronkowski - "A Technique for Increasing Power Transistors Switching Frequency ", IEEE-IA, vol.22, nr.2, martie/aprilie 1986;

14. * * * - "Smart Power - Application Manual ", SGS Thomson, 1989

15. * * * - "Power MOSFET Tranzistor Data ", Motorola Inc., 1984;

16. * * * - "MOS-Gate Driver Databook ", International Rectifier, 1992.



3.PROTEC[IA DISPOZITIVELOR ELECTRONICE DE

PUTERE

Protec]ia dispozitivelor electronice de putere reprezint@ un element

deosebit de important în cadrul echipamentelor cu electronic@ de putere,dictând în cele din urm@ fiabilitatea acestora. Ea se refer@ la men]inereaelementelor protejate în limitele admisibile prev@zute de produc@tor din punct devedere al m@rimilor electrice (curen]i, tensiuni i varia]iile acestora) i alefectelor de natur@ termic@, urmare a disipa]iilor pe dispozitive. Reducereastresului la care este supus un element de putere din alc@tuirea unui convertorstatic se poate face fie dimension$ndu-l pentru solicit@ri electrice i termice maimari, fie ad@ug$nd circuite de protec]ie suplimentare - situa]ie ^n care sporetegradul de complexitate al convertorului [1 - 5]. Alegerea solu]iei potrivite este lalatitudinea proiectantului.

3.1. Tipuri de circuite de protec]ie i modul de func]ionare

a acestora

Func]iile circuitelor de protec]ie sunt urm@toarele:- limitarea tensiunii aplicate dispozitivului pe durata regimului tranzitoriu

de blocare;- limitarea curentului prin dispozitiv la deschiderea acestuia;- limitarea pantei de cretere a curentului (di/dt) la deschidere;- limitarea pantei de cretere a tensiunii (dv/dt) la bornele dispozitivului

pe durata regimului de blocare;- modelarea traiectoriei de comuta]ie a dispozitivului la deschidere i la

blocare.Din perspectiva topologiei circuitului de protec]ie, ^n literatura de

specialitate [1] se face urm@toarea clasificare:1. Circuite de protec]ie R-C nepolarizate - destinate protec]iei la

supratensiuni a diodelor i tiristoarelor, precum i limit@rii pantei (dv/dt) peaceste dispozitive, la blocare;



3.1. - Tipuri de circuite de protec]ie i modul lor de func]ionare 71

2. Circuite R-C pentru protec]ia dispozitivelor de comuta]ie completcomandabile. Acestea modeleaz@ forma de und@ a tensiunii la blocare, prinreducerea (t@ierea) v$rfului de tensiune ^n comuta]ie la valori de siguran]@ ^nfunc]ionare i totodat@ limiteaz@ panta dv/dt.

3. Circuite de protec]ie R-L, cu rol de controlare a formei de und@ acurentului la intrarea ^n conduc]ie a dispozitivelor complet comandabile ilimitarea pantei di/dt la deschidere.

Reducerea solicit@rilor i a pierderilor ^n comuta]ie se poate face iutiliz$nd circuite oscilante care s@ “ asiste” dispozitivele electronice, ^n aa

numitele “ convertoare rezonante” .Trebuie subliniat faptul c@ circuitele de protec]ie nu sunt componentefundamentale ale unui convertor static. Corect dimensionat, el poate func]iona if@r@ ele. Scopul lor este de a proteja dispozitivele semiconductoare, put$nd fiutilizate ^n acelai convertor circuite de protec]ie de un singur tip sau ^ncombina]ii (protec]ii hibride).



3.2. Circuite de protec]ie pentru diode

Protec]ia diodelor are ^n principal rolul de limitare a supratensiunilorcare apar, de cele mai multe ori, datorit@ inductivit@]ilor parazite ^n serie cudioda. Pentru analiza comport@rii unui circuit de protec]ie RC - cel mai utilizat laprotec]ia diodelor la supratensiuni - se va analiza cazul prezentat ^n fig. 3.1.

Lσ iLσ

iDf

Df

T

_

+

+

_

vD

Vi

R s

Cs

I0

di

dt

V

L

i= −σ

0

I0

t

Irr

a). b).

Fig. 3.1 a). Circuit de protec]ie pentru diod@; b). Curentul de revenire al diodei.



72 Protec]ia dispozitivelor electronice de putere - 3

Inductan]ele parazite ce apar ^n serie cu dioda protejat@ suntreprezentate prin Lσ. Pentru simplificarea studiului se presupune c@ anulareacurentului de revenire al diodei Irr are loc instantaneu, sarcina este inductiv@, iarcurentul I0 prin ea este constant pe perioada comuta]iei.

3.2.1. Circuit de protec]ie pur capacitiv

Intr-o prim@ etap@, pentru a ^n]elege modul de func]ionare a protec]ieiRC, se consider@ rezisten]a circuitului de protec]ie nul@, fig. 3.2a (dei ^npractic@ circuitul de protec]ie nu se utilizeaz@ ^n aceast@ structur@). Dispozitivulde comuta]ie comandat (fig. 3.2c) se presupune ideal (Ron = 0), ceea ceconstituie cazul cel mai defavorabil. Momentul t = 0 se stabilete atunci c$ndcurentul de revenire al diodei are valoare maxim@ Irr (fig. 3.2b) (dioda seblocheaz@).

Lσ

iLσ

_

+ +

_ vCsCs

iLσ

Vi

vCs

L di

dtViσ =

0

Irr

VCsmax

a). b).

Lσ

Irr

Catod

Dioda se

blocheaz~

Anod

iDf

_

+

+

_

R s

vCsCs

c).

Fig. 3.2 a). Circuitul echivalent f@r@ rezisten]a Rs;b). Curentul i tensiunea pentru Rs=0 i Cs=Cb;

c).Circuitul echivalent la blocarea diodei.



3.2 - Circuite de protec]ie pentru diode 73

Tensiunea pe condensatorul Cs are expresia:

( ) ( )v V V t I L

CtCs i i rr

s

= − +cos sinω ωσ0 0 (3.2.1)

unde: ωσ

0

1=

L Cs

(3.2.2)

Definind capacitatea Cb prin:

C L I

V b

rr

i

=

σ

2

(3.2.3)

se ob]ine:

( ) ( )v V t C

CtCs i

b

s

= − +

1 0 0cos sinω ω (3.2.4)

Valoarea maxim@ a tensiunii, determinat@ prin derivarea ^n raport cutimpul a rela]iei (3.2.4), este:

V V C

CCs i

b

s

max = + +

1 1 (3.2.5)

Varia]ia tensiunii vCs i a curentului iLσ pentru Cs=Cb este reprezentat@ ^nfig. 3.2b. In acest caz, tensiunea invers@ maxim@ ce apare pe diod@ este chiarVCsmax, tensiune care poate crete excesiv pentru valori mici ale capacit@]ii Cs.

3.2.2. Efectul rezisten]ei din circuitul de protec]ie RC

Pentru circuitul echivalent din fig. 3.2c, valoarea ini]ial@ la t = 0 a curentului prininductan]@ este Irr i tensiunea pe condensator este nul@. Ecua]ia care descrievaria]ia tensiunii pe diod@ este:

L C d v

dtR C

dv

dtv Vs

Df

s s

Df

Df iσ

2

2 + + = − (3.2.6)

Condi]iile de limit@ sunt: ( )v I R Df rr s0+ = −




( )dv

dt

I

C

R V

L

I R

L

Df rr

s

s i rr s0 2+

= − −σ σ

Solu]ia ecua]iei (3.2.6) este:

( ) ( )v t V L

C

Ie tDf i

s

rr t

a= − − ⋅ ⋅ − −−σ α ω γ cos

cosΦ

Φ (3.2.7)

^n care s-au utilizat urm@toarele nota]ii:

ω α

ωa = −12

0

2; α

ω=

R s

a2

; Φ = −

−tan 1 2V I R

L I

i rr s

a rr ω σ

; γ ω

α=

−tan 1 a (3.2.8)

Timpul dup@ care tensiunea vDf atinge valoarea maxim@ VDfmax sedetermin@ egal$nd cu zero derivata ecua]iei (3.2.7) ^n raport cu timpul.Se ob]ine:

t m

a

= + −

≥Φ γ π

ω2

0 (3.2.9)

Inlocuind (3.2.9) ^n rel. (3.2.7), rezult@ valoarea maxim@ raportat@ atensiunii inverse pe diod@:

( )V

V

C

C

R

R

R

R eDf

i

b

s

s

b

s

b

t mmax .= + + + −

⋅ − ⋅

1 1 0 75

2

α(3.2.10)

In care s-a definit: R V

I b

i

rr

= (3.2.11)

Analiz$nd formele de und@ din fig. 3.3, se constat@ c@ valoareamaxim@ a tensiunii la bornele diodei depinde de valorile rezisten]ei i

condensatorului (Rs i Cs) din circuitul de protec]ie. Pentru o anumit@ valoare aCs tensiunea maxim@ pe diod@ variaz@ cu Rs. In fig. 3.4 este trasat@ dependen]atensiunii maxime func]ie de raportul Rs/Rb, pentru Cs = Cb. Se poate observa c@exist@ o valoare optim@ a rezisten]ei circuitului de protec]ie, Rs =1,3Rb, careminimizeaz@ Vmax.

Dimensionarea circuitului de protec]ie poate fi urm@rit@ pe nomogramadin fig. 3.5, ce reprezint@, ^n valori raportate, rezisten]a optim@ i tensiunea Vmax

^n func]ie de valoarea lui Cs.



3.2 - Circuite de protec]ie pentru diode 75

R siCs

vCs

-v Df

vi

t

t

t

t

i Df

i Lσ

iCs

Fig. 3.3 Formele de und@ ale curentului i tensiunii dup@ blocarea diodei, la t=0.

R I

V

s rr

i

R

V

b

i

Cs = C b

V

Vi

max

3

2

2,41

1

21

Fig. 3.4 Tensiunea maxim@ pe diod@ func]ie de valoarea rezisten]ei Rs din circuitul de protec]ie,pentru o valoare fix@ a capacit@]ii Cs.




V

Vfor R R

i

s s opt

max

,=

R

R

s opt

b

,

C

C

s

b

W

L I

R

rr

1

2

2σ

W

L I

tot

rr

1

22

σ

3210

3

2

1

0

Fig. 3.5 Pierderile de energie ^n circuitul de protec]ie i tensiunea maxim@ pe diod@ pentruvaloarea optim@ a rezisten]ei, func]ie de capacitatea Cs.

Pierderile de energie ^n rezisten]a Rs sunt date de rela]ia:

W L I C VR rr s i= +1

2

1

22 2σ (3.2.12)

La sf$ritul oscila]iilor curentului, energia stocat@ n condensator este:

W C VCs s i= 1

2

2(3.2.13)

Aceast@ energie se disip@ prin diod@ la urm@toarea deschidere aacesteia. Presupun$nd c@ deschiderea are loc instantaneu, energia total@disipat@ ^n dioda i rezisten]a din circuitul de protec]ie este descris@ de rela]ia(3.2.14) i reprezentat@ grafic ^n func]ie de Cs ^n fig. 3.5.

W W W L I C V L I CC

tot R Cs rr s i rr

s

b

= + = + = +

1

212

12

1 22 2 2

σ σ (3.2.14)

Tensiunea maxim@ scade uor odat@ cu creterea valorii Cs pestevaloarea de baz@ Cb, iar energia disipat@ total@ crete liniar cu Cs. Pentrucircuitul de protec]ie se va utiliza un condensator de valoare apropiat@ de Cb. Sestabilete valoarea lui Cs i, corespunz@tor, se determin@ direct de pe graficvaloarea rezisten]ei Rs=Roptim.



3.3. - Circuite de protec]ie pentru tiristoare 77

3.3. Circuite de protec]ie pentru tiristoare

Circuitele de protec]ie pentru tiristoare realizeaz@ limitareasupratensiunilor ce apar pe aceste dispozitive la polarizarea negativ@, datorit@prezen]ei inductivit@]ilor ^n circuit. In fig. 3.6a inductivita]ile de pe partea de curentalternativ ^nsumeaz@ inductivit@]ile liniilor de alimentare i cele de dispersie ale

transformatorului. Protec]ia tiristoarelor se face prin circuite individuale RCmontate ^n paralel. Sarcina convertorului este reprezentat@ printr-o surs@ decurent Id.

Pentru analiza efectului protec]iilor se consider@ c@ la un moment datau condus tiristoarele T1 i T6, urm$nd s@ aib@ loc deschiderea, cu unghiul de

deschidere α, a tiristorului T2 (fig. 3.6b).Curentul id va comuta de pe faza a pe faza b datorit@ diferen]ei de

poten]ial vba. Subcircuitul determinat de T2 - deschis i T1 - blocat este redat ^nfig. 3.6c. Pe perioada comuta]iei se poate considera c@ tensiunea de alimentarevba este constant@ ^n raport cu varia]ia rapid@ a fenomenelor tranzitorii (formelede und@ sunt identice cu cele din fig. 3.3).

La dimensionarea circuitului de protec]ie se consider@ cazul cel maidefavorabil i anume, o impedan]@ xc a re]elei de alimentare de 5%:

x L V

Ic c

L

d

= =ω 0 05

3

,(3.3.1)

^n care VL este tensiunea de linie ca valoare efectiv@, iar momentul comuta]iei(unghiul de aprindere α=90°) este plasat c$nd tensiunea de alimentare atingevaloarea maxim@.

Varia]ia curentului prin tiristorul T1 care se blocheaz@, consider$nd

durata comuta]iei de trr = 10µs, este:

didt

V

LL

c=

2

2(3.3.2)

iar curentul de revenire:

I di

dtt

V t I

VIrr rr

L rr d

L

d=

=

⋅ ⋅ ⋅ ⋅⋅

= ⋅6

0 10 077

ω,

, (3.3.3)




Lc

Lc

Lc

id

van

v bn

vcn

T1

T4

B

P

C

~

~

~

T2

T5

T3

T6

A

a).

αv bnvan

ωt1 ωtv bn-van=v ba

b).

P

A

T2 (on) iT1

R s2

Cs2

iLc2Lc

T1

dup~ blocare

_

+

( )v t

V

ba

LL

ω 1

2

=

=

c).

Fig. 3.6 a). Circuit de protec]ie pentru punte trifazat@ de tiristoare;b). Comuta]ia tiristorului;c). Circuitul echivalent.



3.3. - Circuite de protec]ie pentru tiristoare 79

Dimensionarea circuitului de protec]ie are la baz@ aceleai considerente ca i ^ncazul anterior prezentat: condensatorul Cs se dimensioneaz@ la o valoareapropiat@ de valoarea Cb dat@ de rela]ia:

C L I

V b c

rr

L

=

2

(3.3.4)

Cu Lc calculat din rela]ia (3.3.1), ω=100π i Irr rezultat din (3.3.3), din (3.3.4) sepoate calcula:

( )C

V

I

I

V

I

V b

L

d

d

L

d

L

= ⋅ ⋅ ⋅

= ⋅ ⋅− −9 2 100 077

054 105

2 2

6,,

, (3.3.5)

din care rezult@:

C C F I

Vs b

d

L

= = ⋅

[ ] ,

µ 0 54

(3.3.6)

iar rezisten]a Rs se poate ob]ine din fig. 3.5, consider$nd valoarea raportat@

Rs=Ropt=1,3Rb, unde R V I b L rr = 2 . Cu rela]ia (3.3.3) se ob]ine:

R R V

I

V

Is opt

L

rr

L

d

= = =1 3 2 23 8, , (3.3.7)

Pentru estimarea pierderilor ^n fiecare circuit de protec]ie Wcp se consider@ celmai defavorabil caz, adic@ unghiul de comuta]ie de 90o:

W C V I Vcp s L d L= = ⋅ ⋅ ⋅−3 3 0 54 102 6, (3.3.8)

Aceast@ modalitate de dimensionare a circuitului de protec]ie poate fi urmat@pentru orice valoare a timpului de revenire t rr i a inductivit@]ilor liniei i

transformatorului de alimentare. O valoare mai mare a capacit@]ii Cs dec$t Cb

implic@ o reducere a rezisten]ei, ^ns@ pierderile ^n circuitul de protec]ie vor fi maimari, propor]ionale cu Cs.




3.4. Circuite de protec]ie pentru tranzistoare

Pentru a demonstra utilitatea unor astfel de circuite de protec]ie se vaporni de la schema convertorului din fig. 3.7a ^n care sunt eviden]iateinductivit@]ile parazite. Dispozitivul de comuta]ie se consider@ a fi un tranzistorbipolar ^ns@ demostra]ia poate fi extins@ i la tranzistoare MOS, IGBT i tiristoareGTO.

In starea ini]ial@ (fig. 3.7c) tranzistorul conduce i este parcurs de uncurent iC=I0. La blocare (t=t0) tensiunea pe dispozitiv ^ncepe s@ creasc@ ^ns@,datorit@ inductivit@]ilor parazite, curentul r@m$ne neschimbat p$n@ ^n momentul t1

c$nd intr@ ^n conduc]ie dioda. Din acest moment curentul prin tranzistor scade cupanta determinat@ doar de caracteristicile elementului i de circuitul de [email protected] pe dispozitivul de comuta]ie are expresia:

v V L di

dtCE i

C= − σ (3.4.1)

unde Lσ=L1+L2+…Prezen]a inductivit@]ilor parazite genereaz@ supratensiuni dac@ di

C/dt

este negativ. La t3, odat@ cu sc@derea curentului prin dispozitiv, tensiuneacolector-emitor atinge valoarea Vi la care r@m$ne.

La deschidere (t4), curentul prin tranzistor ^ncepe s@ creasc@ cu pantaimpus@ de caracteristicile dispozitivului. Ecua]ia (3.4.1) este valabil@ i pentruacest regim tranzitoriu, cu observa]ia c@ panta curentului este de aceast@ dat@pozitiv@, deci tensiunea colector-emitor vCE este uor mai mic@ dec$t Vi. Datorit@curentului de revenire al diodei de fug@, iC este mai mare dec$t I0.

Dioda se blocheaz@ la t5, iar tensiunea pe tranzistor se anuleaz@ la t6 cupanta determinat@ de caracteristicile constructive ale acestuia.

Locul geometric al punctelor de func]ionare pentru tranzistorul ^ncomuta]ie descrie curbele din fig. 3.7b. Cu linie ^ntrerupt@ este reprezentat loculgeometric pentru cazul ideal, ^n care inductivit@]ile parazite i curentul derevenire al diodei sunt nule.



3.4. - Circuite de protec]ie pentru tranzistoare 81

T

L1

L2

L5

Io

Cd

L3

L4 _

+

Vi

Circuit ideal

Deschidere

vCE

iC

t4 t3

t1

t5

t0

t6

Blocare

a). b).

V i

c).

Fig. 3.7 a). Convertor cu inductivit@]ile parazite explicitate;b). Comuta]ia tranzistorului; c). formele de und@ la deschidere i blocare.

Se observ@ solicitarea tranzistorului ^n curent i tensiune at$t ladeschidere c$t i la blocare, rezult$nd v$rfuri de putere disipat@ ^n dispozitiv.Inductivit@]ile parazite determin@ supratensiuni peste valoarea Vi, iar curentul derevenire al diodei genereaz@ supracurent peste valoarea I0, f@c$nd necesarecircuitele de protec]ie pentru reducerea acestor solicit@ri.

Pentru simplificarea analizei func]ion@rii ansamblului tranzistor - circuitde protec]ie, se presupune c@ varia]ia curentului prin tranzistor este liniar@, cu opant@ di/dt constant@, determinat@ doar de propriet@]ile constructive aledispozitivului i de circuitul lui de comand@. De asemenea se consider@ c@ pantadi/dt (care poate fi diferit@ la intrarea ^n conduc]ie de cea de la blocare) nu semodific@ prin introducerea circuitului de protec]ie.




3.4.1. Circuite de protec]ie la blocare

Pentru evitarea problemelor inerente bloc@rii (supratensiuni, v$rfuri deputere disipat@ ^n tranzistor) circuitele de protec]ie la blocare au rolul de acontrola tensiunea la bornele dispozitivului pe durata comuta]iei acestuia. Acestscop poate fi atins prin conectarea unei re]ele RCD ca ^n fig. 3.8a, undeinductan]ele parazite s-au neglijat pentru simplificare. Inainte de blocare, curentul

prin tranzistor este I0 iar tensiunea ^n conduc]ie aproape nul@.

T

IoDf iDf

Ds

Cs

R s

_

+

Vi

Io

iC

Df

Cs _

+

Vi

a). b).

ic

iDf

tfitfitfi

iCs

Vi

vCs

Cs mareCs = Cs1Cs mic

ic

iDf

iCs

Vi

vCs

ic

iDf

iCs

Vi

vCs

c).

Fig. 3.8 a). Circuitul de protec]ie pentru tranzistor; b). circuitul echivalent n comuta]ie;c). formele de und@ la blocare ^n func]ie de valoarea capacit@]ii Cs din circuitul de protec]ie.




La blocare, ^n prezen]a circuitului de protec]ie, curentul prin tranzistorscade cu panta di/dt, diferen]a I0-iC ^nc@rc$nd condensatorul din circuitul deprotec]ie prin dioda Ds (fig. 3.8b). Pentru un timp de c@dere a curentului t fi,curentul prin condensator poate fi scris:

i I t

tt tCs o

fi

fi= ⋅ < <0 (3.4.2)

Curentul iCs prin condensator este zero ^nainte de momentul t = 0 c$nd

se d@ comanda de blocare pentru tranzistor. Tensiunea pe condensator esteegal@ cu cea de pe tranzistor at$ta timp c$t dioda Ds este deschis@:

v vC

i dt I t

C tCs CE

s

Cs

t

s fi

= = =∫ 1

20

0

2

(3.4.3)

Rela]ia de mai sus este valabil@ ^n intervalul de sc@dere a curentului,at$ta timp c$t tensiunea pe condensator este mai mic@ sau cel mult egal@ cu V i.Formele de und@ pentru trei valori ale condensatorului Cs din circuitul deprotec]ie sunt schi]ate ^n fig. 3.8c. Pentru valori mici ale lui Cs, tensiunea labornele acestuia atinge valoarea Vi ^nainte ca iCs s@ ajung@ la zero. In acestmoment intr@ ^n conduc]ie dioda Df i limiteaz@ tensiunea pe condensator i la

bornele tranzistorului la valoarea Vi, iar curentul iCs prin condensator scade bruscla zero datorit@ faptului c@ tensiunea vCs se men]ine la valoarea Vi (dvCs/dt estenul@).

O valoare a capacit@]ii Cs = Cs1 determin@ tensiunea vCs s@ ating@valoarea Vi exact ^n momentul ^n care curentul iCs ajunge la zero, adic@ dup@parcurgerea tfi. Cs1 se calculeaz@ ^nlocuind t = tfi i vCs= Vi ^n rela]ia (3.4.3):

C I t

Vs

fi

i

1

0

2= (3.4.4)

Pentru valori mari ale capacit@]ii Cs > Cs1, formele de und@ din fig.3.8carat@ c@ tensiunea la bornele Cs crete ^ncet i timpul de cretere (^n care seatinge valoarea Vi) este mai mare dec$t tfi.

Pentru t > tfi curentul prin condensator este I0 i tensiunea pe tranzistorcrete liniar la Vi. Locul geometric al punctelor de func]ionare ^n procesul deblocare pentru cele 3 valori ale Cs este prezentat ^n fig. 3.9.

Pentru dimensionarea c$t mai precis@ a circuitului de protec]ie trebuieluat@ ^n considerare comportarea ansamblului tranzistor-circuit de protec]ie lablocare pe durata fenomenului tranzitoriu de deschidere (turn-on).




RBSOAiC

I0

Cs=0

Cs mic

Cs=Cs1

vCECs mare

Vi

Fig. 3.9 Blocarea tranzistorului n func]ie de valoarea capacit@]ii din circuitul de protec]ie.

Pentru a ^n]elege comportarea ^n acest regim, se presupune c@ circuitulde protec]ie este pur capacitiv (nu con]ine rezisten]a Rs

i nici dioda Ds) ca ^n fig.3.10a.

La fel ca i la blocare, se consider@ panta curentului diC/dt [email protected]]a haurat@ din fig. 3.10a reprezint@ sarcina acumulat@ ^n condensatorcare se descarc@ ^n tranzistor la deschiderea acestuia i este propor]ional@ cuvaloarea condensatorului Cs.

In absen]a condensatorului, tensiunea vCE ar atinge valoarea zeroimediat dup@ comanda de deschidere (reprezentat@ cu linie ^ntrerupt@ ^n fig.3.10a) i astfel energia dispat@ ^n tranzistor pe durata deschiderii ar fi foartemic@. In prezen]a condensatorului, timpul de c@dere a tensiunii se m@rete, deciapar pierderi suplimentare ^n dispozitivul de comuta]ie, exprimate prin:

∆W i v dt i v dt I v dtQ C CE

t t

t

Cs CE

t t

t

CE

t t

t

ri rr ri rr ri rr

= ⋅ = ++ + +

∫ ∫ ∫ 2 2

0 (3.4.5)

Primul termen din partea dreapt@ definete energia stocat@ ^ncondensator, care se disip@ pe tranzistor la deschidere. Cel de-al doilea termenreprezint@ energia suplimentar@ disipat@ ^n tranzistor, datorat@ m@ririi timpului dec@dere a tensiunii vCE ^n prezen]a condensatorului Cs i care ^n mod frecventeste mai mare dec$t primul termen.

Ad@ug$nd la circuitul de protec]ie i rezisten]a aferent@ Rs, se ob]informele de und@ din fig. 3.10b.




Io

Io-iC

T

Df

Cs

_

+

Vi

1

2

0

Cs sedescarc@

trr

iC tri+trr tri0

0

vCE

Vi I0

t2

a).

T

IoDf iDf

Ds

Cs

R s

_

+

Vi

A

trr

iC tri0

0

0

vCE

iDf

Vi

Vi

I0

Irr

Irr

v t

R

V

R

Cs

s

i

s

( )==

0

detaliu A

b).

Fig. 3.10 Efectul condensatorului din circuitul de protec]ie la deschiderea tranzistorului - a). ^nabsen]a rezisten]ei Rs; b). ^n prezen]a rezisten]ei Rs.




In acest caz, spre deosebire de func]ionarea cu circuit de protec]ie purcapacitiv, tensiunea scade la zero aproape instantaneu, deci nu apar pierderisuplimentare de energie ^n tranzistor datorate circuitului de protec]ie.

Energia din condensator, care se disip@ de aceast@ dat@ prin rezisten]acircuitului de protec]ie, este dat@ de rela]ia:

W C V

R

s i=2

2(3.4.6)

In fig. 3.10b, rezisten]a din circuitul de protec]ie trebuie aleas@ astfel ^nc$t v$rfulde curent prin ea s@ fie mai mic dec$t curentul de revenire Irr al diodei de fug@:

V

R Ii

s

rr < (3.4.7)

In general curentul Irr se limiteaz@ la 0,2I0 sau chiar mai jos, deci rel.(3.4.7) devine:

V

R Ii

s

= 0 2 0, (3.4.8)

Se pot observa urm@toarele efecte:

- toat@ energia stocat@ ^n condensator se disip@ ^n rezisten]@, protej$ndastfel dispozitivul de comuta]ie;

- nu mai apar pierderi suplimentare ^n tranzistor, la deschidere, datoratecircuitului de protec]ie la blocare;

- v$rful de curent pe care tranzistorul trebuie s@-l suporte nu este m@rit ^n prezen]a circuitului de protec]ie la blocare.

Pentru o mai bun@ dimensionare a circuitului de protec]ie, este util@reprezentarea grafic@ a energiei disipate ^n tranzistor la blocare i pierderile ^nrezisten]a Rs ^n func]ie de Cs (fig. 3.11).

In conformitate cu cele de mai sus, curbele ob]inute nu depind devaloarea rezisten]ei Rs. Condensatorul Cs se alege astfel ^nc$t punctul de

func]ionare la blocare s@ se p@streze ^n aa numita “ arie de func]ionare sigur@ lapolarizare invers@” i pierderile ^n tranzistor s@ fie reduse - din considerentelegate de r@cirea capsulei.

Odat@ dimensionate rezisten]a Rs din circuitul de protec]ie ^n bazaecua]iei (3.4.8) i condensatorul Cs pe baza celor discutate anterior, se verific@dac@ Cs se poate desc@rca p$n@ la o valoare sc@zut@ (0,1V i) ^n intervalul de timpc$t tranzistorul este deschis pentru a fi preg@tit pentru o nou@ perioad@ defunc]ionare.




W

V I t

T

i f

1

2 0

WT

Cs/Cs1

0

1

10,5

Wtot=WR +WT

WR

Fig. 3.11 Energia disipat@ pe un tranzistor bipolar ^n comuta]ie i pe rezisten]a din circuitul deprotec]ie ^n func]ie de capacitatea Cs.

Desc@rcarea condensatorului pe perioada st@rii deschise a

tranzistorului se face cu constanta de timp τc = RsCs:

v V eCs i

t c

=

− / τ

(3.4.9)deci timpul necesar ca tensiunea pe condensator s@ ajung@ la 0,1V i este:

t R Con s s> ⋅2 3, (3.4.10)

Pentru Cs = Cs1 si Rs determinat cu rela]ia (3.4.8), timpul minim de conduc]ie ton

trebuie s@ fie de cel pu]in 6 ori mai mare dec$t timpul de c@dere a curentului printranzistor tfi.

3.4.2. Circuite de protec]ie la supratensiuni pentru tranzistoare

La tratarea circuitelor de protec]ie la blocare, inductivit@]ile parazite dinconvertor au fost neglijate, deci i supratensiunile generate de acestea lastingerea curentului prin tranzisor. Protec]ia la supratensiuni poate fi ob]inut@ cucircuite de tip RCD ca cel din fig. 3.12a, ^n care s-a considerat c@ inductan]eleparazite se pot ^nlocui printr-o inductan]@ echivalent@ (rel. 3.4.1).




La momentul ini]ial tranzistorul este deschis, iar tensiunea vC0V labornele condensatorului din circuitul de protec]ie la supratensiuni este egal@ cuVi (condensatorul este pre^nc@rcat).

La blocare, presupun$nd c@ timpul de anulare a curentului printranzistor este foarte mic, curentul prin inductan]a Lσ se men]ine la valoare I0,curentul de sarcin@ ^nchiz$ndu-se prin dioda de fug@ Df. Pentru aceast@ stare,circuitul echivalent este prezentat ^n fig. 3.12b, unde dioda Df este scurtcircuitat@,iar tranzistorul este blocat.

Energia ^nmagazinat@ ^n inductan]ele parazite se transfer@ acum prin

intermediul diodei Dov ^n condensatorul Cov, pe care ^l ^ncarc@. Tensiunea labornele acestuia crete dep@ind valoarea Vi.

Io

Df

iDf

Dov

Cov

Lσ

Cd

R ov

_

+

Vi

Lσ

Dov R ov

+

Cov

_

Vi

iLσ

Lσ

Cov

+

∆VCov

_

+

_

+

Vi

_ Vi

a). b). c).

kVi

iLσ

tfi0

vCE

Vi

0

LσCov se

|ncarc~ R ovCov se

descarc~

iLσ

vCE

Vi

d).

Fig. 3.12 a). Circuit de protec]ie la supratensiuni; b),c). circuite echivalente la blocareatranzistorului; d). tensiunea colector-emitor n absen]a i prezen]a circuitului de protec]ie.




Supratensiunea ∆VCov ^n aceast@ stare apare i la bornele tranzistorului:∆VCov=∆VCE i se poate determina ^nlocuind condensatorul pre^nc@rcat cu uncircuit echivalent ca ^n fig. 3.12c, cu rela]ia:

C V L Iov CE⋅

=∆ max

2

0

2

2 2

σ (3.4.11)

Ecua]ia de mai sus arat@ c@ o valoare mare a condensatorului Cov ar

minimiza supratensiunea ∆VCEmax. Odat@ curentul prin inductan]@ ajuns la zero,condensatorul se descarc@ prin rezisten]a R

ov cu constanta de timp R

ovC

ov, care

trebuie s@ fie suficient de mic@ ^nc$t tensiunea pe Cov s@ scad@ p$n@ laaproximativ Vi, f@c$nd astfel circuitul de protec]ie func]ional ^nainte deurm@toarea blocare a tranzistorului.

De folos ^n corecta estimare a valorii condensatorului Cov pot fireprezent@rile grafice din fig. 3.12d pentru formele de und@ ^n absen]a iprezen]a circuitului de protec]ie la supratensiuni. Supratensiunea exprimat@ ca ikVi este utilizat@ la estimarea inductivit@]ilor parazite din circuit:

kV L I

ti

fi

= σ 0(3.4.12)

Dac@ se poate accepta ^n circuit o supratensiune de 0,1Vi, ^nlocuind Lσ

din rela]ia (3.4.12) se ob]ine pentru Cov:

C kI t

VV Vov

fi

i

CE i= =10

0 10 ( , )max∆ (3.4.13)

Relativ la valoarea lui Cs1 determinat@ cu rela]ia (3.4.4), se ob]ine:

C kCov s= 200 1 (3.4.14)

de unde se observ@ c@ pentru protec]ia la supratensiuni capacitatea din circuitulde protec]ie este semnificativ mai mare dec$t ^n cazul circuitului de protec]ie lablocare. Se poate demonstra c@ dei C

ov

este aa de mare, pierderile de energiecare apar ^n rezisten]a Rov sunt comparabile cu cele din rezisten]a circuitului deprotec]ie la blocare.




3.5. Circuite de protec]ie pentru configura]ii complexe

Pentru configura]ii de circuite ca cea prezentat@ ^n fig. 3.13, utilizareaunor protec]ii individuale la blocare poate pune probleme la deschidereaelementelor de putere.

La deschiderea tranzistorului T_

i dup@ stingerea curentului derevenire al diodei Df+, prin dispozitivul de putere apare un curent de desc@rcare acondensatorului din circuitul de protec]ie la supratensiuni, schi]at cu linie

^ntrerupt@, care determin@ pierderi suplimentare ^n T_ pe perioada dedeschidere. Tranzistorul T+ este supus acelorai solicit@ri la deschidere. Mai multdec$t at$t, ^n aceste condi]ii Cs+ nu mai contribuie la reducerea pierderilor ^n T- lablocare.

Un circuit de protec]ie ca cel din fig. 3.13b prezint@ aceleai deficien]eca i cel din fig. 3.13a. Un astfel de circuit de protec]ie RC (fig. 3.13b), av$nd ^ncomponen]@ o capacitate de valoare redus@, este ^n mod obinuit utilizat ^nconfigura]ii ^n punte, ^n care principalul rol este de a reduce panta curentului di/dtpentru diminuarea radia]iei electromagnetice.

T_

Io

Ds+

Ds_

Cs_

R s_

_

+

Cii

T+Cs+

R s+

Df_

Df+

T_

Io

Cs_

R s_

_

+

CiVi

T+

Cs+

R s+

Df_

Df+

a). b).

Fig. 3.13 a) Circuit de protec]ie la blocare neadecvat pentru configura]ia n punte;b) protec]ie satisf@c@toare pentru reducerea pantei du/dt la blocare i a radia]iei electromagnetice.



3.5. - Circuite de protec]ie pentru configura]iii complexe 91

Pentru a realiza i protec]ia la deschidere a tranzistoarelor se impuneutilizarea unei configura]ii a circuitului de protec]ie ca ^n fig. 3.14a.

In momentul ^n care tranzistorul T_ se deshide iar dioda de fug@ Df+ îrecap@t@ capacitatea de blocare, curentul se ^nchide prin inductan]a Ls, reduc$ndastfel pierderile fa]@ de cazul ^n care convertorul este prev@zut doar cu protec]iila blocare.

T_

Io

R Ls

LsDLsDs+

Ds_

Cs_

R s_

_

+

Ci

Cov

Vi

T+Cs+

R s+

Df_

Df+

a).

T_

Io

_

+

Cs

Cov

CiVi

R Ls LsDs1Ds2

T+

Df_

Df+

Modul deputere

b).

Fig. 3.14 a). Protec]ii la deschiderea i blocarea tranzisotoarelor;b). Protec]ie tip Undeland.




In fig. 3.14b este prezentat un circuit de protec]ie ob]inut din combina]iacircuitelor prev@zute pe fiecare din cele dou@ tranzistoare. Protec]ia lasupratensiuni poate fi uor realizat@ ^n acest caz prin conectarea unuicondensator Cov, rezisten]a RLs servind i ca Rov ^n protec]ia la supratensiuni.

Se realizeaz@ astfel protec]ia ambelor dispozitive de comuta]ie i adiodelor. Condensatoarele din circuitele de protec]ie la blocare individuale se pot

^nlocui cu unul singur, care va avea pierderile ^n comuta]ie la deschidereatranzistoarelor comparabile cu cele ale condensatorului din circuitul prezentat ^nfig. 3.14a.

Toate pierderile ^n comuta]ie care apar ^n cazul circuitului de protec]iedin fig. 3.14b sunt concentrate ^n rezistor, pierderi recuperabile ^n cazul ^n carerezistorul se ^nlocuiete cu un convertor recuperativ de energie.



3.6. Circuite de protec]ie pentru tiristoare GTO

Tiristoarele GTO sunt utilizate ^n aplica]ii de puteri mari, fapt care face

cu at$t mai necesar@ utilizarea circuitelor de protec]ie. Dispozitivul GTO poate ^ntrerupe v$rfuri de curent semnificativ mai mari dec$t valorile efective sau mediiale curentului care determin@ capabilitatea tiristorului. Curentul maxim controlabilprintr-un GTO ^n montaj ca cel prezentat ^n fig. 3.15 depinde de capacitatea Cs

conectat@ ^n circuitul de protec]ie la blocare. Pe de alt@ parte se impunenecesitatea de a limita panta de varia]ie dv/dt a tensiunii anod-catod la blocareatiristorului. Dac@ aceast@ pant@ dep@ete o valoare maxim admisibil@(dvAK/dt)max apare pericolul reintr@rii accidentale ^n conduc]ie a tiristorului. Pantatensiunii anod-catod este invers propor]ional@ cu valoarea capacit@]ii Cs i cu c$tacesta este mai mare cu at$t poate fi mai mare valoarea curentului controlat prindispozitiv I0, cu condi]ia ^ns@ ca acesta s@ nu dep@easc@ valorile specificate de

produc@tor ^n catalog.Cs trebuie dimensionat astfel ^nc$t s@ fie suficient de mare ^nc$t GTO s@poat@ ^ntrerupe curentul necesar aplica]iei; o valoare mare pentru Cs duce ^ns@ ila creterea pierderilor ^n comuta]ie. La alegerea Cs trebuie luat ^n considerare ifaptul c@ inductan]a intern@ s@ fie mic@ i s@ suporte v$rfuri de curent, ceea cepractic se poate ob]ine prin legarea ^n paralel a mai multor condensatoare.



3.6. - Circuite de protec]ie pentru tiristoare GTO 93

IoDf

D’s

CsDs

Ls

Lσ

Ci

R’s

R s

+

Vi

T

_

Fig. 3.15 Protec]ie la deschidere i blocare pentru tiristor GTO ^n convertor cobor$tor de tensiune.

Dioda Ds din circuitul de protec]ie trebuie s@ suporte, pe intervale scurtede timp, tot curentul de sarcin@, iar la deschidere v$rfuri mari de curent, deci vatrebui s@ fie aleas@ corespunz@tor.

Rezisten]a Rs a circuitului de protec]ie la blocare se alege f@c$nd uncompromis ^ntre valoarea mare necesar@ limit@rii curentului ce se descarc@ printiristor la deschiderea acestuia i valoarea minim@ determinat@ de timpul minimc$t dispozitivul conduce, astfel ^nc$t s@ permit@ desc@rcarea condensatorului Cs

p$n@ la o valoare a tensiunii la bornele lui care s@ fac@ circuitul de protec]ieoperant la urm@toarea blocare a tiristorului. Puterea disipat@ ^n rezisten]a Rs estemare, deci ar putea fi necesar un radiator pentru r@cirea acesteia.

Impedan]a parazit@ Lσ a circuitului de protec]ie la blocare trebuie s@ fiec$t se poate de mic@, deci componentele acestui circuit trebuie montate c$t maiaproape de bornele tiristorului GTO.

Pentru convertoare ^n punte realizate cu tiristoare GTO, circuite de

protec]ie similare celor din fig. 3.15 pot fi utilizate pentru fiecare dispozitiv ^nparte. Se pot utiliza ^ns@ combina]ii aa ca ^n fig. 3.14b. Av$nd ^n vedere c@acest tip de dispozitive de comuta]ie se utilizeaz@ ^n aplica]ii de mare putere,pierderile care apar ^n rezisten]a Rs din circuitul de protec]ie sunt semnificative,

justific$nd recuperarea acestora printr-un convertor corespunz@tor.




3.7. Protec]ii la supratensiuni accidentale

P$n@ la acest paragraf au fost tratate protec]iile la supratensiuni ceapar ^n mod repetabil, generate de inductivit@]i ^n circuite cu dispozitive ^ncomuta]ie.

In re]elele de alimentare sunt ^ns@ destul de frecvente fenomenele

aleatoare generatoare de supratensiuni. De cele mai multe ori acestea nu potfi prezise, necunoscute fiind at$t momentul apari]iei, c$t i durata ^n timp iparametrii energetici aferen]i. Din acest motiv alegerea elementelor dedisipare a energiei transmise prin frontul de und@ are la baz@ experien]a.

Amplitudinea formelor de und@ depinde ^n mare m@sur@ deimpedan]a sistemului i ^n mai mic@ m@sur@ de nivelul tensiunii re]elei dealimentare.

Circuitele de protec]ie, ^n func]ie de structura lor, pot realiza:- devierea fronturilor de und@ - prin prevederea unei alte c@i de

^nchidere a curen]ior dec$t prin sarcin@;- atenuarea fenomenelor tranzitorii i protejarea consumatorilor

sensibili.Din prima categorie se amintesc limitatoarele de tensiune idispozitivele de tip “ crowbar” [5].

In a doua categorie se ^ncadreaz@ dispozitivele de tip filtru trece-jos ^nseriate cu elementele de circuit protejate i care permit circula]ia de puterede joas@ frecven]@, elimin$nd componentele de ^nalt@ frecven]@ caracteristiceregimurilor tranzitorii.

3.7.1. Protec]ii crowbar

Protec]iile de tip crowbar (fig. 3.16) au la baz@ un element cudesc@rcare ^n gaze sau un element de comuta]ie de tip tiristor. Dup@amorsare, care are loc la dep@irea unui prag de tensiune, acest tip dedispozitive au o impedan]@ redus@, prezent$nd la ieire o tensiune foartesc@zut@ - egal@ cu tensiunea pe arc sau pe tiristor ^n conduc]ie, unt$ndsarcina ^n paralel cu care sunt conectate.



3.7. - Protec]ii la supratensiuni accidentale 95

Vo

Z1

R1

Vs T1

Zs

Fig. 3.16 Protec]ie “ crowbar” cu diod@ Zener i tiristor.

De obicei, aceste elemente de protec]ie pun la p@m$nt o tensiune deamplitudine mare (de defect), p$n@ c$nd curentul prin dispozitiv este cobor$tsub un anumit nivel, considerat “ sigur” ^n func]ionare.

Dezavantajul major al dispozitivelor de tip “ crowbar” este dat de ^nt$rzierea la amorsare, de obicei de ordinul microsecundelor, interval ^n caresarcina este neprotejat@. Un alt dezavantaj ^l constituie “ pierderea de putere”prin dispozitivul “ crowbar” dup@ dep@irea regimului tranzitoriu, datorat@men]inerii curentului prin tiristor, care nu se blocheaz@. Este deci necesar@

prevederea unei modalit@]i de decuplare a elementului de protec]ie din circuit,dup@ restabilirea parametrilor energetici nominali.

3.7.2. Limitatoare de tensiune

Dispozitivele de protec]ie cu limitare de tensiune se caracterizeaz@printr-o impedan]@ variabil@ ^n func]ie de curentul care le str@bate. Varia]iaimpedan]ei este monoton@, spre deosebire de dispozitivele crowbar, i poate filiniar@ sau neliniar@. Efectul de divizor de tensiune pe care acest tip de

elemente de protec]ie ^l introduc ^n circuit (fig. 3.17) este cu at$t mai pregnantcu c$t impedan]a sursei este mai mare. Pentru un sistem ^n care impedan]asursei de alimentare este nul@, acest tip de protec]ie este [email protected] dispozitive limitatoare de tensiune sunt utilizate:

- redresoare cu seleniu - lucreaz@ ^n regim de str@pungerenedistructiv@, put$nd suporta nivele energetice mari;




Zv V Z

Z Zvo

v

v s

S=+

Vs

Zs

Fig. 3. 17 Protec]ie la supratensiuni cu supresor cu impedan]@ variabil@.

- diode Zener - cu performan]e deosebite i la tensiuni sc@zute, darcu limitare ^n ceea ce privete cantitatea de energie ce poate fi disipat@ de ocapsul@;

- varistoare cu siliciu sau oxid de zinc (MOV - Metal Oxide Varistor) -caracterizate printr-o impedan]@ neliniar@. Dependen]a dintre tensiunea laborne i curentul printr-un varistor este descris@ de legea I = kVα.

Coeficientul α reflect@ gradul de neliniaritate ^n conduc]ie al dispozitivului (^n

compara]ie, o rezisten]@ are α=1).In fig. 3.18 sunt prezentate caracteristicile tensiune-curent pentru

tipurile de elemente de protec]ie amintite mai sus. Se poate observa c@ pentrudispozitivele de protec]ie cu α mai mare, tensiunea de ieire variaz@ mult maipu]in ^n func]ie de curentul deviat prin elementul de protec]ie. Pentru aplica]iilecare necesit@ men]inerea tensiunii la limite reduse pentru o plaj@ larg@ de

curen]i, sunt preferate dispozitivele de limitare cu coeficient α c$t mai ridicat.La alegerea dispozitivului de limitare a tensiunii cel mai adecvat, trebuie lua]i

^n considerare parametrii enumera]i ^n continuare:Puterea absorbit@ la mers ^n gol - este mai mic@ de 1mW pentru

dioda Zener, sute de mW pentru redresoarele cu seleniu, varistoarelesitu$ndu-se ^ntre aceste dou@ limite;

Puterea maxim@ de scurt@ durat@ ce poate fi suportat@ deelementul de limitare este de dorit s@ fie c$t mai mare, pentru a putea absorbi

v$rfurile de putere ^n interval foarte scurt de timp (nanosecunde saumicrosecunde, mai rar milisecunde). Aceast@ putere se transform@ ^n c@ldur@care, ^n cazul ideal, se distribuie instantaneu i uniform ^n ^ntreaga [email protected]]@ de diodele Zener, varistoarele au avantajul c@ pot suporta sarcini termiceimportante f@r@ a-i reduce performan]ele ^n limitarea tensiunii.



3.7. - Protec]ii la supratensiuni accidentale 97

Tensiuneamomentana [V]

Curentul momentan [A]

Varistor MOVα > 25

REZISTEN[Aα ≡1

1000

Didoda Zenerα ≅ 35

Redresor cu Seleniuα ≈ 8

Varistor cu siliciuα ≈ 5

100805040302010854321

800

500

400

300

200

100

Fig. 3.18 Caracteristici V-I pentru dispozitive supresoare de tensiune.

Tensiunea de limitare este o caracteristic@ important@ adispozitivelor de protec]ie. Diodele Zener ofer@ cele mai sc@zute tensiuni delimitare (fig. 3.19), fiind frecvent utilizate ^n protec]ia circuitelor integrate.

Viteza de r@spuns este de ordinul picosecunde pentru diodele Zeneri de aproximativ 500 picosecunde pentru varistoare, la o rat@ de cretere a

tensiunii de 106 V/ µs. Aceste elemente de protec]ie sunt net superioaredispozitivelor “ crowbar” din punct de vedere al timpului de r@spuns.

Curentul de pierderi, considerat la o tensiune de 5V, este mult maimic ^n cazul varistoarelor dec$t pentru diode Zener.

V [V]

I [A]

Zener

Varistor

Fig. 3.19 Caracteristici tensiune-curent pentru varistor i dioda Zener.




Varistor DiodaZener

IeireIntrareR

L

Varistor DiodaZener

IeireIntrare

a). b).

Fig. 3.20 Protec]ii hibride:a). cu rezistor i varistor; b). cu inductan]@ i varistor.

Modul de distrugere poate juca un rol hot@r$tor ^n alegereaprotec]iei. Varistoarele distruse se comport@ ca un scurtcircuit pe surs@, doar

^n cazul unei desc@rc@ri energetice mari ap@r$nd pericolul exploziei capsulei,circuitul de protec]ie r@m$n$nd deschis.

Diodele Zener defecte se pot comporta fie ca scurtcircuit, fie ca circuitdeschis.

Un defect al dispozitivului de protec]ie de tip scurtcircuit pe durataregimului tranzitoriu este de preferat unui circuit deschis, acesta comport$ndu-

se ca un by-pass, continu$nd s@ protejeze consumatorul ^n paralel cu careeste conectat.

In multe aplica]ii, solu]ia optim@ se ob]ine printr-un circuit de protec]iehibrid, realizat ^n una din variantele din fig. 3.20.

Capacitatea supresorului de tensiune poate constitui un avantaj (deex. ^n circuitele de curent continuu) sau un dezavantaj. Pentru varistoarecomponenta capacitiv@ este mult mai pronun]at@ dec$t pentru diode Zener.Din acest motiv, ele pot ^nlocui cu succes condensatoarele de decuplareconectate la pinii de alimentare ai circuitelor integrate, realiz$nd i rolul defiltre de decuplare c$t i de protec]ii la supratensiuni.



3.8. Protec]ia la supracurent i la varia]ia acestuia di/dt

Acest tip de protec]ie se implementeaz@ func]ie de capacitateadispozitivului de a prelua (suporta) un interval de timp curen]i de suprasarcin@sau de scurtcircuit. In general sunt aplicate dou@ metode de protec]ie simultan



3.8. - Protec]ia la supracurent i la varia]ia acestuia di/dt 99

sau independent: prin decuplarea sursei de alimentare a circuitelor de for]@ iprin inhibarea comenzii (aceasta din urm@ aplicabil@ numai la dispozitive completcomandabile). In ambele cazuri, pentru ca protec]ia s@ fie eficient@, având învedere faptul c@ ea nu poate ac]iona instantaneu, dac@ circuitul de for]@ nurealizeaz@ implicit acest fenomen, se impune limitarea varia]iei (di/dt) acurentului, limitare pe care, de altfel, unele dispozitive o impun prin datele decatalog. Ea se realizeaz@ simplu, prin introducerea unor inductivit@]i L i de limitarecorespunz@toare, calculabile din rela]ia evident@:

di

dt =

V

Li

i∑(3.8.1)

în care V este tensiunea de alimentare a circuitului în care se realizeaz@limitarea.

In aceste condi]ii principalele metode de decuplare sunt:- a). întreruptoare de c.c. sau c.a.;- b). scurtcircuitoare;- c). siguran]e fuzibile ultrarapide.



3.9. Aplica]ii

1. Se consider@ convertorul cobor$tor de tensiune din fig. 3.8 a, f@r@circuitul de protec]ie la deschidere, pentru care tensiunea de alimentareVi=500V, curentul de sarcin@ este Io=500A, iar frecven]a de comuta]iefs=1kHz. Timpul de revenire al diodei de fug@ este trr=10µs. Timpul de c@dere

a curentului prin tiristorul GTO este tf1=1µs, rata maxim@ a tensiunii aplicateeste dv/dt=50 V/ µs, iar curentul anodic maxim IAM=1000A.a). s@ se determine valorile potrivite pentru rezisten]a Rs i

capacitatea Cs a circuitului de protec]ie la blocare;b). estima]i puterea disipat@ pe rezisten]a Rs.

Solu]ie:Din rela]iile (3.4.3) i (3.4.4) se determin@ valoarea optim@ a capacit@]iicircuitului de protec]ie Cs:



3.9. - Aplica]ii 100

C C I t

VFs s

fi

i

= = = ⋅ ⋅

⋅ =

−

1

0

6

2

500 1 10

2 5000 5, [ ]µ

Rezisten]a circuitului de protec]ie se determin@ astfel ^nc$t s@ fie respectatecondi]iile (3.4.7) i (3.4.8):

R V

Is

i=⋅

=0 2

50,

[ ]Ω

Energia disipat@ pe rezistan]a Rs ^n timpul c$t condensatorul C

s se descarc@

prin tranzistor la deschiderea acestuia, se poate calcula din rela]ia (3.4.6):

W C V

mWsR

s i= = ⋅ ⋅

=−2 6 2

2

0 5 10 500

262 5

,, [ ]

Se verific@ dac@, pentru valorile determinate ale componentelor circuitului deprotec]ie, condensatorul Cs poate s@ se descarce p$n@ la o valoare ≈0,1Vi pedurata c$t tranzistorul este deschis. Pentru frecven]a de comuta]ie stabilit@,consider$nd un factor de umplere D = 0,5, se ob]ine tON = 0,5 ms, deci:

v V e e VCs i

t

ic= = ⋅ <<−

− ⋅

⋅

−

−/

,

, ,τ 500 0 1

0 510

2 510

3

6

unde: τc s sR C= = ⋅ −2 5 10 6, .

Pentru circuitul de protec]ie deja ales, se determin@ frecven]a de comuta]iemaxim@ care poate fi atins@, din considerentul desc@rc@rii condensatorului. Seimpune vCs = 0,1Vi la sf$ritul perioadei de conduc]ie a tranzistorului i sedetermin@ tON:

50 500= ⋅ −

e

t ON

Cτ

rezult@:

t

s

ON C= −

= ⋅ −

τ (ln ln )

, [ ]

500 50

5 7 10 6

Se poate determina frecven]a de comuta]ie maxim@, consider$nd timpul deblocare foarte mic, datorit@ faptului c@ ^nc@rcarea condensatorului se face prindioda Ds i nu prin rezisten]@:

f T t t

kHzc

ON rr

max

min

[ ]= ≅+

≅1 1

149




frecven]@ care este mult mai mare dec$t frecven]a uzual@ de lucru a unei astfelde surse ^n comuta]ie, av$nd ^n vedere puterea vehiculat@.

2. Pentru convertorul cobor$tor din fig. 3.10.a se consider@ circuitul deprotec]ie pur capacitiv cu Cs=Cs1. Curentul de sarcin@ este I0=25 A, tensiunea dealimentare Vi=200 V i timpul de blocare al diodei de fug@ trr=0,2 µs.Se cere:a). ob]inerea formelor de und@ pentru curentul i tensiunea pe elementul decomuta]ie la blocare;b). s@ se determine reducerea pierderilor prin tranzistor la blocare, datorat@utiliz@rii circuitului de protec]ie. Se stabilete frecven]a de lucru la 20 kHz, timpulde c@dere a curentului prin dispozitiv fiind tfi=0,4 µs;

Solu]ie:a). Se construiete conform figurii 3.10a programul pentru simulare ^n SPice,comportarea tranzistorului bipolar fiind redat@ printr-o surs@ de curent it.

*Circuit de protec]ie la blocare pentru tranzistor bipolar.lib pwr_elec.lib

*it 2 0 pulse(25 0 0.5u 0.4u 0 9 10)i0 1 2 25A*df 2 1 diodecs 2 0 25nF*vi 1 0 200V*.model diode d(cjo=0.001fF, rs=0.01, is=1e-6).tran 0.05u 1.5u 0 0.01u uic

b). Valoarea condensatorului se stabilete cu rela]ia (3.4.4):

C I t

VFs

fi

i

= ⋅

⋅ =

⋅ ⋅⋅

= ⋅−

−0

69

2

25 0 4 10

2 20025 10

,[ ]

[in$nd cont de varia]ia liniar@ a curentului la blocare (fig. 3.8.c), se ob]ine:

i I t

tC

fi

= −

0 1




Fig. 3.21 Formele de und@ pentru tensiunea i curentul prin tranzistor la blocare.

Puterea disipat@ pe tranzistor la blocare, ^n prezen]a condensatorului Cs este:

PT

v iT

I t

C tI

t

tdt

I t

C TW

d C CE C

s fi fit t

t

t t

t

fi

s

ri rr ri rr

( )

, [ ]

= ⋅ = ⋅⋅ ⋅

⋅ −

⋅ =

= ⋅

⋅ ⋅ =

++∫ ∫

1 1

21

240133

02

0

0

2 2

22

Puterea disipat@ pe tranzistor ^n absen]a circuitului de blocare se determin@astfel:

P

T

v i V

T

I t

t

dt

V I

Tt W

d CE C

i

fi

tt

i

fi

fifi

= ⋅ = −

⋅ =

= ⋅

⋅ =

∫ ∫ 1

1

220

0

00

0 [ ]

Reducerea pierderii de putere ^n prezen]a circuitului de protec]ie este deci:

P P Wd d C− = − =( ) , , [ ]20 0 1 33 19 86




Bibliografie:

1. N. Mohan, T.M. Undeland, W.P. Robbins - “Power Electronics - Converters, Applications and Design” , John Wiley & Sons Inc., Edi]iaa 2-a, 1995;

2. M. Bodea .a. - “Diode i tiristoare de putere” , vol.I-II, Ed. Tehnic@,Bucureti, 1985;

3. I. Str@inescu, M. Codruc - “Tiristorul - Carcateristici. [email protected]]ie. Utiliz@ri” , Ed. Tehnic@, Bucureti, 1988;

4. A. P. Silard - “Tiristoare cu blocare pe poart@ GTO” , Ed. Tehnic@,Bucureti, 1990;

5. * * * - “Transient Voltage Suppression Devices” , HarrisSemiconductor, 1984.



4.CONVERTOARE PENTRU M~RIMI ELECTRICE

CONTINUE

In general aceste tipuri de convertoare au ca m@rime de intrare otensiune continu@, iar ca m@rime de ieire o tensiune sau un curent deasemenea continue, ale c@ror valori se pot regla. Diferen]ele, din punct devedere al structurii ^ntre cele dou@ tipuri de convertoare, sunt minime,intervenind ^n componen]a filtrelor de ieire: astfel, dac@ se regleaz@ tensiuneafiltrul este de tip LC, iar dac@ se regleaz@ curentul este suficient un filtru inductiv.Din acest motiv se vor aborda ^n continuare doar convertoarele de tensiune,av$nd structura cea mai complex@.

4.1. Convertoare cobor$toare de tensiune (“buck”)

Schema principial@ a unui convertor cobor$tor de tensiune esteprezentat@ ^n fig. 4.1. Este utilizat un singur dispozitiv electronic de comuta]ie(T1) a c@rui stare de conduc]ie (blocat/saturat) poate fi modificat@ ^n ambelesensuri prin comand@, ^n vederea gener@rii modul@rii prin l@]ime de puls (PWM).

+

T1

_

V i

D

vL

iL I0

CR s V 0

L

v0i

ii

Fig. 4.1 Schema principial@ a convertorului cobor$tor de tensiune.



4.1. - Convertoare cobor$toare de tensiune (“ buck” ) 105

Semnalul de form@ dreptunghiular@ rezultat este prelucrat cu un filtru LC asistatde o diod@. Sarcina este reprezentat@ prin rezisten]a Rs.

Se presupun tensiunile de intrare i de ieire constante: vi=Vi irespectiv vo=Vo, neglij$ndu-se componentele alternative pe care acestea le potavea. Pentru tensiunea de ieire aceast@ aproxima]ie trebuie sus]inut@ decalitatea filtrului LC.

Studiul convertorului se face func]ie de regimul de func]ionare dinpunct de vedere al formei de und@ a curentului care str@bate inductan]a L,consider$nd elementele de circuit ideale (nedisipative).

4.1.1. Regimul de curent ne^ntrerupt

Acest mod de func]ionare, prezentat ^n fig. 4.2 (formele de und@) ifig. 4.3 (st@rile circuitului), se caracterizeaz@ prin faptul c@ inductan]a L este ^npermanen]@ parcurs@ de curent (iL(t) > 0).

vL, iL

I0

Vi-V0

0

-V0

T 2T

t

iL

vL

tON tOFF

A B

IL = I0

Fig. 4.2 Func]ionare ^n regim de curent ne^ntrerupt - formele de und@.

Vi

L

vL

iL

C R S

I0

V0

Vi

L

vL

I0iL

C V0 R S

a). b).

Fig. 4.3 St@rile circuitului: a). ton; b). toff.



106 Convertoare pentru m@rimi electrice continue - 4

Consider$nd regimul sta]ionar se pot scrie rela]iile:

L L

0

T

L

0

t

L

t

T

Li (0) - i (T) =1

Lv (t)dt= v (t)dt+ v (t)dt= 0

on

on

∫ ∫ ∫ (4.1.1)

Rela]ia (4.1.1) exprim@ egalitatea ariilor A i B:

(V - V ) t = V (T - t )i o on o on (4.1.2)

din care se definete factorul de umplere D:

D =t

T=

V

V

on o

i

(4.1.3)

Cu condi]iile simplificatoare specificate mai sus, puterea la intrare Pi

este egal@ cu puterea absorbit@ de c@tre sarcin@ Po i deci:

o

i

i

o

I

I =

V

V =

1

D(4.1.4)

^n care Ii i Io reprezint@ valorile medii ale curen]ilor la intrarea respectiv ieireadin convertor.

4.1.2. Func]ionarea la limita de trecere ^n regim de curent ^ntrerupt(discontinuu)

Formele de und@ reprezentative acestui caz sunt prezentate ^n fig. 4.4,curentul iL anul$ndu-se la sf$ritul fiec@rei perioade a comuta]iei dispozitivuluielectronic. Not$nd cu indicele "lim" valorile medii ale curen]ilor corespunz@toareacestui caz, se poate scrie:

L

L oni o i o oI =

I

2=

t

2L(V - V ) =

DT

2L(V - V ) = Ilim lim

max (4.1.5)

Astfel, ^n condi]ii date (valori cunoscute ale m@rimilor T, Vi, Vo, L i D),dac@ valoarea medie a curentului iL (i deci a curentului la ieire) devine maimic@ dec$t ILlim, regimul de func]ionare devine discontinuu.




vL, iL

Vi-V0

0

-V0

I0lim=ILlim

ILmaxvL

tON tOFF

t

Fig. 4.4 Formele de und@ corespunz@toare func]ion@rii ^n regim limit@.

4.1.3. Regimul de curent ^ntrerupt pentru Vo = constant

Men]inerea constant@, cu ajutorul unei bucle de reglaj (prin intermediulfactorului de umplere D), a tensiunii la ieire Vo este aplica]ia cea mai des

^nt$lnit@ la acest tip de convertoare. Regimul de curent ^ntrerupt se va trata cureferire la fig. 4.5 ^n care sunt trasate formele de und@ caracteristice.

Din rela]iile (4.1.4) i (4.1.5) se poate calcula limita:

D 0L L

oo(I ) = I =

TV

2L = I

→lim lim limmax limmax (4.1.6)

din care rezult@:

L LI = (1 - D) Ilim limmax (4.1.7)

Utiliz$nd nota]iile din fig. 4.5, sunt evidente rela]iile:

o

i 1

V

V = D

D + ∆(4.1.8)

L

o1 1 oI =

V

LT = 2 Imax limmax∆ ∆ (4.1.9)




vL, iL

0

Vi -V0

vL iLIL = I0

∆ 2T

-V0

T

∆ 1T

D T

Fig. 4.5 Formele de und@ ^n regim de curent ^ntrerupt.

o L

1o 1 1I = I

D +

2 = I (D + )max limmax

∆∆ ∆ (4.1.10)

Elimin$nd pe ∆1 din (4.1.8) i (4.1.10) rezult@ dependen]a ^ntre D i Io/Illim max ^nregim de curent ^ntrerupt:

D =V

V

II

1 -V

V

o

i

o

L

o

i

limmax

(4.1.11)

In fig. 4.6 este sintetizat@ grafic func]ionarea convertorului cobor$tor detensiune, utiliz$nd rela]iile (4.1.3) i (4.1.11). Ecua]ia (4.1.7) definete dreaptacare traseaz@ grani]a ^ntre regimurile de func]ionare.

4.1.4. Regimul de curent ^ntrerupt pentru Vi = constant

Cazul ^n care Vi este constant i V0 variabil prin modificarea factorului deumplere D este specific ac]ion@rilor electrice reglabile cu maini de c.c.. Dinrela]ia (4.1.5), ^n care V0 = DVi, se ob]ine curentul mediu la limita de regimne^ntrerupt:

( )ITV

LD DL

ilim = ⋅ −

21 (4.1.12)




DISCONT

1,0

0,75

0,50

0,25

0 0,5 1,0 1,5

I0/ILlimmax

V0=constantV0/Vi=D

Vi/V0=1,25

Vi/V0=2

Vi/V0=5

Fig. 4.6 Caracteristica, la Vo=ct., a convertorului cobor$tor de tensiune.

Valoarea maxim@ a acestui curent se ob]ine la D=0,5:

ITV

LL

ilimmax =

8(4.1.13)

deci, ^nlocuind ^n rela]ia (4.1.12), aceasta devine:

( )I I D DL Llim lim max= ⋅ ⋅ −4 1 (4.1.14)

In concordan]@ cu fig. 4.5, se poate scrie:

( ) ( )V V DT V Ti − ⋅ + − ⋅ =0 0 1 0∆ (4.1.15)

din care se ob]ine egalitatea:

V

V

D

Di

0

1

=+ ∆

(4.1.16)

Valoarea maxim@ (momentan@) a curentului prin bobin@ este:

i VL

TLmax = ⋅01∆ (4.1.17)

Valoarea medie a curentului prin sarcin@ I0 = IL ^n regimul de curent ^ntreruptrezult@ din (4.1.16), (4.1.17) i (4.113):

I iD

I Do L L= +

= ⋅ ⋅max lim max

∆∆1

12

4 (4.1.18)




Elimin$nd ∆1 ^ntre rela]iile (4.1.16) i (4.1.18) se ob]ine:

V

V

D

DI

I

o

i o

L

=+

2

2 1

4 limmax

(4.1.19)

In fig. 4.7 sunt reprezentate caracteristicile externe ale surseicobor$toare V0 = f(I0) ^n cazul Vi = ct. (linia punctat@ marcheaz@ zona defunc]ionare ^n regim de curent ^ntrerupt).

4.1.5. Riplul tensiunii de ieire

Analiza convertorului cobor$tor de tensiune s-a efectuat ^n ipotezavo(t) = Vo, consider$nd capacitatea de filtraj suficient de mare pentru ca aceast@afirma]ie s@ aib@ valabilitate practic@. In realitate ^n tensiunea de ieire exist@ unriplu, amplitudinea lui (∆Vo) put$nd fi determinat@ (^n regim de curent ne^trerupt)urm@rind fig. 4.8, presupun$nd c@ ^ntreaga component@ alternativ@ a curentuluiiL trece prin condensator, sarcina fiind parcurs@ de curentul mediu Io:

∆ ∆ ∆oLV = Q

C = 1

C12

I2

T2⋅ ⋅ ⋅ (4.1.20)

V0/Vi=D Vi=constant

D=1,0

0,9

0,7

0,5

0,3

0,1

1,0

0,75

0,50

0,25

00 0,5 1,0 1,5 2

I0/ILlimmax

DISCONT

Fig. 4.7 Caracteristici externe la Vi=ct.




Din fig. 4.2, pe durata toff, rezult@:

∆ Lo

I =V

L(1 - D)T (4.1.21)

Amplitudinea componentei alternative este ^n final dat@ de:

∆ oo

V =T

8C

V

L(1 - D)T⋅ (4.1.22)

care poate fi exprimat@ ^n valori relative:

∆ o

o

2 2 2

cV

V=

1

8

T (1- D)

LC=

2(1- D) (

f

f )⋅ π

(4.1.23)

^n care f=1/T i fc=1/(2π(LC)½).

Rela]ia (4.1.23) exprim@ independen]a amplitudinii componenteialternative din tensiunea de ieire fa]@ de sarcin@, ^n regim de curent ne^trerupt.

vL, i

L

I0

i-V0

0

- V 0

T

t

t

iL

vL

tON tOF F IL = I0

v 0

∆VV0

Fig. 4.8 Riplul tensiunii la ieirea unui convertor cobor$tor de tensiune.




4.2. Convertoare cresc@toare de tensiune ("boost")

Schema de principiu a unui convertor cresc@tor de tensiune (fig. 4.9)are aceeai componen]@ ca i ^n cazul anterior prezentat, cu modificareapozi]iei relative a elementelor.

Abordarea teoretic@ se efectueaz@ de asemenea func]ie de regimul defunc]ionare, din punct de vedere al curentului prin inductan]a L.


In fig. 4.10 sunt prezentate formele de und@, iar ^n fig. 4.11 st@rilecircuitului pentru acest regim de func]ionare. Cu considerentele exprimate ^nparagfraful 4.1.2. se poate scrie rela]ia:

i on i o off V t + (V - V ) t = 0 (4.2.1)din care rezult@:

o

i off

i

o

V

V=

T

t=

1

1- D=

I

I(4.2.2)

++

T1

_

_

Vi

D

vL

iL Io

C R S Vo

L

voi

Fig. 4.9 Convertor cresc@tor de tensiune.



4.2. - Convertoare cresc@toare de tensiune (“boost”) 113

vL, iL

IL

Vi

0

Vi-V0

T 2T

t

iL

vL

tON tOFF IL=I0

Fig. 4.10 Func]ionare ^n regim de curent ne^ntreupt - forme de und@.

++

_ _

VivL

iL I0

C R S V0

L

++

_ _

VivL

iL I0

C R S V0

L

a). b).

Fig. 4.11 St@rile circuitului pentru: a). ton; b). toff.

4.2.2. Func]ionarea la limita de trecere ^n regim de curent ^ntrerupt(discontinuu)

Din formele de und@ reprezentative (fig.4.12) i rela]ia (4.2.2) se potscrie egalit@]ile:

lim maxL L

ion

oI =

1

2I =

1

2

V

Lt =

TV

2LD(1- D) (4.2.3)

Pe baza egalit@]ii ii = iL i a rela]iei (4.2.3) rezult@ valoarea medie acurentului de sarcin@:




o

o 2I =

TV

2LD(1 - D)lim (4.2.4)

din care, pentru D=1/3 rezult@:

oo

I =2

27

TV

Llimmax (4.2.5)

Expresiile (4.2.3) i (4.2.4), pentru Vo = constant, au reprezent@rilegrafice din fig. 4.13. Se poate deci afirma c@ pentru o valoare dat@ lui D, c$nd

curentul de sarcin@ scade sub valoarea Iolim, simultan cu sc@derea curentului iLsub valoarea ILlim, regimul de curent devine discontinuu.

vL, iL

Vi

0

Vi-V0

Iolim = ILlim

ILmax

vL

tON tOFF

t

Fig. 4.12 Formele de und@ corespunz@toarefunc]ion@rii la limita de curent ne^ntrerupt.

2TV0/27L

1/3

I0lim

ILlim

TV0/8L

0 0,25 0,5 0,75 1 D

Vo=constant

Fig. 4.13 Valorile medii ale curen]ilor ^n regim limit@.




4.2.3. Regimul de curent ^ntrerupt pentru Vo=constant

Din fig. 4.14, ^n care sunt prezentate formele de und@ caracteristiceacestui regim, se poate scrie rela]ia:

i o 1V DT + (V - V ) T = 0∆ (4.2.6)

din care rezult@:

0

i

1

1

V

V =

+ D∆

∆

(4.2.7)

Cu ajutorul egalit@]ii Pi = Po se ob]ine :

o

i

1

1

I

I =

+ D

∆

∆

(4.2.8)

^n care valoarea medie a Ii = IL se calculeaz@ din:

i L

1 i1I = I

D +

2 =

T V

2LD(D + )

max

∆∆ (4.2.9)

Raport$nd (4.2.9) la (4.2.5) i utiliz$nd apoi (4.2.6) rezult@:

o

o

i 1

o

i

o

2

o

i

I

I =

27

4

V D

V =

27

4

V

V

D

V

V - 1lim

∆(4.2.10)

T

DT ∆ 2T

∆ 1T

Vi - V0

i L

vL , i L

V i

0I 0 = I

t

Fig. 4.14 Forme de und@ ^n regim de curent ^ntrerupt.




Se ob]ine ^n final:

D =4

27

I

I

V

V(1 -

V

V)

o

o

o

i

o

ilimmax

(4.2.11)

Fig. 4.15 exprim@ grafic rela]iile (4.2.2) i (4.2.11) sintetiz$ndfunc]ionarea de ansamblu a convertorului pentru Vo = constant. Se impunemen]ionat faptul c@, ^n cazul în care nu exist@ o bucl@ de reac]ie ^n vedereareglajului tensiunii la ieire, exist@ pericolul ca, la func]ionare ^n gol sau cu o

sarcin@ insuficient@, energia ^nmagazinat@ ^n inductan]a L (pe durata ton) s@ nupoat@ fi disipat@, ea acumul$ndu-se ^n capacitatea de filtraj C, conduc$nd lacreterea tensiunii la bornele acestuia, acest fenomen put$nd avea efectedistructive asupra convertorului.

Simplific@rile asumate ^n studiul acestui tip de convertor, presupun$ndc@ elementele de circuit i dispozitivele electronice sunt ideale, introducdiferen]e semnificative, propor]ionale cu valoarea factorului de umplere D, ^ntreconsidera]iile teoretice i rezultatele experimentale (fig. 4.16). In studii maiexacte, cu simul@ri numerice, pot fi introdui parametrii reali ai circuitului i, pebaza unui calcul mai laborios, se pot lua ^n considerare situa]ii mai apropiate derealitate.

DISCONT

D

1,0

0,75

0,50

0,25

0 0,5 1,0

I0/ILlimmax

V0=constant

Vi/V0=0,25

Vi/V0=0,5

Vi/V0=0,8

Fig. 4.15 Caracteristica la Vo=ct. a convertorului cresc@torde tensiune.




D10

V 0 /V i

teoret ic

exper imen ta l

Fig. 4.16 Efectul elementelor de circuit reale.


Valoarea v$rf-la-v$rf a componentei alternative ^n tensiunea vo sedetermin@ pentru regimul de curent ne^ntrerupt.

Consider$nd c@ ^ntreaga component@ alternativ@ a curentului prindioda D, iD, trece prin condensator, iar valoarea sa medie prin rezisten]a desarcin@, ariile haurate din fig. 4.17 reprezint@ varia]iile de sarcin@ alecondensatorului, ∆Q.

Se poate scrie deci:

∆∆

oo o

V =Q

C =

I DT

C =

V

R

DT

C(4.2.12)

Este evident@ rela]ia:

∆V

V

DT

RCD

T0

0

= =

τ

(4.2.13)

^n care τ=RC este constanta de timp a circuitului.




ID=I0

∆V0

V0

Q

0

t

t

v0

iD

toff ton

Fig. 4.17 Riplul tensiunii de ieire ^n regim de curent ne^ntrerupt.



4.3. Convertoare cresc@toare/cobor$toare de tensiunecontinu@ (“buck-boost”)

Schema de principiu a unui convertor a c@rui tensiune la ieire poatefi mai mare sau mai mic@ dec$t tensiunea de intrare este prezentat@ ^n fig.4.18. Principala aplica]ie a unui astfel de convertor o constituie sursele detensiune reglabil@.

C$nd dispozitivul de comuta]ie este ^nchis dioda este polarizat@invers i ^n inductan]@ se ^nmagazineaz@ energie. La deschidereadispozitivului de comuta]ie, inductan]a tinde s@ men]in@ sensul curentului,transfer$nd energia ^nmagazinat@ c@tre sarcin@. In acest interval nu se

absoarbe energie din [email protected] analiza func]ion@rii convertorului ^n regim sta]ionar se fac

aceleai simplific@ri: se consider@ condensatorul din circuitul de filtraresuficient de mare astfel ^nc$t tensiunea pe sarcin@ este men]inut@ aproximativconstant@ v0(t)≅V0 i elementele de circuit ideale. Regimurile de func]ionare sedefinesc, la fel, ^n raport cu forma curentului prin inductan]a L.



4.3. Convertoare cresc@toare/cobor$toare de tensiune continu@ (“buck-boost”) 119

+

+

_

_ V i

vL

I0

C R sV 0L

T 1

ii

D

iL

Fig. 4.18 Convertor cresc@tor/cobor$tor de tensiune.


Formele de und@ ale curentului iL i tensiunii v0 sunt prezentate ^nfig. 4.19. Egal$nd cu zero integrala tensiunii pe inductan]a L ^ntr-o perioad@ seob]ine:

( )( )V DT V D Ti o⋅ + − − =1 0 (4.3.1)

deci:

V

V

D

D

o

i

=−1

(4.3.2)

Din egalitatea puterilor la intrarea i ieirea convertorului se ob]ine ^ntre valorile medii ale curen]ilor i0 i ii rela]ia:

I

I

D

D

o

i

=−1

(4.3.3)




vL, iL

IL

Vi

0

Vi-V0

T 2T

t

iL

vL

tON tOFF IL=I0

Fig. 4.19 Formele de und@ - func]ionare la curent ne^trerupt.

i L

I0

iL C V0 R S

+

_

_

+

Vi

I0

VL iLC V0 R S

+

+

_ _

_

+

a). b).

Fig. 4.20 St@rile circuitului: a). ton; b). toff.

4.3.2. Func]ionare la limita de trecere ^n regim de curent ^ntrerupt

In acest regim, curentul prin inductan]a L atinge valoarea zero lafiecare sf$rit de perioad@ (fig. 4.21a). Valoarea medie a curentului iL pentruregimul limit@ este dat@ de rela]ia:

I I DT V

LL L

ilim max= = ⋅ ⋅

1

2

1

2(4.3.4)

Consider$nd c@ valoarea medie a curentului prin condensator estenul@, ^ntre curen]i exist@ rela]ia:

I I Io L i= − (4.3.5)

Din rela]iile (4.3.2) - (4.3.5) se ob]in:




( )I V

LT DL

olim = −

21 (4.3.6)

( )I V

LT Do

olim = −

21

2(4.3.7)

Aa cum s-a men]ionat, cele mai multe aplica]ii ale acestui tip deconvertor necesit@ men]inerea constant@ a tensiunii pe sarcin@, la modificareatensiunii de alimentare Vi. Din rela]iile (4.3.6) i (4.3.7) rezult@ c@ pentru un

factor de umplere D=0 valorile medii ale curen]ilor ating un maxim:

I I V T

LL o

olim max lim max= =

2(4.3.8)

Varia]ia curen]ilor ^n func]ie de factorul de umplere D, la tensiune deieire constant@ este reprezentat@ grafic ^n fig. 4.21b.

vL, iL

Vi

0

-V0-V0

IL = ILlim

ILmaxvL

tON = DT

(1-D)T

tOFF

t

a).

D

ILlim/ILlimmax

V0 = constant

I0lim/I0limmax

0,75

0,5

0,25

1,00,750,50,250

1,0

b).

Fig. 4.21 Func]ionare la limita de curent ne^ntrerupt: a). forme de und@;b). varia]ia curentului ^n func]ie de factorul de umplere D.




4.3.3. Regimul de curent ^ntrerupt

Egal$nd cu zero integrala tensiunii pe inductan]a L (fig. 4.22) pe operioad@ de func]ionare se ob]ine:

( )V DT V Ti o⋅ + − ⋅ =∆1 0 (4.3.9)

i

V

V

Do

i

=∆1

(4.3.10)

Din egalitatea puterilor rezult@:

I

I D

o

i

=∆1 (4.3.11)

Pentru valoarea medie a curentului prin inductan]a L rezult@ rela]ia:

( )I V

LDT DL

i= ⋅ ⋅ +

2 1∆ (4.3.12)

Cum tensiunea la ieire V0 se men]ine constant@, este sugestiv@reprezentarea varia]iei factorului de umplere D ^n func]ie de curentul absorbitde sarcin@, pentru difertite rapoarte V0/Vi.

T

DT ∆ 2T

∆ 1T

Vi - V0

i L

vL, iL

Vi

0

I0 = IL

t

Fig. 4.22 Forme de und@ ^n regim de curent ^ntrerupt.




Rela]ia care definete aceast@ varia]ie este:

D V

V

I

I

o

i

o

o

=

limmax

(4.3.13)

iar graficele sunt prezentate ^n fig. 4.23.


Valoarea v$rf-la-v$rf a componentei alternative ^n tensiunea vo sedetermin@ pentru regimul de curent ne^ntrerupt.

Consider$nd c@ ^ntreaga component@ alternativ@ a curentului prindioda D, iD, trece prin condensator, iar valoarea sa medie str@bate rezisten]a desarcin@, ariile haurate din fig. 4.24 reprezint@ varia]iile de sarcin@ alecondensatorului, ∆Q.

Se poate scrie deci:

∆∆

oo o

V =Q

C =

I DT

C =

V

R

DT

C(4.3.14)

Se ob]ine:

∆V

V

DT

RCD

To

o

= =τ

(4.3.15)

^n care τ = RC este constanta de timp a circuitului.

DISCONT

D

0,75

0,50

0,25

0

I0/I0limmax

V0=constant

Vi/V0=0,33

Vi/V0=1,0

Vi/V0=4,0

0,5 1,0 1,5

1,0

Fig. 4.23 Caracteristicile convertorului cresc@tor/cobor$tor de tensiune la V0=constant.




Influen]a elementelor reale de circuit func]ion@rii convertorului esteilustrat@ ^n fig. 4.25. Por]iunile de curbe trasate cu linie ^ntrerupt@ marcheaz@zone de func]ionare ce nu pot fi atinse ^n mod uzual tocmai datorit@ prezen]eiinevitabile a acestor elemente disipative. Stabilitatea buclelor de reglaj pentrumen]inerea constant@ a tensiunii la ieire este i ea afectat@.

Ii = Io

∆Vo

Vo

Q

0

t

t

vo

ii

toff ton

Fig. 4.24 Riplul tensiunii de ieire pentru regimul de curent ne^ntrerupt.

D10

V0/V i

teoretic

experimental

D

D1 −

Fig.4.25 Efectul elementelor reale de circuit.




4.4. Convertoare de c.c. - c.c. de 2 i 4 cadrane

4.4.1. Convertoare de c.c. de 2 cadrane

Convertoarele pentru m@rimi continue prezentate anterior suntcapabile s@ func]ioneze ^ntr-un singur cadran, la tensiuni i curen]i de acelaisemn.

Asocierea a 2 sau 4 asemenea convertoare duce la posibilitateafunc]ion@rii ansamblului ^n 2 sau 4 cadrane.

In fig. 4.26 este prezentat un convertor de 2 cadrane realizat dintr-osurs@ cobor$toare i una cresc@toare de tensiune conectat@ astfel ^nc$t s@permit@ transferul energiei furnizate de sarcin@ ^n sursa de alimentare.Sarcina convertorului rezultat poate s@ fie o main@ electric@ ce poate s@lucreze at$t ^n regim de motor c$t i de generator. Func]ionarea ^n doar dou@cadrane este limitat@ prin faptul c@ doar curentul î poate schimba sensul.Alimentarea mainii de c.c. pentru func]ionare ^n regim de motor se face prinT1 i D1, componentele convertorului cobor$tor de tensiune. La func]ionarea ^nregim de generator, lucreaz@ T2 i D2, componente ale convertorului ridic@tor

de tensiune, care se deosebete de cel prezentat ^n fig. 4.9 prin faptul c@ esteconectat “^n oglind@”, astfel ^nc$t circula]ia de putere s@ aib@ loc de la sarcin@spre surs@.

+

+

_ _

Vi

D1 T2

T1

iL R aLa

ii

D2

ea

Fig. 4.26 Schema principial@ a convertorului de 2 cadrane pentrualimentarea unei maini de c.c.



4.4. - Convertoare c.c.-c.c. de 2 i 4 cadrane 126

Inductivitatea La poate apar]ine doar mainii electrice, dac@ frecven]a de lucrueste superioar@ unei anumite valori (pentru regimul de curent ne^ntrerupt).

4.4.2. Convertoare de c.c. de 4 cadrane

Prin conectarea a dou@ convertoare de 2 cadrane se ob]ine unconvertor ^n punte complet@ (fig. 4.27). Cu aceast@ configura]ie, convertorulasigur@ func]ionarea mainii de c.c. ^n toate cele 4 cadrane ale planului v-i,deci at$t ^n regim de motor c$t i de generator, ^n ambele sensuri de rota]ie.

Tensiunea de ieire a convertorului Vo poate fi controlat@ at$t cavaloare medie c$t i ca semn al acesteia. Prin faptul c@ poate fi controlatsemnul curentului, rezult@ de fapt c@ circula]ia de energie este posibil@ ^nambele sensuri.

Aa cum se poate observa, convertorul de 4 cadrane apare ca opunte de dispozitive complet comandabile care au fiecare ^n antiparalel c$te odiod@. In func]ie de sensul curentului io prin sarcin@ la un moment dat,elementul de comuta]ie poate primi comanda de deschidere f@r@ s@ fiestr@b@tut de curent, dac@ dioda ^n antiparalel se afl@ ^n conduc]ie.

Cele dou@ ramuri ale pun]ii con]in fiecare c$te dou@ dispozitive decomuta]ie care lucreaz@ ^n antifaz@: c$nd unul conduce cel@lalt este blocat.

+

_

Vi

D1 T2

T1

vo=vAN-vBN

i0 R aLa

ii

B

N

A

D2

D3 T4

T3 D4

ea

Fig. 4.27 Convertor de c.c. de 4 cadrane.




Teoretic, consider$nd cazul ideal (comuta]ia dintr-o stare deconduc]ie ^n cealalt@ are loc instantaneu), se poate spune c@ cele dou@elemente din aceeai ramur@ a convertorului î pot modifica simultan stareade conduc]ie. Practic ^ns@, pentru a nu pune sursa de alimentare ^nscurtcircuit, ^ntre blocarea unui element i deschiderea celuilalt se impuneintercalarea un timp mort.

Pentru ramura A a convertorului se pot scrie rela]iile:- c@nd T1 conduce iar T2 este blocat:

v VAN i

= (4.4.1)

- c$nd T1 este blocat i conduce T2:

vAN

= 0 (4.4.2)

Din cele dou@ rela]ii rezult@ c@ poten]ialul puctului A depinde de durata deconduc]ie a dispozitivului T1:

V V t t

TV D

AN

i on off

i T=

⋅ + ⋅= ⋅

0

1(4.4.3)

unde DT1 este factorulu de umplere cu care lucreaz@ T1.In mod similar, pentru ramura B este valabil@ rela]ia:

V V DBN i T

= ⋅2

(4.4.4)

Tensiunea de ieire a convertorului Vo = (VAN - VBN) poate fi controlat@prin modificarea factorilor de umplere DT1 i DT2, independent de amplitudineai sensul curentului io.



4.5. Aplica]ii

1. S@ se proiecteze un convertor cobor$tor de tensiune astfel ^nc$ttensiunea de ieire V0 s@ fie men]inut@ la 10V ^n condi]iile ^n care tensiunea

de alimentare Vi se modific@ ^n intervalul 20-30V i rezisten]a de sarcin@variaz@ ^ntre 5-10Ω. Se alege frecven]a de lucru a dispozitivului de comuta]ie10kHz. Se va asigura func]ionarea convertorului ^n regim de curentne^ntrerupt i un riplu maxim al tensiunii de ieire ∆V0=0,1V.

Solu]ie:Din rela]ia (4.1.3), pentru func]ionare ^n regim de curent ne^ntrerupt, sedetermin@ factorul de umplere pentru cele dou@ limite de varia]ie ale tensiuniide alimentare:




DV

V

D

Di

= == =

= =

0

10

200 5

10

300 33

,

,

max

min

Modificarea sarcinii ^ntre limitele 5-10Ω, determin@ varia]ia curentului mediu ^ntre valorile:

I

A I

A I0

0

0

10

52

10

101

=

= =

= =

max

min

Inductan]a L se dimensioneaz@ ]in$nd cont c@ func]ionarea trebuie s@aib@ loc ^n regim de curent ne^ntrerupt i ^n cele mai defavorabile condi]ii:I0=1A i D=0,33. Consider$nd c@ ^n aceast@ situa]ie convertorul func]ioneaz@la limita de curent ne^ntrerupt avem:

( )

( )

( )

I I IV T

LD

L LV T D

ImH

Llim lim min

min

min

min

min

min

,

= = = −

⇒ ≥ = −

= ⋅

⋅ − =

−

0 00

0

0

4

21

1

2

10 10

2 11 0 33 335

Dimensionarea condensatorului se face din condi]ia men]inerii ripluluitensiunii de ieire la 0,1V (rel. 4.1.22):

( )∆VC

V

LD T0

0 21

81= ⋅ −

min

( ) ( )⇒ = ⋅ − =⋅ ⋅

− ⋅ =−

CL

V

VD T F

1

81

10

335 10 0 11 0 33 10 2500

0

2

3

4

min

min,

,∆

µ

2. S@ se realizeze comanda unei surse în comuta]ie cobor$toare detensiune cu circuitul integrat SG1524, la o frecven]@ de lucru ^n domeniul15 - 30kHz.

Solu]ie:Pentru a avea posibilitatea de reglare a valorii tensiunii la ieireaconvertoarelor de c.c., comanda tranzistorului de putere din componen]aacestora se poate face cu ajutorul unui circuit specializat pentru controlul prin




modulare în l@]ime de puls a dou@ elemente de comuta]ie, SG1524, a c@ruischem@ bloc (fig. 4.28) con]ine:

- sursa de tensiune de referin]@ REF;- regulatorul R;- oscilatorul OSC;- bistabilul B;- por]ile pentru logica de comand@ P1, P2;- etajele de ieire tranzistorizate T2, T3;- comparatorul C;

- limitatorul de supracurent I>;- etajul de inhibare a circuitului, T1.Conform datelor de catalog, frecven]a de lucru este func]ie de

valoarea elementelor RT i CT conectate la pinii 6 respectiv 7 ai circuitului (fig.4.29), [1, 2]. RT stabilete curentul de ^nc@rcare al condensatorului CT, astfel

^nc$t la bornele acestuia se ob]ine o tensiune liniar variabil@ care se aplic@ laintrarea comparatorului C.

Spre exemplu, pentru a ob]ine o plaj@ de modificare a frecven]ei între7-20kHz se aleg RT format@ dintr-o rezisten]@ fix@ RT1=5,6kΩ i unsemireglabil RT2=10kΩ, iar CT=0,01µF. Tot de valoarea condensatorului CT

depinde i durata impulsului dat de oscilator; pentru CT=0,01µF se ob]ine

tp=0,9µs.

15

6

7

REF

OSC

+5V 3

VREF16

+5V +5V

BP1

P2

T2

12

11

13

T3

14

1

2

_

+ R

+5V

10

8

1k

10k

T1

9

+5V

+5V

C

I >

+

_

5

4

Fig. 4.28 Circuitul integrat SG1524 - schema bloc.




Modificarea factorului de umplere a semnalului de comand@ adispozitivului de comuta]ie se face cu ajutorul semireglabilului de 10kΩ legat

între pinul 16 al integratului i mas@ prin intermediul a 2 rezisten]e de 1,9kΩ.Particular schemei electrice adoptate este faptul c@ cele dou@ ieiri

ale circuitului integrat destinate comenzii elementelor semiconductoare deputere au fost legate în paralel, ob]in$ndu-se o ieire cu frecven]a de lucrudublat@ (14-40kHz), care ajunge în grila tranzistorului prin intermediul unuihex-buffer neinversor MMC 4050C cu rol de amplificator de semnal. Cele 6por]i ale bufferului sunt legate în paralel.

Alegerea componentelor auxiliare circuitului integrat s-a f@cut înconcordan]@ cu schema de test aferent@ [3].

SG1524

Vi

+15V

1.5µF

35V

1.98k

IRFP 150

MMC

4050C

0.15µF

5.6k

10k

0.01µF

1.96k

10k

1.96k

8 6 7 2 1 9 10 4

15

3

16

12

13

14

11

Fig. 4.29 Schema electric@ a sursei în comuta]iecobor$toare de tensiune.




3. S@ se realizeze simularea ^n Spice a func]ion@rii celor 3 categorii deconvertoare c.c. - c.c. de 1 cadran:

Solu]ie:

Convertor c.c.-c.c. cobor$tor de tensiune (fig. 4.30):*.lib pwr_elec.lib.param rise=9.8us, fall=0.1us, pw=0.1us, period=10us

*vcontl 50 0 0.75Vxlogic 50 0 52 pwm_ramp*xsw 1 2 52 0 switchxd 0 2 sw_diode_with_snub*l 2 3 5uH ic=9.15Ac 3 0 100uF ic=5.33Vrs 3 0 0.5ohmi*vi 1 0 8V

*.tran 0.1us 40us 0s 0.1us uic.probe.end

Fig. 4.30 Schema convertorului cobor$tor de tensiune pentru simulare SPice.




Fig. 4.31 Formele de und@ caracteristice sursei cobor$toare de tensiune.

Convertor c.c.-c.c. ridic@tor de tensiune (fig. 4.32)

*.param rise=9.8us, fall=0.1us, pw=0.1us, period=10us.lib pwr_elec.lib*vcontl 50 0 0.65Vxlogic 50 0 52 pwm_ramp*xsw 2 0 52 0 switchxd 2 3 sw_diode_with_snub*l 1 2 15uH ic=4.26Ac 3 0 100uF ic=20.8V

rs 3 0 10ohmi*vi 1 0 8V*.model switch vswitch (ron=0.01).TRAN 0.1us 300us 0s 0.1us UIC.probe.end




xlogic

PWM_RAMP

Fig. 4.33 Schema sursei ridic@toare de tensiune.

Fig. 4.34 Formele de und@ caracterisitce convertorului ridic@tor de tensiune.

Convertor c.c.-c.c. ridic@tor/cobor$tor de tensiune (fig. 4.35):*.param rise=9.8us, fall=0.1us, pw=0.1us, period=10us.lib pwr_elec.lib




*vcontl 50 0 0.65Vxlogic 50 0 52 pwm_ramp*xsw 1 2 52 0 switchxd 3 2 sw_diode_with_snub*l 2 0 20uH ic=8.3Ac 3 0 100uF ic=-13.6V

rs 3 0 4ohmi*vi 1 0 8.5V*.model switch vswitch (ron=0.01).TRAN 0.1us 300us 0s 0.1us UIC.probe.end

Fig. 4.35 Schema pentru simulare SPice a convertorului ridic@tor - cobor$tor de tensiune.




Fig. 4.36 Formele de und@ caracteristice convertorului ridic@tor/cobor$tor de tensiune.

Bibliografie:

1. N. Mohan, T.M. Undeland, W.P. Robbins - “Power Electronics - Converters, Applications and Design” , John Wiley & Sons Inc., Edi]ia a2-a, 1995;

2. N. Mohan - “Power Electronics - Computer Simulation, Analysis and Education Using PSpice” , Minnesota Power Electronics Research &Education University Station, 1993;

3. V. Popescu - “Stabilizatoare de tensiune ^n comuta]ie” , Ed. de Vest,

Timioara, 1992;

4. Simon S.A. - “Power Switching Converters” , Marcel Dekker, NewYork, 1995;

5. N. Muntean, O. V@zd@u]eanu - “Mutatoare” , Manual de laborator, U.T.Timioara, 1992.



5.CONVERTOARE REZONANTE

In func]ionarea convertoarelor statice ^n regim de comuta]ie se ^nregistreaz@ dou@ categorii de pierderi energetice:

- pierderi ^n stare deschis@, c$nd prin dispozitivul de putere trece uncurent electric, la bornele acestuia ^nregistr$ndu-se o c@dere de tensiune;- pierderi ^n comuta]ie, la trecerile din starea blocat@ (OFF) ^n starea

deschis@ (ON) i viceversa, importante ca valoare deoarece dispozitiveleelectronice din componen]a acestor tipuri de convertoare, ^n cele mai multecazuri, comut@ ^ntreg curentul de sarcin@.

Dac@ func]ionarea are loc la frecven]e joase, comparabile cufrecven]a re]elei, dominante sunt pierderile ^n conduc]ie. Dac@ frecven]a delucru a dispozitivelor de putere este mare, devin importante pierderile ^ncomuta]ie, care cresc propor]ional cu aceasta. Comuta]ia la sarcin@ nominal@produce de asemenea valori mari ale di/dt i dv/dt, gener$nd perturba]iielectromagnetice importante.

Creterea frecven]ei ^n convertoarele statice poate determina o seriede efecte pozitive: reducerea con]inutului de armonici, filtrele necesare voravea dimensiuni mai mici, la frecven]e mai mari de 18-20kHz disparezgomotul caracteristic etc.

Ob]inerea unui randament energetic ridicat, concomitent cu utilizareaconvertoarelor la frecven]e de lucru ridicate, au adus ^n discu]ie convertoarelerezonante. Acestea prezint@ avantajul unor pierderi reduse ^n comuta]ie,trecerea dispozitivelor de putere dintr-o stare ^n alta (ON, OFF) realiz$ndu-sefie la curent nul, fie la tensiune nul@.

5.1. Circuite rezonante - no]iuni generale

In alc@tuirea convertoarelor c.c.-c.c. rezonante se ^nt$lnesc c$tevatipuri de circuite dintre care, ^n cele ce urmeaz@, se prezint@ cele mai desutilizate, ^nso]ite de ecua]ii i rela]ii de calcul caracteristice [1].



5.1. - Convertoare de tensiune continu@ cu circuit rezonant 137

+

-

Lr

iL

Cr

+

-

vCr Vi

a). b).

Fig. 5.1 a). - Circuit rezonant serie; b). - Forme de und@.

5.1.1. Circuit rezonant LC serie

Pentru circuitul neamortizat din fig. 5.1 se consider@ c@ la momentul

t0 tensiunea la intrare are valoarea Vi, curentul prin bobin@ i tensiunea pecondensator sunt IL0, respectiv VCr0. Ecua]iile circuitului sunt:

L di

dtv Vr

L

Cr i⋅ + = (5.1.1)

C dv

dtir

Cr

L⋅ = (5.1.2)

Solu]iile acestui set de ecua]ii pentru t ≥ t0 sunt:

( ) ( ) ( )i t I t t Vi V

Z

t tL L

Cr = − +

−−0 0 0

0

0

0 0cos sinω ω (5.1.3)

( ) ( ) ( ) ( )v t V V V t t Z I t tCr i i Cr L= − − − + −0 0 0 0 0 0 0cos sinω ω (5.1.4)

^n care ω0 este pulsa]ia la rezonan]@:

ω π0 02 1

= =f L Cr r

(5.1.5)

1,0

0,75

0,5

0

-0,5

180°

360°

iL

vCr

ω0t



138 Convertoare rezonante - 5

i Z0 este impedan]a caracteristic@ circuitului rezonant:

Z L

C

r

r

0 = (5.1.6)

Pentru circuitul din fig. 5.2a, ^n prezen]a rezisten]ei de sarcin@ R se definetefactorul de calitate Q:

Zs

Q

R

ω0

ω0

ωs

ωs

θ=θi-θv

90°

0°

-90°

Fig. 5.2 Caracteristici de frecven]@ ale circuituluirezonant serie.

Q L

R C R

Z

R

r

r

= = =ω

ω

0

0

01(5.1.7)

Lr Cr

+

-

V=Ve jθv I=Ie jθi R b).

c).

a).




Din fig. 5.2c se observ@ c@ defazajul ^ntre curentul i tensiunea din circuit estezero pentru o pulsa]ie a tensiunii de alimentare ωs = ω0. Pentru ωs < ω0 circuitulse comport@ capacitiv, defazajul θi - θv ≅ 90°. Pentru ωs > ω0 circuitul estepredominant inductiv, cu θi - θv ≅ 90°. La ωs=ω0 caracterul circuitului esterezistiv, cu defazaj nul.

5.1.2. Circuit rezonant LC paralel

Alimentarea circuitului se face de la o surs@ de curent continuu I i. Lat = t0 valorile ini]iale pentru curentul iL i tensiunea vCr sunt IL0, respectiv VCr0.Ecua]iile circuitului sunt:

i C dv

dtIL r

Cr

i+ = (5.1.8)

v L di

dtCr r

L= (5.1.9)

cu setul de solu]ii pentru t ≥ t0 dup@ cum urmeaz@:

( ) ( ) ( ) ( )i t I I I t t V

Zt tL i L i

Cr = + − − + −0 0 0

0

0

0 0cos sinω ω (5.1.10)

( ) ( ) ( ) ( )v t Z I I t t V t tCr i L Cr = − − + −0 0 0 0 0 0 0sin cosω ω (5.1.11)

^n care ω0 i Z0 sunt definite de rela]iile (5.1.5), (5.1.6).

Lr Cr

+

-

vCr

iL

Ii

Fig. 5.3 Circuit rezonant LC paralel.




Consider$nd sarcina rezistiv@, se definete factorul de calitate Q:

Q RC R

L

R

Zr

r

= = =ωω

0

0 0

(5.1.12)

reprezentat ^n fig. 5.4b.In func]ie de frecven]a tensiunii de alimentare (de pulsa]ie ωs) circuitul

se manifest@ (fig. 5.4c): inductiv - pentru ωs < ω0, θv - θi ≅ 90°, rezistiv - pentruωs = ω0, θv - θi ≅ 0°, capacitiv - pentru ωs > ω0, θv - θi ≅ -90°.

Lr Cr R

I = Ie jθi

V = Ve jθv

+

-

Fig. 5.4 Caracteristici de frecven]@ ale circuitului rezonant paralel.

Z p

Q

ω0

ω0

ωs

ωs

θ = θv - θi

90°

0°

-90°

b).

c).

a).




5.1.3. Circuit rezonant LC serie, cu sarcina ^n paralel cu condensatorul

Sarcina este repezentat@ prin sursa de curent I0 (fig. 5.5). Valorileini]iale sunt VCr0 i IL0. Ecua]iile aferente circuitului sunt:

v V L di

dtCr i r

L= − (5.1.13)

i i IL Cr − =

0 (5.1.14)Deriv$nd ecua]ia (5.1.13) se ob]ine:

i C dv

dtL C

d i

dtCr r

Cr

r r

L= = −

2

2(5.1.15)

Inlocuind rela]ia (5.1.15) ^n (5.1.14) rezult@:

d i

dti IL

L

2

2 0

2

0

2

0+ =ω ω (5.1.16)

Pentru t ≥ t0 se ob]in solu]iile:

( ) ( ) ( ) ( )i t I I I t t V V

Zt tL L

i Cr = + − − +

−−0 0 0 0 0

0

0

0 0cos sinω ω (5.1.17)

( ) ( ) ( ) ( ) ( )v t V V V t t Z I I t tCr i i Cr L= − − − + − −0 0 0 0 0 0 0 0cos sinω ω (5.1.18)

+

-

Lr

iL

Cr

+

-

vCr Vi

iCr

I0

vCr

iL

360°180°

ω0t

a). b).

Fig. 5.5 a). Circuit rezonant serie cu sarcina ^n paralel cu condensatorul.b). Forme de und@.




^n care ω0 i Z0 sunt definite conform (5.1.5) i (5.1.6):

ω π0 02 1

= =f L Cr r

Z L

C

r

r

0 =

In situa]ia particular@ ^n care VCr0=0 i IL0=I0 se ob]in urm@toarele rela]ii:

( ) ( )i t I V

Zt tL

i= + −0

0

0 0sin ω (5.1.19)

( ) ( )[ ]v t V t tCr i= − −1 0 0cosω (5.1.20)

Se men]ioneaz@ c@ formele de und@ din fig. 5.5 surprind exactaceast@ situa]ie.



5.2. Convertoare de tensiune continu@ cu circuit rezonant

Se consider@ convertorul c.c.-c.c. din fig. 5.6, ^n care L r i Cr

constituie circuitul serie a c@rui rezonan]@ st@ la baza func]ion@riiconvertorului. Lf i Cf alc@tuiesc filtrul de la ieire. Pentru ca acest convertors@ lucreze adecvat, aceste elemente de circuit sunt dimensionate astfel ^nc$t:Lf >> Lr i Cf >> Cr, deci se poate considera curentul prin inductan]a L f ca fiindconstant ^n decursul unei perioade de func]ionare a convertorului,comparabil@ cu perioada corespunz@toare frecven]ei de rezonan]@ a circuituluiLr, Cr [2].

Valorile ini]iale luate ^n considerare pentru m@rimile din circuit sunt:iLr = 0; vCr = 0; iLf = I0. In acest moment se comand@ deschiderea tranzistoruluiMOS T1. Tin$nd cont de cele de mai sus, filtrul i sarcina pot fi ^nlocuite cu osurs@ de curent constant de valoare egal@ cu curentul de sarcin@ I0.

St@rile pe care le va parcurge convertorul ^n decursul unei perioadesunt descrise ^n cele ce urmeaz@. Varia]ia curentului prin inductan]a Lr i atensiunii pe condensatorul Cr sunt redate ^n fig. 5.13.




Vi

T1

Lr

D1

D2 T2

Cr

Cf

Lf

D3 R s

Fig. 5.6 Convertor c.c.-c.c. rezonant.

1 - Etapa de cretere liniar@ a curentului iLr. Curentul prin bobina Lr

crete liniar at$ta timp c$t prin dioda D3 se ^nchide curentul I0-iLr.Pentru t∈(0,t1) se poate scrie:

i V

LtLr

i

r

= ⋅ (5.2.1)

Utiliz$nd condi]iile ini]iale se ob]ine:

t L I

Vr

i

1

0= ⋅ (5.2.2)

2 - Etapa de rezonan]@ I (fig. 5.8). La momentul t 1 c$nd curentul prinLr atinge valoarea I0, dioda D3 se blocheaz@ i curentul iLr-I0 ^ncarc@condensatorul Cr:

i I C dv

dtLr r

Cr − = ⋅0 (5.2.3)

Vi

Lr

D3 I0

Vi

iLr

Lr

D2

Cr

I0

vCr

Fig. 5.7 Schema echivalent@ a circuitului Fig. 5.8 Schema circuitului la rezonan]@. ^n starea 1.




L di

dtV vr

Lr i Cr ⋅ = − (5.2.4)

[in$nd cont c@:

v t tCr ( )= =1 0 (5.2.5)

i

i t t ILr ( )= =1 0 (5.2.6)

rezult@ solu]iile:

L

Ci t V t

L

CIr

r

Lr i

r

r

⋅ = + ⋅( ) sinω 0 0 (5.2.7)

v V tCr i= −( cos )1 0ω (5.2.8)

^n careL

CZr

r

= 0 - este impedan]a caracteristic@;

ω 0

1=

L Cr r

- este pulsa]ia la rezonan]@.

Durata acestei etape se determin@ consider$nd iLr(t2) = I0:

∆t t t T

2 3 2

0

2= − = (5.2.9)

^n care Tf

0

0

1= i f 0

0

2=

ω

π sunt perioada i frecven]a proprie de oscila]ie a

circuitului serie LrCr. Inc@rcarea condensatorului Cr are loc ^ntr-o jum@tate deoscila]ie datorit@ diodei D2 care nu conduce dec$t ^ntr-un sens. Tensiuneamaxim@ la care acesta poate ajunge la finele intervalului de rezonan]@ este:

[ ]v t V t t VCr i( ) cos ( )2 1 0 2 11 2= − − = ⋅ω (5.2.10)

iar curentul prin Lr revine la valoarea I0.




Vi

iLr Lr

vCr

I0

C

Vi

Lr

Cr I0

Fig. 5.9 Schema circuitului ^n starea 3. Fig. 5.10 Schema circuitului ^n starea 4.

3 - Etapa de ateptare. Durata acestui interval este la latitudineautilizatorului, care va declana trecera ^n urm@toarea etap@ comand$ndamorsarea tranzistorului T2.

Tensiunea pe condensatorul Cr i curentul prin Lr r@m$n constante lavalorile 2Vi respectiv I0.

4 - Etapa de rezonan]@ II (fig. 5.10) ^ncepe odat@ cu intrarea ^nconduc]ie a tranzistorului T2, care unteaz@ dioda D2, permi]$nd continuareaoscila]iei ^ntre Cr i Lr.

Curentul prin bobina Lr scade la zero i apoi devine negativ,

determin$nd intrarea ^n conduc]ie a diodei D1 (elementele din circuitulrezonant sunt astfel dimensionate ^nc$t curentul s@ devin@ negativ). Inaceast@ stare se comand@ blocarea tranzistorului T1.

Rela]iile ce caracterizeaz@ varia]ia m@rimilor din circuit sunt aceleaica i ^n etapa I de rezonan]@, dar cu alte condi]ii ini]iale (vCr = 2Vi, iLr = I0),ob]in$nd solu]iile:

v V tCr i= +( cos )1 0ω (5.2.11)

L

Ci t V t

L

CIr

r

Lr i

r

r

⋅ = − + ⋅( ) sin ω 0 0 (5.2.12)

5 - Etapa de desc@rcare a condensatorului Cr (fig. 5.11) ^ncepe ^nmomentul bloc@rii diodei D1. Tranzistorul T2 ^n conduc]ie permite desc@rcareacondensatorului la curent constant I0 prin [email protected] t∈(t3,t4) este valabil@ rela]ia:

C dv

dtIr

Cr ⋅ = − 0 (5.2.13)




Vi

Lr

Cr I0

Vi

Lr

D3 I0

Fig. 5.11 Circuitul echivalent st@rii 5. Fig. 5.12 Circuitul echivalent st@rii 6.

6 - Starea de ateptare a ^nceperii unui nou ciclu de func]ionare.Declanarea unui nou ciclu de func]ionare are loc la o nou@ amorsare

a tranzistorului T1. Circuitul ajut@tor alc@tuit din elementele Lr, Cr, D2 i T2

asigur@ realizarea comuta]iei f@r@ disipare de energie astfel:- tranzistorul T1 intr@ ^n conduc]ie c$nd curentul iLr este zero i se

blocheaz@ c$nd dioda D1 conduce, deci tensiunea i curentul prin el sunt nule;- tranzistorul T2 intr@ ^n conduc]ie c$nd curentul prin el este nul i se

blocheaz@ ^n momentul ^n care tensiunea i curentul ce-l str@bate sunt nule.Anularea pierderilor ^n comuta]ie permite utilizarea elementelor care

comut@ la frecven]e mari (>100kHz), precum i reducerea dimensiunilor ^ntregului convertor prin sc@derea sensibil@ a dimensiunii elementelor defiltrare i a radiatoarelor.

Dac@ durata st@rii de ateptare a intr@rii ^n conduc]ie a tranzistoruluiT2 (∆t3 = t3 - t2) este mai mare dec$t perioada corespunz@toare frecven]ei deoscila]ie a circuitului rezonant LrCr, se pot neglija din tensiunea vD3 (fig. 5.13)intervalele ^n care aceasta variaz@ puternic (st@rile 2 i 4).

In plus, dac@ perioada de func]ionare alc@tuit@ din cele 6 st@rir@m$ne constant@ i egal@ cu T, se poate considera c@ la bornele circuituluide filtrare LfCf se aplic@ o tensiune cu varia]ie dreptunghiular@, de amplitudineVi i l@]ime a pulsurilor ∆t3. Factorul de umplere al acestui semnal este:

δ ≅ ∆tT

3 (5.2.14)

iar valoarea medie a tensiunii pe sarcin@ este V Vi0 = ⋅δ .

Un caz particular de convertor rezonant cu circuit de tensiunecontinu@ se ob]ine elimin$nd din circuitul din fig. 5.6 tranzistorul T2 i dioda D2.Diferen]a major@ ce apare ^n func]ionarea convertorului din fig. 5.15 fa]@ decel prezentat anterior const@ ^n absen]a st@rii de ateptare 3, desc@rcareacondensatorului Cr nefiind ^mpiedicat@ de dioda D2.




2V i

Vi

I0

0

iLr , vCr

iLr

vCr

Vi

t1 t2 t3 t4 t5 T

t

Comenzi tranzistoare

T1

T2

t

t

Fig. 5.13 Formele de und@ caracteristice func]ion@rii convertorului rezonant i comenzile pentru T1 i T2.

t1 t2 t3 ... t5 T

vD3

2Vi

Vi

0

Fig. 5.14 Forma tensiunii la bornele diodei D3.




Vi

T1

Lr D1

Cr Cf

Lf

D3 R s

Fig. 5.15 Convertor rezonant c.c. - c.c. particularizat.

In func]ie de frecven]a cu care este comandat@ intrarea ^n conduc]iea tranzistorului T1, func]ionarea convertorului parcurge 3 regimuri, ^n condi]iile

^n care curentul absorbit de sarcin@ este constant I0. Acestea vor fi prezentate ^n continuare pe baza unor diagrame ^n planul st@rilor, construite cu m@rimiraportate, iLrR func]ie de vCrR, m@rimile de baz@ la care se face raportarea fiind:

V V deci v v

V

I V

Zdeci i

i

I

b i CrR Cr

b

bi

n

LrR Lr

b

= =

= =

,

,(5.2.15)

Regimul 1 este caracterizat prin prezen]a ^n ciclul de func]ionare ast@rilor 1-2, 4-6, cu desc@rcarea complet@ a condensatorului C r ^nainte deamorsarea tranzistorului T1.

Por]iunea de cerc aflat@ sub axa tensiunii corespunde intervalului ^ncare conduce dioda D1. Tensiunea negativ@ pe condensatorul Cr se datoreaz@c@derii de tensiune pe dioda D3 aflat@ ^n conduc]ie c$nd T1 este blocat.

M@rind treptat frecven]a de amorsare a lui T1 se reduce intervalul T-t5

de ateptare a ^nceperii unui nou ciclu. C$nd acesta devine nul are loctrecerea la urm@torul regim.

Regimul 2 de func]ionare are specific faptul c@ intrarea ^n conduc]iea tranzistorului T1 se comand@ ^nainte ca tensiunea pe condensatorul Cr s@ajung@ la zero. Creterea curentului prin Lr ^n timp ce tensiunea pe Cr scadedetermin@ ^n planul st@rilor un arc de cerc cu raza R2 > R1 = 1.




2 vCrR 1

I0R

0

iLrR

2 vCrR 10

iLrR

I0R

Fig. 5.16 Diagrama st@rilor Fig. 5.17 Diagrama func]ion@rii ^n regimul 1. convertorului ^n regimul 2.

Regimul 3 este asociat frecven]ei maxime de func]ionare aconvertorului, care se ob]ine comand$nd amorsarea tranzistorului T1 astfel

^nc$t tensiunea condensatorului Cr s@ ajung@ la zero c$nd curentul prininductan]a Lr atinge valoarea I0, diagrama st@rilor fiind - ^ntr-un circuit ideal,f@r@ pierderi - un cerc cu raza R1=1. Dioda D3 ^n acest caz este permanentblocat@ datorit@ polariz@rii ei inverse.

Analiza varia]iei tensiunii la ieirea convertorului demonstreaz@ c@,din punct de vedere practic prezint@ importan]@ doar regimul 1 de func]ionaredeoarece numai ^n acest caz valoarea medie a tensiunii pe sarcin@ se poatemodifica ^n domeniul 0-Vi liniar cu frecven]a i independent de sarcin@(fig. 5.19), proprietate caracteristic@ convertoarelor cu comand@ prin modulare

^n l@]ime de puls.

2 vcrR 10

iLrR

I0

Fig. 5.18 Diagrama st@rilor ^n regimul 3.




0 0.2 0.4 0.6 0.8 1

1

0.8

0.6

0.4

0.2

0

I0R =ct

V 0R

f s/f 0

Fig. 5.19 Caracteristica tensiune-frecven]@ la curent constantpentru func]ionarea ^n mod 1.

In regimurile 2 i 3 tensiunea la ieirea convertorului se men]ine apropiat@ devaloarea tensiunii de la intrare V i f@r@ a putea fi modificat@ prin varia]iafrecven]ei.

Diagramele 1-3 (fig. 5.17-5.18) sunt similare i pentru convertorul dinfig. 5.5, cu men]iunea c@ func]ionarea acestuia se oprete pe durata t 2-t3 ^npunctul de coordonate (2, I0R).



5.3. Convertoare cu circuit rezonant ^n serie cu sarcina

In fig. 5.20 este prezentat@ schema unui convertor cu circuit rezonantLrCr conectat ^n serie cu sarcina. Condensatorul de filtrare C f de la ieire estede obicei de capacitate mare, astfel ^nc$t tensiunea continu@ ce se aplic@sarcinii se poate considera constant@.

Pierderile ^n circuitul rezonant se presupun neglijabile.



5.3. - Convertoare cu circuit rezonant ^n serie cu sarcina 151

+

-

+

-

Vi/2

Vi/2T+

T-

Dr3Dr1

D-

D+

A Lr Cr B’

B

Cf R

+

-

+

-

iLvCr

+ -

V0

iL I01

02 3 4

5

67

Dr2Dr4

51

52

Fig. 5.20 Convertor cu circuitul rezonant n serie cu sarcina.

In regim sta]ionar, cele dou@ dispozitive de putere comandate,respectiv cele dou@ diode ^n antiparalel, lucreaz@ identic. Se poate ar@ta c@acest tip de convertor este cobor$tor de tensiune, cu V0 ≤ Vi/2.

Frecven]a fs cu care sunt comandate cele dou@ dispozitive decomuta]ie poate fi controlat@, astfel ^nc$t func]ionarea convertorului parcurge

trei regimuri, determinate de raportul dintre aceasta i frecven]a proprie deoscila]ie f0 a circuitului rezonant, corelat cu forma de varia]ie a curentului(continuu sau discontinuu) [1].

5.3.1. Func]ionare ^n regim de conduc]ie discontinu@, cu ωωωωs < ωωωω0 /2

Etapele parcurse sunt eviden]iate ^n fig. 5.21. Se consider@ c@ lamomentul t0 valoarea ini]ial@ a tensiunii pe condenstorul Cr este:

V VCr 0 02= − (5.3.1)

Ecua]iile ce descriu func]ionarea unui circuit rezonant LC serie, cusarcina conectat@ ^n serie cu acesta, sunt prezentate la ^nceputul acestuicapitol.

Intrarea ^n conduc]ie a dispozitivului comandat T+ are loc la t0,permi]$nd circuitului oscilant s@ efectueze o jum@tate de oscila]ie la finelec@reia tensiunea pe Cr atinge valoarea +Vi.

In intervalul de conduc]ie a lui T+ (t0,t1), diferen]ele de poten]ial ^ntrepunctele marcate pe circuit sunt:




t0 t1 t2 t3 t4 t5

T+ D+ T- D-

o perioad~ (Ts)

t

iL

vCr Vi

2V0

0

VCr0

(=-2V0)

Fig. 5.21 Modul de conduc]ie discontinu@ (ωs<ω0/2).

v

V

v

V

V v VAB

i

AB

i

B B= + = + − =2 2 0 0, ,' ' (5.3.2)

^n care V0 este tensiunea de la ieirea convertorului men]inut@ constant@ decondensatorul de filtrarea Cf.

La t1 curentul iL prin Lr devine negativ, circuitul LrCr continu$ndoscila]ia i for]$nd intrarea ^n conduc]ie a diodei D+ (T- nu este ^nc@ amorsat)i inversarea polarit@]ii ^n punctele B’ i B. Pe perioada de conduc]ie a diodeiD+ (t1,t2) vom avea:

v V

v V

V v VAB

i

AB

i

B B= + = + + = −2 2

0 0, ,' '(5.3.3)

D+ se blocheaz@ c$nd curentul iL ajunge la zero, cu condi]ia ca tensiunea peCr, vCr=2V0 s@ fie mai mic@ dec$t Vi/2+V0 (adic@ V0≤Vi/2). Intervalul (t2,t3) esteintervalul de ateptare a comenzii de deschidere a dispozitivului de putere T-.In continuare fenomenele se repet@ identic dar cu polaritate inversat@. Pentruintervalul (t3,t4) ^n care T- conduce se ob]in:

v V

v V

V v VAB

i

AB

i

BB= − = − + = −2 2

0 0, ,' ' (5.3.4)




iar pentru intervalul (t4,t5) ^n care conduce D-:

v V

v V

V v VAB

i

AB

i

BB= − = − − =2 2

0 0, ,' '(5.3.5)

Dup@ cum se poate observa ^n fig. 5.21, ^n acest mod de func]ionaredispozitivele de comuta]ie T+ i T- se blocheaz@ atunci c$nd i curentul prinele i tensiunea la bornele lor sunt nule, adic@ atunci c$nd curentul prin L r estezero. Intrarea ^n conduc]ie a acestora are loc la curent nul i tensiune diferit@de zero.

5.3.2. Func]ionare ^n regim de conduc]ie continu@, cu ωωωω0 /2<ωωωωs<ωωωω0

Formele de und@ caracteristice acestui regim sunt prezentate ^nfig. 5.22. Intr@rile ^n conduc]ie ale lui T+ i T- au loc la curent prin dispozitivediferit de zero i tensiuni la bornele lor nenule, deci apar pierderi ^n comuta]iela amorsare. Ieirea din conduc]ie a lui T+ i a lui T- are loc natural, odat@ cuinversarea sensului curentului prin bobina Lr i intrarea ^n conduc]ie a diodelorD+ respectiv D-, adic@ f@r@ pierderi.

Frecven]a de lucru a dispozitivelor de putere este mai mare dec$t ^n

cazul conduc]iei discontinue, fiecare dintre ele conduc$nd un interval de timpmai scurt dec$t semiperioada corespunz@toare frecven]ei proprii de oscila]ie acircuitului LrCr.

T+ D+ T- D

t0 t1 t2 t3 t4

t

iL vCr

D-

o perioad~ (Ts)

0

iL, vCr

Fig. 5.22 Func]ionarea ^n mod de conduc]ie continu@, cu

ωs∈(ω0/2, ω0).




5.3.3. Func]ionare ^n regim de conduc]ie continu@ cu ωωωωs>ωωωω0

In compara]ie cu modul de func]ionare anterior, ^n acest caz intrarea ^n conduc]ie a dispozitivelor de comuta]ie are loc la curent nul i tensiunenul@. Ieirea din conduc]ie are loc ^ns@ for]at, la curent prin dispozitiv diferit dezero (fig. 5.23), cu pierderi.

La momentul t1, odat@ cu blocarea lui T+, este for]at@ ^nchidereacurentului pozitiv iLr prin dioda D-. Datorit@ tensiunii negative mari ce se aplic@

la bornele circuitului rezonant ( v V VAB

i

' = − −2

0 ), curentul prin D- se stinge

rapid (la t2).Amorsarea dispozitivului T- este comandat@ cur$nd dup@ ce D-

^ncepe s@ conduc@, astfel ^nc$t ^n momentul ^n care curentul schimb@ desemn (la t2) s@-l poat@ prelua. T+ i D- conduc ^mpreun@ o jum@tate dinperioada de func]ionare, care este mai mic@ dec$t perioada de rezonan]@ acircuitului oscilant.

t0=0 t1

t2

t3 t4

T+ T-

D-

T+

D+

D+

t

iL vCr

iL, vCr

o perioad~ (Ts)

Fig. 5.23 Mod de func]ionare cu ωs>ω0.




5.3.4. Caracteristici de regim sta]ionar

In fig. 5.24 sunt reprezentate caracteristicile de ieire ale unuiconvertor c.c.-c.c cu sarcin@ serie cu circuitul rezonant pentru dou@ valori aletensiunii V0, trasate ^n valori raportate. M@rimile de baz@ la care se faceraportarea sunt:

V V

I

V

Z b

i

b

i

b= = =2

2

0

0, , ω ω (5.3.6)

^n care Z0 este impedan]a caraceristic@ a circuitului oscilant serie.Se poate observa c@ ^n modul de conduc]ie discontinu@ (ωs/ ω0<0.5)

convertorul se comport@ ca o surs@ de curent, pentru diferite valori ale sarciniiI0 fiind constant, prezent$nd implicit@ protec]ie la suprasarcin@.

I0R

8

6

4

2

00 0,25 0,5 0,75 1,0 1,25 1,5

ω

ω

s

0

V0R =0,4 V0R =0,4

V0R =0,9

Conduc\iediscontinu~

Conduc\ie continu~

Fig. 5.24 Caracteristici de regim sta]ionar.




5.4. Convertoare cu circuit rezonant ^n paralel cu sarcina

Circuitul rezonant este de asemenea LrCr serie, sarcina fiindconectat@ ^n paralel pe condensatorul Cr (fig. 5.25). Intre acest tip deconvertor i convertorul cu circuit rezonant conectat ^n serie cu sarcina apar oserie de diferen]e ^n sensul c@, primul men]ionat se caracterizeaz@ prinurm@toarele particularit@]i:

- se comport@ ca o surs@ de tensiune;- nu posed@ proprietatea de protec]ie la scurtcircuit;- poate lucra ^n regim de convertor ridic@tor sau cobor$tor de

tensiune.Tensiunea de pe condensatorul Cr din circuitul de rezonan]@ este

redresat@, filtrat@ i aplicat@ sarcinii. In cele ce urmeaz@, datorit@ filtruluiinductiv de la ieire, curentul prin sarcin@ poate fi considerat constant I0.

In func]ie de dispozitivele de putere care conduc, tensiunea ce apare labornele circuitului rezonant este dup@ cum urmeaz@:

- conduce T+ sau D+ v V

AB

i= +

2

(5.4.1)

- conduce T- sau D- v V

AB

i= −

2(5.4.2)

Frecven]a cu care comut@ dispozitivele comandate T+ i T- imodurile de varia]ie ale curentului iL i tensiunii vCr, determin@ func]ionareaconvertorului ^n regimuri distincte dintre care trei vor fi prezentate ^ncontinuare.

+

-

+

-

Vi/2

Vi/2

T+

T- D-

D+

ALr Cr

B’

B

Cf R

+

-

iL

Lf I0

+

-

V0

Fig. 5.25 Convertor cu sarcina ^n paralel cu condensatorulCr din circuitul rezonant.



5.4. - Convertoare cu circuit rezonant ^n paralel cu sarcina 157

5.4.1. Func]ionare ^n regim de conduc]ie discontinu@, cu ωωωωs<ω<ω<ω<ω0 /2

Acest regim este caracterizat prin faptul c@ at$t curentul iL c$t i vCr

sunt simultan nule un interval de timp (fig. 5.26).In momentul ini]ial t0 at$t iL c$t i vCr sunt nule. C$t timp iL < I0 curentul

de sarcin@ se ^nchide prin puntea redresoare care apare ca un unt pe C r,]in$nd tensiunea la bornele acestuia la zero. La t1, iL dep@ete valoarea I0.Curentul diferen]@ (iL - I0) ^ncarc@ Cr i tensiunea la bornele acestuia crete.Rezonan]a ^ntre Lr - Cr continu@ cu sc@derea curentului p$n@ c$nd la t2 el

devine negativ comut$nd de pe T+ pe dioda D+ p$n@ la amorsareadispozitivului de comuta]ie T-. iL se stinge i c$t timp este zero, curentul desarcin@ I0 este absorbit din condensatorul Cr, care se descarc@ liniar la zero ^nintervalul (t4 - t3). Fenomenele se repet@ simetric ^n cea de a doua jum@tate deperioad@ de func]ionare, dar pentru T- i D-.

Intervalul ^n care i iL i vCr sunt nule poate fi modificat ca durat@,realiz$nd astfel controlul tensiunii la ieire. Comuta]iile elementelorcomandabile au loc f@r@ pierderi.

5.4.2. Func]ionare ^n regim de conduc]ie continu@ cu ω/2<ωω/2<ωω/2<ωω/2<ωs<ω<ω<ω<ω0

La o frecven]@ de lucru mai mare dec$t ^n cazul anterior dar mai mic@dec$t ω0, at$t iL c$t i vCr devin continue. Formele de und@ sunt prezentate ^nfig. 5.27.

t0 t1 t2 t3 t4 t5

t6

T+ D+ T- D-

I0

0

iL vCr

varia\ieliniar~

varia\ieliniar~

iL, vCr

t

Fig. 5.26 Modul de conduc]ie discontinu@.




D- T+ D+ T- D-

0

iL vCr

t

iL,vCr

Fig. 5.27 Modul de conduc]ie continu@ cu ωs<ω0.

Dup@ cum se poate observa, intrarea ^n conduc]ie a dispozitivelor decomuta]ie are loc la curent nenul, fapt ce determin@ apari]ia pierderilor ^ncomuta]ie. Ieirea lor din conduc]ie are loc ^ns@ f@r@ pierderi, curentulcomut$nd ^n mod natural prin diode la schimbarea sensului.

5.4.3. Func]ionare ^n regim de conduc]ie continu@, cu ωωωωs>ωωωω0

In acest caz (fig. 5.28), intrarea ^n conduc]ie are loc f@r@ pierderi,deoarece T+ i T- se comand@ ^n timp ce conduc D+ respectiv D-, curentulcomut$nd pe dispozitivele comandabile ^n mod natural la schimbareasensului. Apar ^ns@ pierderi la blocarea elementelor de comuta]ie, a c@rorieire din conduc]ie este comandat@ c$nd curentul prin ele are o valoarenenul@. Acestea pot fi eliminate prin montarea ^n paralel pe fiecare dispozitiv a

unui condensator (snubber).

5.4.4. Caracteristici de regim sta]ionar

In fig. 5.29 sunt reprezentate caracterisicile, ^n m@rimi raportate,pentru dou@ valori ale curentului de sarcin@ I0. M@rimile de baz@ la care seface raportarea sunt definite de rela]iile:



5.4. - Convertoare cu circuit rezonant ^n paralel cu sarcina 159

t0 t1 t2 t3 t4 t5

D+ T+ D- T- D+

t

iL vCr

iL, vCr

0

Fig. 5.28 Mod de conduc]ie continu@, cu ωs>ω0.

I0R =0,4I0R =0,4

I0R =0,8

I0R =0,8

V0R

2

3

4

0

1

0 0,25 0,5 0,75 1,0 1,25 1,5ω

ω

s

0

Fig. 5.29 Caracteristici de regim sta]ionar.

V V

I

V

Z b

i

b

i

b= = =2

2

0

0, , ω ω (5.4.3)

Se pot observa urm@toarele propriet@]i ale convertoarelor cu sarcina ^n paralel cu circuitul rezonant:

- ^n regim discontinuu, prezint@ caracteristica unei surse de tensiune,V0 fiind independent@ de I0;




- ^n regim discontinuu, tensiunea la ieire variaz@ liniar cu frecven]ade lucru fs;

- permite func]ionarea la o frecven]@ de lucru cu pulsa]iacorespunz@toare ωs>ω0, compensarea sarcinii la tensiune raportat@ egal@ cuunitatea ob]in$ndu-se cu o modificare a frecven]ei de lucru cu maxim 50%;

- convertorul poate func]iona at$t ridic@tor c$t i cobor$tor detensiune.



5.5. Aplica]ii

1. S@ se construiasc@ circuitul pentru simularea ^n SPice a convertoruluirezonant prezentat ^n fig. 5.6. Se vor analiza formele de und@ ale tensiunii v Cr,ale curen]ilor iLr i iD3 i se vor compara diagramele de stare pentru cele 3regimuri de func]ionare cu cele prezentate ^n fig. 5.16, 5.17, 5.18.Parcurgerea celor 3 regimuri se face prin modificarea frecven]ei de comuta]iea celor 2 dispozitive comandate i a duratelor de deschidere.

Solu]ie:In concordan]@ cu nota]iile din fig. 5.30 i consider$nd elementele decomuta]ie ideale, se ob]ine:

Vi

T1

Lr

D1

Dsw1

D2

T2

Cr

Cf

Lf

D3 R

s

1 2

0

5

4 6

3

Fig. 5.30 Convertor c.c. - c.c. rezonant - circuit pentru simulare ^n Sice.




*Convertor rezonantvi 1 0 23.1vsw1 1 2 10 0 sbreakdsw1 2 3 dbreakd1 3 1 dbreaklr 3 4 440uHd2 4 5 dbreakcr 5 0 0.11uFsw2 5 4 11 0 sbreak

d3 0 4 dbreaklf 4 6 10mH ic=0.2Acf 6 0 1mf ic=10Vrs 6 0 50ohmivpuls 10 0 pulse(-10 10 0 1u 1u 80u 200u)rvpuls 10 0 1megvpuls2 11 0 pulse(-10 10 70u 1u 1u 30u 200u)rvpuls2 11 0 1meg.model sbreak vswitch(ron=0.001 von=1 voff=0 roff=1e9).model dbreak d (rs= 0.001 cjo=0.25pf).tran 10n 0.4m 0 10n uic.probe

.end

iLr , iD3

[A]

µs

t

200100 300

iD3

vCr

iLr

vCr [V]

0

0.2

0.4

0

20

40

Fig. 5.31 Rezultatele simul@rii convertorului rezonant din Aplica]ia 1.




2. S@ se simuleze ^n SPice func]ionarea convertorului cu circuitrezonant ^n serie cu sarcina pentru cele 3 regimuri de conduc]ie descrise ^nparagraful 5.3. Tensiunea de alimentare Vi = 155 V, frecven]a de comuta]ie fs

= 100 kHz, tensiunea pe sarcin@ V0 = 69.75 V.

Solu]ie:Cu nota]iile din fig. 5.20, se construiete programul pentru simularecorespunz@tor regimului de conduc]ie [email protected] aleg pentru circuitul rezonant valorile: Lr = 22,12 µH i Cr = 23,18 nF.

Frecven]a de rezonan]@ se ob]ine din rela]ia (5.1.5):

f L C

Hzr r

06 9

31

2

1

2 22 12 10 23 18 10222 26 10= =

⋅ ⋅ ⋅

= ⋅− −π π , ,

, [ ]

rezult@:

f

f

s

0

3

3

100 10

222 26 100 45 0 5=

⋅

⋅= <

,, ,

deci raportul de frecven]e este corespunz@tor regimului ales pentru simulare.La momentul ini]ial, condensatorul Cr se consider@ ^nc@rcat (rel. 5.3.1):

( )v V VCr 0 2 139 50= − ⋅ = − . [ ]

S-au utilizat urm@toarele nota]ii: vi1 = vi2 = V i/2, iar elementele decomuta]ie sunt ideale (T+ i T- s-au ^nlocuit cu xsw1 i xsw2 care ^nglobeaz@ iprotec]iile la blocare).Pentru atingerea celorlalte dou@ regimuri, se dimensioneaz@ corespunz@torcircuitul rezonant.

Convertor cu circuit rezonant ^n serie cu sarcina - regim de conduc]iediscontinu@ [3]

*.lib pwr_elec.lib.param tdly=5us, pw=3.3us, period=10us*vi1 1 0 77.5Vvi2 0 7 77.5V*vp1 51 0 pulse(-10 10 0 0 0 pw period)vp2 52 0 pulse(-10 10 tdly 0 0 pw period)




*xsw1 1 2 51 0 switchd1 2 1 power_diodexsw2 2 7 52 0 switchd2 7 2 power_diode*lr 2 3 22.12uH ic=0cr 3 4 23.18nF ic=-139.5*

cf 5 6 50uF ic=69.75r 5 6 50*dr1 4 5 power_diodedr3 0 5 power_diodedr2 6 0 power_diodedr4 6 4 power_diode.model power_diode d(cjo=0.001fF, is=1e-6, rs=0.01).tran 0.05us 30us 0s 0.05us uic.probe.end

3. S@ se simuleze ^n SPice convertorul cu circuit rezonant ^n paralel cusarcina pentru cele 3 regimuri de conduc]ie descrise ^n paragraful 5.4.Tensiunea de alimentare Vi = 155V, frecven]a de comuta]ie fs = 150kHz,curentul prin sarcin@ I0 = 0,645A.

Solu]ie:Conform nota]iilor din fig. 5.26, se alc@tuiete programul pentru simularecorespunz@tor regimului de conduc]ie [email protected] aleg pentru circuitul rezonant valorile: Lr = 42,47µH i Cr = 4,24nF.Frecven]a de rezonan]@ se ob]ine din rel. (5.1.5):

f L C

Hzr r

09 9

31

2

1

2 4 24 10 42 47 10376 10= =

⋅ ⋅ ⋅

= ⋅− −π π , ,

[ ]

rezult@:

f

f

s

0

3

3

150 10

376 100 4 0 5=

⋅

⋅= <, ,




Convertor cu circuit rezonant ^n paralel cu sarcina - regim de conduc]iediscontinu@ [3]

*.lib pwr_elec.lib.param freq=150k, period=freq/2,+pw=0.7*period/2,+tdly=period/2*vi1 1 0 77.5V

vi2 0 7 77.5VI0 4 5 0.645A*vp1 51 0 pulse(-10 10 0 0 0+pw period)vp2 52 0 pulse(-10 10 tdly 0+0 pw period)*xsw1 1 2 51 0 switchd1 2 1 power_diode

xsw2 2 6 52 0 switchd2 6 2 power_diode*lr 2 3 42.47uH ic=0cr 3 0 4.24nF*

dr1 3 4 power_diodedr3 0 4 power_diodedr2 5 0 power_diodedr4 5 3 power_diode.model power_diode d(cjo=0.001fF,+is=1e-6, rs=0.01).tran 0.02us 10us 0s 0.02us uic.probe.end

Bibliografie:

1. N. Mohan, T. M. Undeland, W. P. Robbins - “ Power Electronics:

Converters, Applications and Design “ . John Wiley & Sons, 1989;

2. M. M. Jovanovic, Kwang-Hwa Liu, R. Oruganti, F. C. Y. Lee - “ State-Plane

Analysis of Quasi-Resonant Converters “ . IEEE Transactions on PowerElectronics, vol. 2, nr. 1, ian. 1987;

3. N. Mohan - “ Power Electronics: Computer Simulation, Analysis and

Education Using PSpice “ . Minnesota Power Electronics Research &Education University Station, 1993;

4. I. Barbi, J. C. O. Bolacell, D. C. Martins, F. B. Libano - “ Buck Quasi-

Resonant Converter Operating at Constant frequency: Analysis,

Design and Experimentation “ . IEEE Transactions on Power Electronics,vol. 5, nr. 3, iulie 1990.



6.INVERTOARE

6.1. Generalit@]i

Invertoarele sunt convertoare statice care realizeaz@ conversia

energiei din c.c. ^n c.a., prin alternarea dup@ o anumit@ logic@ a st@rilor deconduc]ie a dispozitielor electronice din alc@tuirea lor. Odat@ cu amploarea pecare dezvoltarea electronicii de putere a dat-o utiliz@rii ac]ion@rilor electricereglabile de c.a., calitatea formelor de und@ sintetizate de c@tre acest tip deconvertoare s-a ^mbun@t@]it semnificativ ^n sensul reducerii zgomotului, alcon]inutului de armonici din curentul i tensiunea aplicate sarcinii, prindezvoltarea de noi configura]ii i strategii de comand@ a elementelor decomuta]ie din structura lor.

Transformarea energiei de curent continuu ^n energie de c.a. cuajutorul invertoarelor are ca scop alimentarea unor sarcini care necesit@ ^nfunc]ionare tensiuni alternative cu amplitudine i frecven]@ variabile ^n func]ie de

parametrii procesului.Domeniul de aplicabilitate vizeaz@ ^n special ac]ion@rile electrice de

c.a. cu maini electrice cu c$mp magnetic ^nv$rtitor.Cea mai simpl@ configura]ie de invertor, identic@ din punct de vedere al

circuitelor de for]@ cu cea a convertorului c.c.-c.c. ^n punte complet@ de 4cadrane (fig. 4.27) este prezentat@ ^n fig. 6.1. Circuitele de protec]ie pentrudispozitivele de comuta]ie nu s-au reprezentat, urm@rind ^n acest paragrafeviden]ierea p@r]ii de for]@ a invertorului. Spre deosebire de convertorul de c.c.,unde referin]a de tensiune este o m@rime constant@, comanda invertoruluiurm@rete ob]inerea unei tensiuni de ieire cu o varia]ie ^n timp impus@ (deregul@ sinusoidal@).

Pentru alimentarea unei sarcini trifazate (^n conexiune stea sau triunghi),invertorului monofazat ^n punte complet@ din fig. 6.1 i se mai adaug@ o ramur@cu dou@ elemente de comuta]ie av$nd ^n paralel diodele de fug@corespunz@toare (fig. 6.2). Comanda invertorului trifazat, aa cum se va vedea

^n cele ce urmeaz@, are ca scop ob]inerea unui sistem trifazat de tensiunisinusoidale la ieire, odat@ cu men]inerea curentului prin sarcin@ la valoristabilite.



166 Invertoare - 6

+

_

Vd/2

0

Vd/2

D2T2

T1

id

B

N

A

D1

D4T4

T3

v0 = vAB = vAN-vBN

D3

Fig. 6.1 Invertor monofazat ^n punte complet@.

+

_

Vd

D2T2

T1

id

B

N

A

D1

D4T4

T3 D3

CD6T6

T5 D5

Fig. 6.2 Invertor trifazat.

Aceste configura]ii de convertoare se pot utiliza la o tensiune acircuitului de c.c. limitat@ astfel ^nc$t s@ fie respectate nivelele de tensiunedirecte i inverse prescrise de produc@tor pentru dispozitivele de comuta]ie.

Pentru instala]iile alimentate din re]eaua de medie tensiune, conversiaenergiei din c.c. ^n c.a. se poate ob]ine cu ajutorul unor invertoare ^ntr-oconfigura]ie mai special@, care realizeaz@ divizarea tensiunii din circuitul de c.c.astfel ^nc$t tensiunea pe dispozitivele de comuta]ie s@ fie adus@ la niveleadmisibile, dar, din acelai motiv, prevede i un num@r mai mare de elementede comuta]ie ^nseriate pe aceeai ramur@ de invertor (fig. 6.3).



6.1. - Generalit@]i 167

+

_

Vd

T4

T3

T2

T1

0

CBA

id

T1

T1

T1

T1

T1

T1

T1

T1

D12

D11

D10

D9

D8

D7

D6

D5

D4

D3

D2

D1

D02

D01

D04

D03

D06

D05

Fig. 6.3 Invertor ^n punte trifazat@ pentru instala]ii de medie tensiune.

Din motive legate de acurate]ea formelor de und@, utilizareainvertoarelor multiple are tendin]a s@ se extind@ i pentru aplica]iile de joas@tensiune, atunci c$nd se justific@ prin performan]e pre]ul ridicat datorat cuprec@dere num@rului mare de elemente de comuta]ie i ^n mai mic@ m@sur@complexit@]ii circuitelor de comand@.

Comanda invertoarelor are la baz@ tehnica modul@rii prin l@]ime depuls (PWM). Dup@ felul ^n care are loc, PWM poate fi [3,4]:

- scalar@;- vectorial@;- ^n bucl@ deschis@;- ^n bucl@ ^nchis@.



6.2. Comanda invertoarelor monofazate

6.2.1. Metoda subondul@rii

Metoda clasic@ de generare a PWM ^n bucl@ deschis@ are la baz@dou@ semnale: semnalul modulator vmod, care este ^n general o sinusoid@ defrecven]@ i amplitudine variabile (fig. 6.4), cu rol de “ablon” pentrusintetizarea m@rimii de ieire i semnalul de referin]@ vref, cu form@ de varia]ieliniar variabil@ [1,2,5].



168 Invertoare - 6

vmod vref

0

vAN

Vd

0

ωt

ωt

Fig. 6.4 Generarea PWM sinusoidal@.

Acest mod de comand@ este ^nt$lnit ^n literatura de specialitate subnumele de PWM sinusoidal (SPWM), sau metoda [email protected] definesc urm@toarele m@rimi caracteristice:

- coeficientul de modulare ^n amplitudine

m V

Va

ref

=∧

∧mod

(6.2.1)

unde: V∧

mod este amplitudinea semnalului modulator;

V ref

∧

este amplitudinea semnalului triunghiular.- coeficientul de modulare ^n frecven]@

mf

f f

s=1

(6.2.2)

^n care fs este frecven]a semnalului liniar-variabil, iar f1 este cea a semnaluluimodulator ce determin@ frecven]a semnalului (fundamentalei) de la ieireainvertorului. Cu c$t fs este mai mare ^n raport cu f1, cu at$t sinteza semnaluluimodulator la ieirea din invertor este mai bun@.

Din punct de vedere al coeficientului de modulare ^n amplitudinedistingem:

0 1≤ <ma - caz ^n care amplitudinea fundamentalei tensiunii vA0 la

ieirea invertorului ( )V A

∧

0 1 urm@rete liniar valoarea coeficientului ma:



6.2. - Comanda invertoarelor monofazate 169

( )V m tV

A ad

∧

= ⋅ ⋅0

1

12

sin ω (6.2.3)

ma > 1 - regim de supramodulare ^n care dispare liniaritatea,cazul limit@ fiind func]ionarea invertorului ^n und@ plin@, unde:

VV

Ad

∧

=0

1

4

2π(6.2.4)

In semnalul de ieire apar armonici de ordinul h:( )f j m k f h f = ⋅ ± ⋅ 1 (6.2.5)

^n care atunci c$nd j este par, k este impar, iar h j m k f = ⋅ ± .Din punct de vedere al coeficientului de modulare ^n frecven]@ se

disting:- modulare cu coeficient redus, pentru mf ≤ 21 , caz ^n care trebuie

s@ existe perfecta sincronizare a trecerilor prin zero a semnalelor vmod i vref,iar derivatele celor dou@ semnale s@ fie de semne opuse ^n aceste puncte.Dac@ aceste condi]ii nu sunt ^ndeplinite, ^n semnalul de ieire din invertorapar subarmonici.

- modulare cu coeficient mf > 21 ; ^n acest caz nesincronizarea celordou@ semnale nu mai produce perturba]ii ^nsemnate, datorit@ frecven]eirelativ ridicate a semnalului vref.

In invertoarele de tensiune, polaritatea tensiunii pe sarcin@ ^ndecursul unei semiperioade a fundamentalei este determinat@ de modurile derealizare a comenzii elementelor de comuta]ie: comand@ bipolar@, respectivunipolar@.

a). Comanda bipolar@

Pentru studiul comenzii bipolare se consider@ schema simplificat@ aunui invertor ^n punte complet@, monofazat, din figura 6.1. Semnalele decomand@ ale celor 4 dispozitive de putere se genereaz@ prin comparareatensiunii liniar-variabile vref cu o sinusoid@, dup@ principiul ar@tat ^n fig. 6.5.Conduc simultan dou@ elemente de pe diagonala pun]ii, tensiunea aplicat@sarcinii fiind Vd c$nd conduc T1 i T3 i -Vd c$nd conduc T2 i T4. Intrarea ^nconduc]ie a perechii T1 - T3 sau T2 - T4 este determinat@ de semnul diferen]eivmod-vref. Situa]iile care apar sunt sintetizate ^n tabelul 6.1.



170 Invertoare - 6

Tab. 6.1

Dispozitive deschise Tensiunea la ieire vAB

vmod>vref T1 i T4 +Vd

vmod<vref T2 i T3 -Vd

vref vmodvAN

vBN

vAB

ωt

Vd

Vd

-Vd/2

Vd/2

ωt

ωt

ωt

Fig. 6.5 Generarea PWM bipolar@.

Sunt valabile urm@toarele rela]ii:

( ) ( )v t v tA B0 0= − (6.2.6)

i

( ) ( ) ( ) ( )v t v t v t v tA B A0 0 0 02= − = (6.2.7)

Valoarea maxim@ a fundamentalei tensiunii de ieire ( )V∧

0 1 este definit@ prin:

( )V m V ma d a0 11= ≤( ) (6.2.8)




i

V V V md d a<∧

< >0

1

41

π( ) (6.2.9)

b). Comanda unipolar@

Modul de generare a comenzii unipolare prezentat principial ^n fig.

6.6, are la baz@ semnalul liniar-variabil vref i dou@ semnale modulatoare, vmod1i vmod2, decalate unul fa]@ de cel@lalt cu 180°, pentru acelai invertor din figura6.1.Dac@:

vmod1 > vref se comand@ T1,vmod1 < vref se comand@ T2,vmod2 > vref se comand@ T3,vmod2 < vref se comand@ T4.

vmod2 vref vmod1

0

Vd

0

Vd

0

Vd

0

-Vd

ωt

ωt

ωt

2π

ωt

π

vAN

vBN

vAB

Fig. 6.6 Generarea PWM cu comand@ unipolar@.



172 Invertoare - 6

Situa]iile posibil s@ apar@ sunt prezentate ^n tabelul 6.2.Tab. 6.2

Dispozitive deschise Valoarea tensiunii de ieire vAB

T1, T4 Vd

T2, T3 -Vd

T1, T3 0

T2, T

40

Tensiunea de ieire din invertor ob]ine ^ntr-o semiperioad@ valori deo singur@ polaritate, pozitiv@ sau negativ@ (fig. 6.6). Acest mod de func]ionareconduce la o dublare a frecven]ei de generare a PWM ^n raport cu frecven]ade comuta]ie a elementelor semiconductoare.

6.2.2. Modulatorul delta - sigma

O alt@ modalitate de a genera PWM ^n bucl@ deschis@ se ob]ine

utiliz$nd modulatorul δσ. Acesta realizeaz@ conversia unui semnal analogiccontinuu ^ntr-un semnal tren de impulsuri ce poate fi utilizat ^n comandainvertoarelor [6,7].

Modulatorul (fig. 6.7) este un sistem cu bucl@ de reac]ie negativ@, cecuprinde un integrator i un comparator cu histerez@.

-1Comanda

tranzistor

T2

Comanda

tranzistor

T1

MODULATOR

DEMO-

DULATOR

(SARCINA)

INVERTOR

Fig. 6.7 Modulator δσ - schema principial@.




Ieirea modulatorului, care este i m@rime de reac]ie, este un semnalbipozi]ional ce basculeaz@ ^ntre dou@ nivele ±V0. Banda de histerez@ acomparatorului este caracterizat@ de m@rimea Vh, bascularea de la V0 la -V0 iinvers av$nd loc la ±1/2Vh. Constanta de timp a integratorului apare ^n cele ceurmeaz@ notat@ cu τ.

Pentru explicarea func]ion@rii modulatorului se consider@ m@rimea deintrare constant@ i pozitiv@, x(t) = VIN, iar la momentul t0=0 ieirea dincomparatorul cu histerez@ pe nivel jos, x’(t) = -V0, (OFF), (fig. 6.8).

Semnalul de eroare care intr@ ^n integrator, x(t) - (-V0) este pozitiv,

deci ieirea integratorului va crete. La atingerea valorii 1/2Vh, ieireacomparatorului cu histerez@ trece pe nivel sus (ON), x’(t) = V0. Intrarea ^nintegrator î schimb@ semnul, ca atare nivelul ieirii scade i la atingereavalorii -1/2Vh, x’(t) redevine -V0.Sunt valabile urm@toarele rela]ii:

[ ]y t x t x t dtt

( ) ( ) ' ( )= ⋅ − ⋅∫ 1

0τ(6.2.10)

Pentru t = t2 vom ob]ine:

y tV t t

V VVh

INh( ) ( )2

2 10

2 2

= − =−

⋅ − +τ

(6.2.11)

deci:

x(t), x’(t)x(t)

x’(t)

t

V0

VIN

V0

-V0

t3t2t1

x(t)-x’(t)

y(t)

1/2Vh

-1/2Vh

y(t)

x(t)-x’(t)

t

Fig. 6.8 Func]ionarea modulatorului δσ.



174 Invertoare - 6

t t tV

V V

V

V mON

h

IN

h= − = −⋅−

=⋅

⋅−

2 1

0 0

1

1

τ τ(6.2.12)

unde m=VIN/V0.Pentru t∈(t2, t3) avem:

y tV t t

V VVh

INh( ) ( )3

3 20

2 2= =

−⋅ + −

τ(6.2.13)

deci:

t t tV

V V

V

V mOFF

h

IN

h= − =⋅+

=⋅

⋅+

3 2

0 0

1

1

τ τ(6.2.14)

Perioada T=tON+tOFF se ob]ine din rela]iile (6.2.12) i (6.2.14):

TV

V m

h=⋅

⋅−

2 1

10

2

τ(6.2.15)

iar frecven]a de lucru:

f T

VV

m f mh

I= = ⋅ ⋅ − = ⋅ −12

1 10 2 2

τ ( ) ( ) (6.2.16)

^n care fI este frecven]a maxim@ care se ob]ine pentru m=1.

Not$nd TV

V f I

h

I

=⋅

=2 1

0

τ ^n rela]iile (6.2.12) i (6.2.14), acestea devin:

tT

mON

I= ⋅−

2

1

1(6.2.17)

t Tm

OFFI= ⋅

+

21

1(6.2.18)

Semnalul de intrare poate avea ^ns@ orice form@ de varia]ie. In comandainvertoarelor cel mai adesea acesta este sinusoidal. Inlocuind ^n rela]iile demai sus x(t)=VINsin(ωt) vom avea :

m t M tV

VtIN( ) sin sin= = ⋅ω ω

0

; cu 0 ≤ M ≤ 1 (6.2.19)




x’(t )

x(t )

y(t)

ω t

Fig. 6.9 Forme de und@ caracteristice func]ion@rii modulatorului δσ.

i

( )f t f M M tI M( ) cos= ⋅ − +

11

2

1

222 2 ω (6.2.20)

In acest caz at$t frecven]a de lucru a modulatorului c$t i factorul de umplerese modific@ de-a lugul unei perioade a semnalului sinusoidal x(t), rezultatulfiind modificarea valorii medii a semnalului de ieire din modulator, x’(t), astfel ^nc$t el sintetizeaz@ sinusoida de la intrare (fig. 6.9).

6.2.3. Generarea PWM cu con]inut impus de armonici

Metoda generalizat@ de eliminare a armonicilor ^n invertoarele detensiune se bazeaz@ pe dependen]a care exist@ ^ntre num@rul de comuta]ii,momentele de timp c$nd au loc acestea i num@rul de armonici posibil deeliminat.

a). Eliminarea armonicilor ^n invertoarele ^n semipunte

Forma de und@ generalizat@ a tensiunii la ieirea invertoruluimonofazat cu punct median din fig. 6.10 este principial prezentat@ ^n fig. 6.11i are un num@r de M comuta]ii ^ntr-o semiperioad@. α1, α2, ..., α2M definesccele M pulsuri. Forma de und@ poate fi descompus@ ^n serie Fourier [8,9]:



176 Invertoare - 6

T2 D2

0

D1T1Vd/2

Vd/2

+ _

+ _

Vd

vA0

io

Fig. 6.10 Invertor monofazat n semipunte.

Pulsuri

1 2 . . . . . . . M -1 M

α1 α 2 α3 α4 α2Μ−3........α2Μ α2Μ+1=π 2π

ωt

+1

-1

Fig. 6.11 Forma de und@ generalizat@, la ieirea unui invertor monofazat ^n semipunte.

[ ]f t a n t b n tn n

n

( ) sin( ) cos( )ω ω ω= +=

∞

∑1

(6.2.21)

La descompunerea ^n serie a func]iei f(ωt), presupun$nd c@ ea areamplitudinea egal@ cu unitatea, se au ^n vedere urm@toarele propriet@]i aleacesteia:

- este impar@ i simetric@ ^n raport cu semiperioada:

f t f t( ) ( )ω ω π= − + (6.2.22)

- este impar@ i simetric@ ^n raport cu originea:




f t f t( ) ( )ω π ω= − −2 (6.2.23)

Ca urmare, seria nu va con]ine armonici de ordin par i nici termeni ^n cosinus(bn = 0). Coeficien]ii seriei sunt da]i de rela]iile ob]inute mai jos prin prelucr@risuccesive:

a f t n t d t

n t d t

n

k

k

M

k

k

= ⋅ ⋅ =

= − ⋅ =

∫

∫ ∑ +

=

2

21

0

0

21

πω ω ω

π

ω ω

π

α

α

( ) sin( ) ( )

( ) sin( ) ( )

[ ]= ⋅ − ⋅ −=

+∑21

0

2

1n

n nk

k

M

k k πα α( ) cos( ) cos( ) (6.2.24)

Dup@ cum se observ@ din fig. 6.11, α0=0 i α2M+1=π, deci pentru n impar seob]ine:

an

k nk n

k

M

= ⋅ + − ⋅∑

=

41 1

1

2

πα( ) cos (6.2.25)

Func]ia este simetric@ i ^n raport cu T/4, adic@:

α π αk M k = − − +2 1 , pentru k = 1,2,...,M (6.2.26)Rezult@ c@, pentru n impar i k = 1,2,...,M,

cos cosn nk M k α α= − − +2 1 (6.2.27)

Inlocuind ^n rela]ia (6.2.25) vom ob]ine:

an

nn

k

k

k

M

= + −

=∑4

1 2 11π

α( ) cos (6.2.28)

Rezolv$nd sistemul de M ecua]ii care se ob]ine din egalarea cu zero arela]iei (6.2.28), pot fi eliminate oricare M armonici de ordin n i, forma de und@

a tensiunii fiind decupat@ de M ori ^ntr-o semiperioad@ i av$nd proprietateade a fi impar@ i simetric@ ^n raport cu T/4.Sistemul de M ecua]ii neliniare, cu M variabile

f i M( , ,..., )α α α1 2 0= , i = 1,2,...,M (6.2.29)

se rezolv@ prin metode numerice pornind de la o solu]ieini]ial@ α0=[α0

1 α02 ... α0

M]T, cunosc$nd ordinul celor M armonici ce trebuie

eliminate: n1, n2,...,nM.



178 Invertoare - 6

In cele enun]ate mai sus, unghiurile de comuta]ie s-au determinat f@r@a se ]ine seama de modificarea amplitudinii fundamentalei tensiunii de ieire,necesar@ men]inerii unui anumit raport tensiune/frecven]@ (s-a consideratvaloarea tensiunii din circuitul intermediar egal@ cu unitatea). Valoareamaxim@ a fundamentalei tensiunii de ieire se ob]ine ^n cazul func]ion@riiinvertorului ^n und@ plin@:

( )

( / ),

V

V

A

d

∧

= =0 1

2

41273

π (6.2.30)

La V/f=ct., ^n func]ie de frecven]a impus@ fundamentalei tensiunii deieire se determin@ amplitudinea acesteia, posibil@ de ob]inut (lu$nd ^nconsiderare i factorul de modulare ^n amplitudine ma). De aceast@ valoare se]ine seama la determinarea unghiurilor de comuta]ie pentru eliminarea celor Marmonici, ad@ug$nd a (M+1)-a ecua]ie la sistem pentru fundamental@:

41 2 1 1

21

0 1

πα⋅ + ⋅ − ⋅ = − ⋅

∧

=∑( ( ) cos ) ( )

( )

( / )

k

k

k

MM A

d

V

V (6.2.31)

unde ( )VA

∧

0 1 este amplitudinea fundamentalei tensiunii de ieire, care, ^n

func]ie de num@rul de armonici de eliminat M, va avea ^n rela]ia (6.2.31) semnpozitiv sau negativ.Ca exemplu, consider$nd forma de und@ pentru eliminarea

armonicilor de ordin 5 i 7 din fig. 6.12 i modific$nd amplitudinea

fundamentalei ( )^

VA0 1, se ob]ine varia]ia unghiurilor de comuta]ie din fig. 6.13

[2].

α1 α2 α3 π−α3 π

2π

ωt

Vd/2

-Vd/2

. . .

Fig. 6.12 Tensiunea V0 la ieirea invertorului monofazat ^n semipunte.




αi 60

50

40

30

20

10

0 20 40 60 80 100

22,060

^ ^

16,240

α1

α2

α3

[(VA0)1/(VA0)1max]!100

Fig. 6.13 Varia]ia unghiurilor de comuta]ie ^n grade, la eliminarea armonicilor de ordin 5 i 7,func]ie de amplitudinea fundamentalei tensiunii de ieire raportat@ la maximul amplitudinii

ob]inut la func]ionarea ^n und@ plin@ (%).

b). Eliminarea armonicilor ^n invertoarele monofazate ^n punte complet@

La baza studiului teoretic st@ forma de und@ caracteristic@ tensiunii

de linie ob]inut@ din invertoarele cu comand@ unipolar@, prezentat@ ^ntr-oform@ generalizat@ ^n fig. 6.14, al c@rei avantaj fa]@ de cazul anterior prezentatconst@ ^n num@rul mai mic de comuta]ii/perioad@ necesare pentru eliminareaaceluiai num@r de armonici.

La descompunerea ^n serie Fourier se va ]ine seama de urm@toareleconsidera]ii:

- amplitudinea semnalului este egal@ cu unitatea;- forma de und@ este simetric@ i impar@ ^n raport cu originea:

f t f t( ) ( )ω π ω= − −2 , deci ^n serie nu vor apare termeni ^n cosinus (bn=0);- forma de und@ este simetric@ i impar@ ^n raport cu

semiperioada: f t f t( ) ( )ω ω π= − + , deci ^n seria Fourier nu vor apare armonici

de ordin par. Coeficien]ii seriei Fourier sunt da]i de expresia:

a f t n t d tn = ⋅∫ 4

0

2

πω ω ω

π( ) sin( ) ( )

/

(6.2.32)

Rezult@, pentru n impar i ∀M>0:

an

nnk

k

k

M

= −=

∑41

1π

α( ) cos( ) (6.2.33)



180 Invertoare - 6

PULSURI

1 2 . . . . . . . . . . . . . . M-1 M

π/2

π 2π/3

2πα1α2α3 α4...α Μ − 1 αΜ π− αΜ π− αΜ −1 ....π−α1

ωt

+1

-1

Fig. 6.14 Forma de und@ generalizat@, la ieirea invertorului ^n punte complet@.

^n care α1< α2< ... < αM< π/2.Pentru eliminarea a M armonici de ordin ni, (i=1, 2,...,M) se determin@

unghiurile αi ca solu]ii ale sistemului de ecua]ii:

f n nii

k i k

k

M

( ) ( ) cos( )α π α= − ==∑4

1 01

(6.2.34)

Pentru compara]ie sunt prezentate forma de und@ la ieire (fig. 6.15) igraficele cu con]inutul de armonici pentru un invertor cu:

a). comanda realizat@ prin metoda subondul@rii (fig. 6.16);b). comanda corespunz@toare elimin@rii armonicilor de ordin 3 i 9

(fig. 6.17).

α1 α2 π−α2 π−α1

π 2π

ωt

Vd

-Vd

Fig. 6.15 Tensiunea de linie VAB cu eliminarea armonicilor 3 i 9 (pentru α1=31o i α2=89o).





182 Invertoare - 6

Pentru sistemul de reglare din fig. 6.18, semnalul de comand@ob]inut este de frecven]@ constant@ impus@ de frecven]a referin]ei VLV.Sistemul prezint@ dezavantajul introducerii unor defazaje apreciabile ^ntrevaloarea prescris@ i cea m@surat@ a curentului atunci c$nd frecven]elecurentului i* i a semnalului VLV sunt relativ apropiate.

Generatorul PWM cu comparator cu histerez@ este prezentat caprincipiu ^n fig. 6.19. Func]ionarea invertorului are loc la frecven]@ variabil@,dictat@ de m@rimea benzii de histerez@ h i de valoarea momentan@ a eroriiε (diferen]a dintre dintre valoarea prescris@ a curentului i cea m@surat@).

Sinteza m@rimii prescrise i* la ieire este cu at$t mai bun@ cu c$t intervalul dehisterez@ este mai mic, ceea ce poate conduce la o frecven]@ de lucruridicat@, care poate dep@i posibilit@]ile invertorului. Con]inutul de armonici dincurentul de ieire este relativ mare.

O ^mbun@t@]ire a sistemelor anterior prezentate aduce utilizareabistabilului de tip D ^n bucla de curent (fig. 6.20). Comparatorul furnizeaz@ unsemnal bipozi]ional ^n func]ie de valoarea momentan@ a erorii, care la fiecarefront al tactului (cresc@tor sau descresc@tor) este trimis spre ieirile Q i Q.Frecven]a de lucru poate fi doar mai mic@ sau egal@ cu cea a semnalului detact, banda de histerez@ fiind variabil@.

εi*

i

PWM

h/2-h/2

i*

i D Q

CLK Q

PWM

Fig. 6.19 Generator PWM cu comparator Fig. 6.20 Generator PWM cu regulator cu histerez@. cu bistabil D.



6.3. - Comanda invertoarelor trifazate 183

6.3. Comanda invertoarelor trifazate

Metodele de PWM prezentate ^n paragraful 6.2, cu referire lainvertoarele monofazate, r@m$n valabile prin extrapolare (consider$nd fazeleindependente) i ^n cazul invertoarelor trifazate. Din acest motiv se vor aborda

^n continuare doar problemele specifice.

6.3.1. Metoda subondul@rii

Generarea comenzilor pentru cele ase dispozitive de comuta]iecomplet comandabile din componen]a unui invertor de tensiune trifazat av$ndla baz@ tehnica SPWM, permite ob]inerea la ieire a unui sistem trifazat detensiuni, cu fundamentala de amplitudine i frecven]@ variabile, controlate prinamplitudinea i frecven]a celor trei semnale modulatoare vmod1, vmod2, vmod3,decalate cu 120°. Ob]inerea impulsurilor de comand@ este rezultatulcompara]iei celor trei semnale modulatoare cu un semnal de referin]@ v ref, deamplitudine i frecven]@ constante. Distribuirea acestor impulsuri spre

comenzile celor ase dispozitive de comuta]ie are loc conform modul@riiunipolare descris@ ^n paragraful 6.2.1.a, sintetizat@ ^n tabelul 6.3 ^nconcordan]@ cu formele de und@ din fig. 6.21.

Coeficientul de modulare ^n frecven]@ mf are un rol important ^ndeterminarea con]inutului de armonici din tensiunea de ieire a invertorului.Dac@ alegerea semnalelor modulatoare este astfel ^nc^t mf este impar, ^ntensiunea de faz@ apar armonici de ordin impar. Dac@, ^n particular, m f esteimpar i multiplu de trei, ^n tensiunile de faz@ apar armonici de ordinul 3, care

^n tensiunea de linie se anuleaz@ (ex: mf=21).

Tab. 6.3

Dispozitive deschisevmoda>vref T1

vmoda<vref T2

vmodb>vref T3

vmodb<vref T4

vmodc>vref T5

vmodc<vref T6



184 Invertoare - 6

v m od3 v m od1 v m od2v re f

0

V d

0

v A

v B

V d

0v A -v B

V d

0

-V d

t

t

t

t

Fig. 6.21 Generarea SPWM trifazat.

Alegerea factorului de modulare ^n amplitudine ma determin@ gradulde utilizare al tensiunii sursei de alimentare Vd:

- ma ≤ 1 caracterizeaz@ func]ionarea ^n regim liniar de modulare, ^n

care amplitudinea fundamentalei tensiunii de faz@ are valoarea:

( )V m V

A a

d∧

= ⋅12

(6.3.1)

^n care Vd este tensiunea sursei de alimentare a invertorului. Valoarea

efectiv@ a tensiunii de linie este:

( ) ,V V

m m V m VAB

d

a a d a d1 32

1

2

3

2 20 612= ⋅ ⋅ ⋅ = ⋅ ⋅ = ⋅ ⋅ (6.3.2)

- ma > 1 caracterizeaz@ regimul de supramodulare. Valoarea

maxim@ a fundamentalei tensiunii de faz@, pentru cazul limit@ al func]ion@rii




invertorului ^n und@ plin@, este de ( / )4 π ⋅ Vd , deci valoarea efectiv@ a

tensiunii de linie va fi:

( ) ,V V V VAB d d d1

4 3

2 2

60 78= ⋅ ⋅ = ⋅ = ⋅

π π(6.3.3)

Varia]ia valorii efective a tensiunii de linie ^n raport cu factorul de modulare ^namplitudine este redat@ ^n fig. 6.22, iar forma de und@ a tensiunii de faz@ esteilustrat@ ^n fig. 6.23.

1,0

(m f =15)

3,24

und~ plin~supra-modulare

modulare liniar~

m a

0,612

0,78

(V AB )1/V d

Fig. 6.22 Dependen]a tensiunii efective la ieirea invertoruluide factorul de modulare ^n amplitudine.

vA

Fig. 6.23 Forma de und@ a tensiunii de faz@ pentru SPWM.



186 Invertoare - 6

6.3.2. Modularea ^n l@]ime de puls vectorial@

a). Comanda ^n bucl@ deschis@

Sistemul trifazat de tensiuni se poate reprezenta ^n complex printr-unfazor de tensiune care se rotete ^n planul celor dou@ axe cu o vitez@ identic@cu pulsa]ia sistemului sinusoidal. Un invertor trifazat, prezentat schematic ^nfig. 6.24a, nu genereaz@ la ieire un fazor care se rotete continuu, ci unul“s@ritor” ^n pozi]ii discrete [8].

Cele 6 dispozitive de comuta]ie se comand@ astfel ^nc$t s@ fie ^nstarea deschis@, la un moment dat, c$te unul de pe fiecare ramur@; se ob]inastfel la ieire 23 = 8 vectori de tensiune, dintre care 2 vectori zero - c$nd suntcomandate sau cele trei elemente din partea de sus a invertorului sau cele treidin partea inferioar@ (fig. 6.24b). Pe figur@ este marcat@ ^n ordinea ramurilor (A, B, C) conduc]ia pentrugenerarea unui anumit vector i anume: cu 1 este indicat faptul c@ estedeschis dispozitivul din jum@tatea superioar@ a ramurii corespunz@toarepozi]iei cifrei 1 din ir, iar 0 indic@ faptul c@ este deschis un dispozitiv dinpartea inferioar@ a ramurii invertorului (de exemplu grupul 1,0,1 corespunde

st@rii deschise a elementelor T1, T4 i T5).

T5T3T1

T6T4T2

V2 (1,1,0)V3 (0,1,0)

V4 (0,1,1)

A B C

V1 (1,0,0)V7 (1,1,1)

V6 (1,0,1)

V8 (0,0,0)

V5 (0,0,1)

1

2

3

5

64

a). b).

Fig. 6.24 Invertor trifazat ín punte:a). Schema de principiu; b). Vectorii de tensiune genera]i.




Modul de generare a vectorilor este sintetizat ^n tabelul 6.4:

Tab. 6.4

V V1 V2 V3 V4 V5 V6 V7 V8

A 1 1 0 0 0 1 1 0

B 0 1 1 1 0 0 1 0

C 0 0 0 1 1 1 1 0

Se definete m@rimea “cvasiflux” prin rela]ia:

ΨC

t

V dtV

= ⋅∫ 0 (6.3.4)

^n care V este vectorul de tensiune, aplicat pe intervalul de timp considerat

tV. V$rful vectorului ΨC descrie, ^n cazul func]ion@rii invertorului ^n und@ plin@,

un hexagon, situa]ie destul de dep@rtat@ de forma circular@ a cvasifluxului,ob]inut@ de la sistemul trifazat simetric de tensiuni sinusoidale. Un caz mai

favorabil se ob]ine dac@ prin aplicarea succesiv@ a vectorilor de tensiune seconstruiete un poligon cu un num@r mai mare de laturi, deci c$t mai aproapede cazul ideal.

Vectorul cvasiflux descrie astfel o figur@ poligonal@ care se ^nchide saunu dup@ o perioad@ T a fundamentalei, ^n func]ie de num@rul, succesiunea idurata vectorilor de tensiune genera]i de invertor. Inchiderea poligonului dup@fiecare rota]ie a vectorului cvasiflux prezint@ avantajul absen]ei subarmonicilor

^n tensiunile de linie. Pentru controlarea pierderilor datorate comuta]iei at$t ^ninvertor c$t i prin sarcin@, frecven]a de comuta]ie se men]ine ^ntre anumitelimite, deci num@rul segmentelor din care este alc@tuit un poligon este limitatsuperior.

Tehnica de comand@ care realizeaz@ controlul poligonului descris devectorul cvasiflux este ^nt$lnit@ ^n literatura de specialitate sub numele de“Control poligonal al fluxului”.

Pentru invertoarele comandate ^n bucl@ deschis@, durata de aplicarea unui vector de tensiune este impus@ prin frecven]a de comuta]ie ainvertorului. Intre frecven]a de comuta]ie a invertorului fc, frecven]afundamentalei tensiunii cu care se alimenteaz@ sarcina f i num@rul de laturiN din care e alc@tuit poligonul cvasifluxului exist@ urm@toarea rela]ie:



188 Invertoare - 6

f N f c = ⋅ (6.3.5)

Poligoanele generate cu cei 6 vectori activi au simetrie hexagonal@,deci N=6n, unde n este num@rul de segmente ^ntr-un sector de 60O. Timpul deaplicare al fiec@rui vector elementar este:

tn f

c =⋅ ⋅1

6(6.3.6)

b). Comanda ^n bucl@ ^nchis@

Aa cum s-a men]ionat, invertoarele sunt destinate cu prec@derealiment@rii cu tensiune i frecven]@ variabile a motoarelor de c.a., ^n modfrecvent maini de induc]ie. Sistemul de reglaj lucreaz@ cu m@rimi uneleestimate (alunecare, flux, cuplu), altele m@surate (curen]i, tensiuni, eventualvitez@) din procesul condus.

Pentru ob]inerea unor performan]e dinamice deosebite prinreducerea i simplificarea opera]iilor matematice, sistemul de reglaj seimplementeaz@ pe modelul ortogonal al mainii de induc]ie (fig. 6.25b). Acesta

este ob]inut din modelul simplificat al mainii pentru regim sinusoidal stabilizat(fig.6.25a), aplic$nd transformarea ^n varianta conserv@rii puterii, deciamplitudinea curen]ilor, respectiv tensiunilor, este aceeai ^n modelul trifazati ^n cel ortogonal [11,12].

td,q

+

td,q

a). b).

Fig. 6.25 Modelul simplificat al mainii de induc]ie: a). trifazat,b). modelul ortogonal i forma tensiunii aplicate pe o fazá.




Din opera]iile efectuate de sistemul de reglaj, care urm@reteob]inerea unei m@rimi prescrise prin sarcin@, rezult@ momentele dedeschidere i durata men]inerii acestei st@ri pentru elementele de comuta]iedin invertor.

Forma de und@ a tensiunii care se aplic@ unei faze a modeluluiortogonal este prezentat@ ^n fig.6.25b.Pentru cele dou@ faze se definesc factorii de umplere αd i αq:

α d q

d qT t

T,

,= ± − 2

(6.3.7)

unde semnul + sau - reflect@ valoarea pozitiv@ sau negativ@ a tensiuniiaplicate; T reprezint@ perioada de eantionare a sistemului de control.

Valoarea medie a tensiunii ^ntr-o perioad@ de eantionare T asistemului de reglare este definit@ prin rela]iile:

V Vd q d q, ,= ⋅α (6.3.8)

^n care V reprezint@ amplitudinea semnalului dreptunghiular aplicat (egal@ cunivelul tensiunii din circuitul de curent continuu al invertorului). Valorile αd,q, cam@rimi raportate, pot fi interpretate ca i valori medii ale tensiunilor necesare

pe cele 2 faze.Pentru exemplificare presupunem c@ vectorul de tensiune necesar afi aplicat sarcinii este situat ^n sectorul 1 marcat pe fig. 6.24b. Ob]inereaacestuia se face prin aplicarea succesiv@ a celor doi vectori de tensiune

al@tura]i ( V1 (1,0,0) i V2 (1,1,0)) i, ^n func]ie de amplitudinea necesar@, a

vectorului zero. Strategia de comand@ aleas@ pentru reducerea num@rului decomuta]ii ^ntr-o perioad@ impune comuta]ia simetric@ a dispozitivelor ^ntr-operioad@ de eantionare T. Acest lucru implic@ deplasarea pulsului decomand@ astfel ^nc$t s@ fie repartizat simetric fa]@ de T/2.

Pentru reducerea erorilor ^n estimarea curentului, eantionarea areloc ^n intervalul de aplicare a vectorilor nuli, deci, at$ta timp c$t invertorul

lucreaz@ ^n regim de modulare liniar@, la ^nceputul i la sf$ritul perioadei Tvom reg@si preponderent vectori zero. Componentele pe cele 3 faze alevectorului de tensiune V au forma prezentat@ ^n fig. 6.26.

Cunosc$nd αd i αq, este necesar@ determinarea intervalelor de timpt0,1,2 corespunz@toare aplic@rii vectorilor V7(8), V1 i V2. Transformarea factorilorde umplere pentru tensiunile aplicate pe cele dou@ faze ale modeluluiortogonal αd,q ^n durate de timp pentru modelul trifazat se face pe bazadiagramei din fig. 6.27.



190 Invertoare - 6

Fig. 6.26 Comuta]ia simetric@ a invertorului.

60o

2t2

V1

V 2

V *

q

d

2t1

αq

αd

1

vectorul de tensiune

prescris

Fig. 6.27 Conversia m@rimilor αd, q ^n semnale de comand@ trifazate.

Pe baza unor corel@ri geometrice, se pot scrie urm@toarele rela]ii:

α π

q T t t= =23

32 2sin (6.3.9)

deci:

2 2

32t Tq= α (6.3.10)




Similar:

α π α

d

qT t t t

T= + = +2 2

32 2

1

2 31 2 1cos (6.3.11)

din care se ob]ine:

23

1t T

d

q= −

α

α(6.3.12)

Conform fig. 6.26

T t t t= + +2 2 41 2 0 (6.3.13)

rela]ie din care, ^nlocuind (6.3.10) i (6.3.12), se ob]ine t0:

t T

d

q

04

13

= − −

α

α(6.3.14)

In func]ie de sectorul ^n care se ^ncadreaz@ vectorul de tensiuneprescris, timpii de aplicare a vectorilor de tensiune se reg@sesc ^n tabelele6.5, 6.6.

In func]ionare, sistemul de reglare poate solicita factori de umplere, αd

i αq, corespunz@tori unui vector de tensiune cu amplitudine mai mare dec$t a

celui posibil de ob]inut din invertor. In aceast@ situa]ie, strategia care se aplic@impune limitarea lungimii vectorului de tensiune la valoarea care poate fiob]inut@, p@str$nd nemodificat unghiul acestuia.

Tab. 6.5

Sector Condi]ii limit@ desector

Ordinea de aplicare a vectorilor detensiune

1 αd>0; αq>0; αq< 3 αdV8 V1 V2 V7 V7 V2 V1 V8

2 αQ>0; αq> 3 |αd| V8 V3 V2 V7 V7 V2 V3 V8

3 αd<0; αq>0; αq< 3 |αd| V8 V3 V4 V7 V7 V4 V3 V8

4 αd>0; αq<0; |αq| < 3 |αd| V8 V5 V4 V7 V7 V4 V5 V8

5 αq<0; |αq| > 3 |αd| V8 V5 V6 V7 V7 V6 V5 V8

6 αd>0; αq<0; |αq| < 3 |αd| V8 V1 V6 V7 V7 V6 V1 V8



192 Invertoare - 6

Tab. 6.6

Sector t1 t2 t0

1 t T

d

q

12 3

= −

α

αt

Tq

23

= α

t T

d

q

04

13

= − −

α

α

2 t T

d

q

12 3

= +

α

αt

T q

d22 3

= −

αα t

T q

04

12

3= −

α

3 tTq

13

= α t T

d

q

22 3

= − +

α α t

Td

q

04

13

= + −

α α

4 tTq

13

= − α

t T

d

q

22 3

= − +

α

αt

Td

q

04

13

= + +

α

α

5 t T

d

q

12 3

= − +

α

αt

Td

q

22 3

= −

α

αt

T q

04

12

3= +

α

6 t T

d

q

12 3

= +

α

αt

Tq

23

= − α

t T

d

q

04

13

= − +

α

α

Tensiunea maxim@ care se poate ob]ine cu un invertor este dat@ delungimea vectorului de tensiune care se situeaz@ ^n orice moment ^n interiorulhexagonului (fig. 6.28).

Durata de aplicare a vectorilor zero ( , )V V7 8 scade cu c$t indicele

de modulare ^n amplitudine ma crete.

V4

V5

V7,8

V6

αd

αq

V3

V*

δ

V2

V1

supramodulare

Fig. 6.28 Modulare liniar@ i supramodulare - limite.




Valoarea t0 = 0 i deci maximul tensiunii pe care un invertor o poate

produce se atinge atunci c$nd v$rful vectorului V * atinge limita impus@ de

hexagonul definit prin V V1 6− . In multe cazuri, atunci c$nd se dorete

men]inerea constant@ a modulului vectorului V * se utilizez@ ca limit@ cercul ^nscris ^n hexagon. Pentru ca vectorul de tensiune generat s@ se afle ^ninteriorul conturului hexagonal, trebuie respectat@ o rela]ie de formaαd

2+αq2≤(limita hexagonal@)2. In dimensiuni de timp, rela]ia de mai sus impune

ca suma timpilor de aplicare a celor doi vectori activi care compun fazorul

tensiunii prescrise s@ fie egal@ cu perioada T.Consider$nd un vector situat ^n sectorul 1, timpul de aplicare a

vectorului V1 este:

23

1t T dq

= −

α

α(6.3.15)

iar pentru V2 : 22

32t T

q=

α(6.3.16)

Dac@ vectorul rezultant este mai mare dec$t ceea ce poate dainvertorul, acest lucru poate fi exprimat prin urm@toarea inegalitate:

2 211 2t

T

t

T

+ > (6.3.17)

care este echivalent@ cu:

α α

dq

+ >3

1 (6.3.18)

Se determin@ factorul de corec]ie γ al acestei inegalit@]i astfel ^nc$ts@ se ob]in@:

γ 2 2

11 2t

T

t

T+

= (6.3.19)

adic@ γ

α α

=

+

1

3d

q

(6.3.20)

Utilizarea factorului de corec]ie ^n determinarea timpului de aplicare

at$t a V1 c$t i a V2 conserv@ unghiul vectorului rezultant necesar.

Noile valori pentru timpii de aplicare a celor doi vectori sunt:

2 2

2 2

1 1

2 2

t t

t t

lim

lim

= ⋅= ⋅

γ γ

(6.3.21)

In mod similar se determin@ valorile factorului γ pentru toate cele 6 sectoare.



194 Invertoare - 6

6.3.3. Controlul direct de cuplu (Direct Torque Control - DTC)

DTC este o tehnic@ utilizat@ ^n ac]ion@ri reglabile de c.a., prin care segenereaz@ PWM vectorial@ ^n bucl@ ^nchis@, cu ajutorul unei tabele decomuta]ii TC [13,14]. Sistemul de reglaj determin@ necesarul ^n cuplu i fluxpentru maina pe care o conduce, transpun$ndu-l ^n valori sintetice -1, 0 sau1. Spre exemplu, fluxul mai mic dec$t o valoare prescris@ se cuantific@ 1;eroarea negativ@ ^n cuplu se cuantific@ -1.

In func]ie de semnul erorilor ^n cuplu (εT) i flux (εΨ) i sectorul de 60O

^n care se situeaz@ vectorul flux Ψ , se alege din tabela de comuta]ii cel maipotrivit vector. De regul@ “necesarul” de cuplu este dictat de c@tre regulatorulde vitez@ de rota]ie a mainii (Ω). In literatura de specialitate, din motivelegate de algoritmii de calcul, delimitarea sectoarelor de 60o se face la mijloculunghiului dintre cei 6 vectori de tensiune.

Durata de aplicare a vectorului de tensiune poate fi determinat@ prinimpunerea frecven]ei de comuta]ie sau prin stabilirea unei benzi de histerez@h pentru varia]ia amplitudinii fluxului (fig. 6.29).

Tab. 6.7

Sectorul 1 2 3 4 5 6

εΨ εT

1 1 V2 V3 V4 V5 V6 V1

1 -1 V6 V1 V2 V3 V4 V5

0 1 V0 V7 V0 V7 V0 V7

0 -1 V0 V7 V0 V7 V0 V7

-1 1 V3

V4

V5

V6

V1

V2

-1 -1 V5 V6 V1 V2 V3 V4




Fig. 6.29 Traiectoria vectorului flux ^n interiorul benzii de histerez@ h.

In fig. 6.30 este exemplificat modul de alegere a vectorului cel maipotrivit, ^n func]ie de erorile ^n cuplu i flux, pornind din punctul de func]ionare

stabilit de vectorul flux Ψ 0 , aflat ^n sectorul 1 (^ntre -30o i +30o). Dac@

amplitudinea fluxului trebuie crescut@, se aplic@ un vector de tensiune care

face cu direc]ia vectorului flux Ψ 0 un unghi mai mare de 90

o

. Dac@dimpotriv@, amplitudinea trebuie redus@, unghiul dintre cei doi vectori trebuies@ fie mai mic de 90o.

Fig. 6.30 Selectarea vectorului de tensiune potrivit ^n func]ie de semnuli m@rimea erorilor ^n flux i cuplu.



196 Invertoare - 6

6.4. Metode de modulare aleatoare ^n l@]ime de puls

Convertoarele care lucreaz@ ^n regim de comuta]ie sunt surse deperturba]ii electromagnetice. Tensiunea i curentul generate la ieire nu suntforme perfect sinusoidale, ci au un con]inut semnificativ de armonici.

Determin@rile experimentale arat@ c@ o frecven]@ de comuta]ie

ridicat@ reduce con]inutul de armonici din semnalele de ieire. Frecven]a ^nalt@ cu care comut@ elementele semiconductoare atrage ^ns@ cretereapierderilor ^n comuta]ie. Pe de alt@ parte, ^n tensiunea de ieire se reg@sesccu preponderen]@ armonici de ordin multiplu al frecven]ei purt@toarei(semnalul de referin]@ vref), creterea frecven]ei de comuta]ie deplas$ndspectrul armonic spre frecven]e mai ridicate.

Pornind de la aceste considerente, au fost dezvoltate noi metode decomand@ a invertoarelor, al c@ror principal scop este modificarea aleatoare aspectrului armonic, gener$ndu-se aa numitul “zgomot-alb”, ca urmare afaptului c@ v$rfurile de energie concentrate ^n jurul armonicilor frecven]eisemnalului triunghiular sunt dispersate ^n planul spectrului armonic, la niveleenergetice semnificativ reduse [15-19].

6.4.1. Modificarea aleatoare a frecven]ei purt@toarei

In cazul PWM sinusoidal@, un ciclu al semnalului modulator (vmod)este ^mp@r]it de unda triunghiular@ ^n N intervale de comuta]ie. Pentrureducerea armonicilor de ordin multiplu al frecven]ei purt@toarei, se realizeaz@modificarea cvasi-aleatoare a num@rului de intervale de choppare dintr-operioad@ (sau frac]iune de perioad@) a semnalului sinusoidal, la intervale detimp stabilite.

Efectul acestei metode este uniformizarea spectrului armonic prinrepartizarea armonicilor cu amplitudine mare ^n benzi de armonici defrecven]@ apropiat@, dar cu amplitudine redus@. Gradul de “nivelare” alcon]inutului de armonici este dependent de limitele ^ntre care se modific@num@rul de intervale de choppare (deci frecven]a undei purt@toare) i duratasecven]ei de numere aplicat@ ^n raport cu perioada fundamentalei. Osecven]@ cu durat@ mare ^n timp reduce con]inutul de armonici dar poate crea



6.4. - Metode de modulare ^n l@]ime de puls aleatoare 197

dezavantaje ^n procesul de control al sistemului, bucla de reglaj impun$ndlimit@ri ^n acest sens. O plaj@ larg@ de modificare a frecven]ei ar duce launiformizarea spectrului, dar ar pune probleme din punct de vedere alacord@rii filtrelor din invertor.

Valoarea momentan@ a frecven]ei se citete dintr-o diagram@ ^nfunc]ie de num@rul aleator r generat. Distribu]ia liniar@ a frecven]ei i ceamixt@ hiperbolic@-liniar@, preferate ^n sistemele de comand@, sunt prezentate

^n fig. 6.31a,b.

6.4.2. Modificarea aleatoare a pozi]iei pulsului ^n intervalul decomuta]ie

Factorul de umplere nu depinde de pozi]ia pulsului ^n cadrul uneiperioade de eantionare. Comuta]ia simetric@ permite dou@ posibilit@]i deamplasare a pulsului, impuse prin valoarea unui num@r binar p generat aleator(fig.6.32):

( ) ( ) ( ) ( ) p x x x x= ⊕ ⊕ ⊕1 2 3 7 (6.4.1)

unde ⊕ este XOR (SAU-Exclusiv), x este un registru pe 8 bi]i iar x(i) este bituli al registrului x.

Efectele utiliz@rii acestor metode asupra con]inutului de armonici ^ntensiunea de ieire a unui invertor sunt puse ^n eviden]@ ^n fig. 6.33 [18].

r

f s [kHz]

2,5

2

1,5

3,5

3

9998006004002000 r

f s [kHz]

2,5

2

1,5

3,5

3

9998006004002000

a). b).

Fig. 6.31 Distribu]ia frecven]ei de comuta]ie: a). liniar@; b). hiperbolic/liniar@.



198 Invertoare - 6

p = 1 p = 0 p = 0 p = 1

Fig. 6.32 Semnale de comand@ cu modificarea aleatoare a pozi]iei pulsului.

n=1

n=2

n=3

n=4

100

150

50

0

12108642

U [V]

f [kHz]

100

150

50

0

12108642

U [V]

f [kHz]

a). b).

100

150

50

0

12108642

U [V]

f [kHz]

n=2

n=4

100

150

50

0

12108642

U [V]

f [kHz]

c). d).

Fig. 6.33 Con]inutul de armonici ^n tensiunea de faz@:a). pentru PWM vectorial cu frecven]@ fix@;

b). pentru PWM vectorial cu modificarea aleatoare a frecven]ei i dispersie liniar@;c). pentru PWM vectorial cu modificarea aleatoare a frecven]ei i dispersie hiperbolic@-liniar@;

d). ^n cazul modific@rii aleatoare a pozi]iei pulsului.



6.4. - Metode de modulare ^n l@]ime de puls aleatoare 199

6.4.3. Comuta]ia aleatoare a dispozitivelor electronice

In aceast@ tehnic@ de modulare rolul semnalului triunghiular este luatde un generator de numere aleatoare frac]ionare. Num@rul r generat prinalgoritmi matematici sau logici [19], cu o frecven]@ de ordinul zecilor de kHz,se compar@ cu valorile momentane ale celor trei semnale modulatoaresinusoidale a*, b*, c* (fig. 6.34), care reprezint@ factorii de umplerecorespunz@tori celor trei faze. Dac@, spre exemplu, rezultatul compara]iei

este: r < a*, r > b* i r < c*, semnalele de comand@ a, b, c pentru dispozitivelede comuta]ie vor fi setate pe 1, 0, i 1.

vc

v b

va

c

b

a

c* b*a*

Fig. 6.34 Generarea comenzii aleatoare a invertorului.



200 Invertoare - 6

Aceast@ metod@ este relativ uor de implementat deoarece nu estenecesar@ determinarea exact@ a intervalelor de comuta]ie ca ^n ceaprezentat@ anterior. Sintetizarea formelor de und@ sinusoidale este cu at$tmai fidel@ referin]elor a*, b* i c* cu c$t frecven]a de generare a num@rului reste mai mare.

La o frecven]@ a generatorului de 50kHz, frecven]a medie decomuta]ie a dispozitivelor din invertor, la un indice de modulare ^n amplitudineunitar, este de aproximativ 9 kHz, rezonabil@ pentru dispozitive de comuta]iede tip IGBT.

Tehnica prezint@ ^ns@ un dezavantaj serios dac@ indicele demodulare necesar este foarte sc@zut, adic@ tensiunea la ieire trebuiemen]inut@ la valori joase. In aceast@ situa]ie, cum banda ^n care se genereaz@num@rul aleator este aceeai dar amplitudinea semnalelor sinusoidale redus@,vor avea loc mai pu]ine comuta]ii ^n invertor, calitatea formelor de und@ laieire fiind alterat@.

Spectrul tensiunii la ieirea unui invertor cu comuta]ii aleatoare esteprezentat ^n fig. 6.35.

VLLrms

[dB]

-40

-60

-80

-100

0

-20

kHz10001001010,10,01

Fig. 6.35 Con]inutul de armonici din tensiunea de linie a unui invertorcu comuta]ie aleatoare.



6.5. - Invertoare multinivel 201

6.5. Invertoare multinivel. Eliminarea componentei

omoplare.

Unul din dezavantajele invertoarelor trifazate cu comuta]ie ^ntre dou@nivele de tensiune i chiar a schemelor celor mai utilizate de invertoaremultinivel, genereaz@ component@ omopolar@ de ^nalt@ frecven]@ i pulsuri cupant@ mare dv/dt [20].

Componenta omopolar@ existent@ ^n tensiunea aplicat@ sarcinii (deregul@ maini electrice) este direct r@spunz@toare de o serie de efecte ^nfunc]ionarea acesteia: distrugerea prematur@ a lag@relor care ofer@ calea de

^nchidere pentru curen]ii omopolari ce iau natere ^n rotor, perturba]iielectromagnetice c$nd calea de ^nchidere este conductorul de nul al sursei dealimentare, comuta]ii nedorite ale elementelor de protec]ie legate laconductorul de nul.

Eliminarea componentei omopolare presupune utilizarea uneiconfigura]ii de invertor care s@ permit@ ob]inerea unui num@r impar de nivelede tensiune, aa cum este cea prezentat@ ^n fig. 6.36, i limitarea comuta]iilorla anumite combina]ii, aa cum se va vedea ^n continuare.

Dispozitivele de comuta]ie se deschid c$te dou@ pe o ramur@simultan, astfel ^nc$t la un moment dat suma poten]ialelor de pe fiecare faz@s@ fie nul@, adic@:

V V V Vcom A B C= + + =( ) / 3 0 (6.5.1)

Utiliz$nd metoda vectorial@ de comand@, din 33=27 de combina]iiposibile cu acest tip de invertor, se ob]in 7 valabile: (+0-), (0+-), (-+0), (-0+),(0-+), (+-0) i (000), pentru care este respectat@ rela]ia (6.5.1), vectorii detensiune corespunz@tori fiind prezenta]i n fig. 6.37.

Aceti 6 vectori nenuli determin@ un hexagon ^nscriptibil ^n hexagonulgenerat de vectorii de tensiune ai unui invertor clasic.

Sinteza vectorial@ a tensiunii impuse V*, ^ntr-o perioad@ deeantionare T, se realizeaz@ ^n mod similar:

V T V t V t* ⋅ = +1 1 2 2 (6.5.2)

T t t t= + +1 2 0 (6.5.3)



202 Invertoare - 6

^n care V* se presupune situat ^ntre V1 i V2, iar t1, t2 i t0 sunt timpii globali deaplicare a vectorilor V1, V2 i V7, f@r@ a impune o anume strategie de comuta]ie

^n invertor.Eliminarea tensiunii de mod comun se poate realiza i comand$nd

invertorul multinivel ^n tehnica PWM sinusoidal@. Extinderea acestei metode lainvertorul multinivel presupune utilizarea unui semnal triunghiular i treisemnale de referin]@ sinusoidale Vm1, Vm2, Vm3 , defazate cu 120O.

Compararea semnalelor Vm1, Vm2 i Vm3 cu semnalul triunghiulargenereaz@ trei semnale dreptunghiulare V1, V2, respectiv V3.

+

_

Vd

T4

T3

T2

T1

0

CBA

id

T1

T1

T1

T1

T1

T1

T1

T1

D12

D11

D10

D9

D8

D7

D6

D5

D4

D3

D2

D1

D02

D01

D04

D03

D06

D05

Fig. 6.36 Invertor de tensiune multinivel.

V7(0 0 0)

V6(+ - 0)

V5(0 - +)

V4 (- 0 +)

V3(- + 0)

V2(0 + -)

V1(+ 0 -)

(100)

(110)(010)

(101)(001)

(011)

Fig. 6.37 Vectorii de tensiune utiliza]i pentru anularea tensiunii de mod comun.



6.5. - Invertoare multinivel 203

Pentru eliminarea tensiunii de mod comun semnalele de comand@ va, vb, vc

se vor ob]ine conform rela]iilor:

va = v1 - v2

vb = v2 - v3 (6.5.4)

vc = v3 - v1

Ob]inerea semnalului de comand@ pentru faza A este exemplificat@ ^n fig. 6.38.

Aplicarea acestei metode este posibil@ la invertoarele cu 3 niveledatorit@ prezen]ei ^n semnalul de comand@ a nivelului zero.

Pentru componenta omopolar@ a sistemului trifazat de tensiuni laieirea din invertor se ob]ine:

vcom = (va + vb + vc)/3 =

= ((v1 - v2) + (v2 - v3) + (v3 - v1))/3 = 0 (6.5.6)

Rezultatele aplic@rii acestei metode se pot observa din analizaformelor de und@ din fig. 6.40, prezentate comparativ prin tensiunea de linie icea de mod comun pentru un invertor cu comand@ PWM sinusoidal@ i unul

cu comand@ pentru eliminarea componentei omopolare (fig. 6.39).

-1

0

1

va = v1-v2

Vm2 Vm1

-1

0

1

Fig. 6.38 Realizarea comenzii pentru invertor multinivel, cu eliminarea componenteiomopolare.



204 Invertoare - 6

0

-2

2

0

-0,5

0,5

Fig. 6.39 Tensiunea de linie i tensiunea de mod comun pentru un invertor cu trei nivele detensiune i comand@ PWM sinusoidal@.

0

-2

2

0

-0,05

0,05

Fig. 6.40 Tensiunea de linie i tensiunea de mod comun pentru un invertor cu trei nivele detensiune i comand@ pentru eliminarea componentei omopolare





206 Invertoare - 6

( )V ee

j o

1

4 55206 7= ⋅ −, ,

Valoarea curentului prin sarcin@ la momentul t = 0 se determin@ din:

( ) ( )i I Ao

0 1 0

1

0 30 7 07= ∧

− = −sin( ) , [ ]

Programele pentru simularea SPice sunt prezentate ^n continuare, formele deund@ ob]inute reg@sindu-se ^n paragraful 6.2, la prezentarea celor dou@tehnici de comand@.

a). Invertor monofazat cu comand@ [email protected] rise=0.499m, fall=0.499m, pw=0.001m, period=1m

*comandavctrl 50 0 sin(0 0.8 40)rctrl 50 0 1megvtri 51 0 pulse(-1 1 0.25m rise fall pw period)rtri 51 0 1megrin 50 51 1megecomp1 52 0 value 2*(v(50,51))/(0.0001+abs(V(50,51)))rout 52 0 1megecomp2 53 0 value -1*(v(52)

rout 53 0 1meg*invertor sw1 1 2 52 0 switchsw2 5 0 52 0 switchsw3 1 5 0 52 switchsw4 2 0 0 52 switchd1 2 1 ddefaultd2 0 5 ddefault

sw2

R aLa

d2

d3sw3

Vd

+

_ v0

i0

ve

4

5

1

52

52sw4 d4

d1sw1

2

52

52

Fig. 6.44 Invertor de tensiune monofazat cu comanda bipolar@.




d3 5 1 ddefaultd4 0 2 ddefault

*masina de c.a.ra 2 3 2ohmila 3 4 10mH ic=-7.07Ave 4 5 sin(0 206.7 40 0 0 -4.55)vd 1 0 311.12V.model ddefault d.model switch vswitch (voff=-1, ron=0.01)

.tran 50u 30m uic.probe

.end

b). Invertor PWM cu comand@ unipolar@*vd 1 0 311.12Vsw1 1 2 153 0 switchsw2 2 0 0 153 switchsw3 1 5 154 0 switchsw4 5 0 0 154 switch

d1 2 1 ddefaultd2 0 2 ddefaultd3 5 1 ddefaultd4 0 5 ddefault

*masina de c.a.ra 2 3 2ohmi

sw4

R aLa

d4

d3sw3

Vd

+

_ v0

i0

ve

4

5

1

54

sw2 d2

d1sw1

2

52

53 54

Fig. 6.45 Invertor de tensiune monofazat cu comanda unipolar@.



208 Invertoare - 6

la 3 4 10.0mH ic=-7.07Ave 4 5 sin(0 206.7 40 0 0 -4.55)

*comandavctrl1 151 0 sin(0 0.8 40)vctrl2 152 0 sin(0 0.8 40 0 0 180)rctl1 151 0 1megrctl2 152 0 1megvramp 150 0 pulse(-1 1 0.25m 0.499ms 0.499ms 0.001ms 1ms)rramp 150 0 1meg

egate1 153 0 value=1*(v(151,150))/(0.0001 abs(v(151,150)))rgate1 153 0 1megegate2 154 0 value=1*(v(152,150))/(0.0001 abs(v(152,150)))rgate2 154 0 1meg.model switch vswitch (toff=0, ron=0.01).model ddefault d.tran 0.001s 0.03s uic.probe.end

2. S@ se simuleze circuitul de comand@ al unui invertor monofazat,

realizat cu modulator δσ, av$nd urm@toarele m@rimi impuse:- semnalul de prescriere v tIN = ⋅ ⋅5 2 50sin( )π ;

- l@]imea benzii de histerez@ a comparatorului: Vh = 2V;- tensiunea de ieire a comparatorului cu histerez@: V0 = ±14V;- frecven]a maxim@ de comuta]ie: f=5kHz,

i s@ se implementeze modulatorul utiliz$nd amplificatoare opera]ionale.

Solu]ie:Conform nota]iilor din rela]iile (6.2.15 - 6.2.18), pentru frecven]a maxim@ delucru se calculeaz@ constanta de timp a integratorului:

τ =⋅ ⋅

=V

f Vms

h

0

20 7, [ ]

Pentru simularea modulatorului ^n Simulink, s-a construit circuitul dinfig. 6.46, fomele de und@ pentru prescrierea vIN, intrarea y(t) i ieirea x’(t) dinregulatorul cu histerez@ fiind redate ^n fig. 6.47.




Fig. 6.46 Modulator δσ − schema pentru simulare ^n Simulink.

Fig. 6.47 Modulator δσ − forme de und@.

O schem@ practic@ de realizare a unui modulator δσ cuprinde 3circuite integrate LM324, ca ^n fig. 6.48.

Pentru comparatorul realizat cu amplificatorul opera]ional U1A irezisten]ele R1, R2, R3 i R4, se poate scrie:



210 Invertoare - 6

V V R

R R

R

R V

R

R IN6 12

4

3 4

2

1

2

1

1= ⋅+

+

− (6.6.1)

care devine:V V VIN6 12= − , pentru R1 = R2 = R3 = R4 (6.6.2)

Integratorul este realizat cu amplificatorul U2A, av$nd rezisten]ele R5,R6 pe intr@ri i condensatorul C1 pe reac]ie. Constanta de timp τ se determin@din func]ia de transfer a integratorului:

VV s

ZZ

r

IN

9

6

1= =τ

(6.6.3)

− = = =−

V

V

Z

Z

sC

R sR C

r

IN

9

5

1

5 5 1

1

1(6.6.4)

cu:

τ = − =R C5 1 0 7, (6.6.5)

Impun$nd C1=0,1µF, se ob]ine R5=7kΩ.

Comparatorul cu histerez@ este alc@tuit din amplificatorul U3A irezisten]ele R7, R8, R9. Banda de histerez@ se determin@ din condi]ia deegalitate a tensiunilor de intrare ^n momentul bascul@rii. Consider$nd c@ieirea este ^n momentul ini]ial pe nivel ridicat V12 = +V0, (valoarea tensiunii desatura]ie a circuitului U3A), se determin@ pragul de trecere pe nivel jos a ieirii

comparatorului V9 ↓ :

V V R V V

R R V10 9 7

12 9

7 9

11 0= + ⋅ −

+ = = (6.6.6)

V R

R V V

R

R V9

7

9

12 97

9

0= − ⋅ ⇒ ↓ = − ⋅ (6.6.7)

Similar, consider$nd V12 = -V0 se ob]ine pragul de trecere pe nivel +V0:

V R

R V9

7

9

0↑ = ⋅ (6.6.8)




Fig. 6.48 Modulator δσ - circuit pentru simulare SPice.

Se determin@ l@]imea benzii de histerez@:

V V V R R

Vh = ↑ − ↓ = ⋅ ⋅9 97

9

02 (6.6.9)

Din rela]ia (6.6.9), pentru Vh=2V, rezult@ R9=14R7. Stabilind R7=1kΩ,rezult@ R9=14kΩ i R8=0,93kΩ .

3. S@ se determine unghiurile de comuta]ie pentru comanda unuiinvertor monofazat ^n semipunte (fig. 6.49), astfel ^nc$t amplitudineafundamentalei tensiunii de ieire, s@ ^ndeplineasc@ condi]ia:

V Vd

∧

=0

1 2

0 8/ ,

iar din tensiunea de ieire s@ fie eliminate armonicile de ordin 5 i 7.Sarcina invertorului este aceeai ca la problema 1, factorul de modulare ^namplitudine fiind ma=0,8, iar frecven]a fundamentalei tensiunii aplicat@ sarciniieste f=40Hz.

Se cere s@ se realizeze simularea ^n Spice a invertorului cuunghiurile de comuta]ie determinate corespunz@tor. Se vor studia rezultateleob]inute prin analiza Fourier a tensiunii de ieire.






Solu]ia ^n radiani Solu]ia ^n grade hexagesimale

=a1r 0.32 =a1g 18.35

=a2r 0.646 =a2g 37.031

=a3r 0.846 =a3g 48.448

*Eliminarea armonicilor 5 i 7 din tensiunea de ieire a unui invertormonofazat ^n semipunte.

.param FREQ=40Hz, PER=1/FREQ, PW=PER/2, PI=3.141592654

.param TD1=PER/3, TD2=2*PER/3

.param a1=18.35*per/360, a2=37*per/360 a3=48.45*per/360

.param a1p=pw-a1, a2p=pw-a2, a3p=pw-a3

*comandaVpa 61 0 pulse(-1 1 0 0 0 pw per)rvpa 61 0 1megvp1a 62 0 pulse(-1 1 a1 0 0 pw per)rvp1a 62 0 1megVp2a 63 0 pulse(-1 1 a2 0 0 pw per)rvp2a 63 0 1megVp3a 64 0 pulse(-1 1 a3 0 0 pw per)

rvp3a 64 0 1megvp1ap 65 0 pulse(-1 1 a1p 0 0 pw per)rvp1ap 65 0 1megVp2ap 66 0 pulse(-1 1 a2p 0 0 pw per)rvp2ap 66 0 1megVp3ap 67 0 pulse(-1 1 a3p 0 0 pw per)rvp3ap 67 0 1mege1 68 0 value=(v(61)-v(62)+V(63)-v(64)+v(65)-v(66)+v(67))*(-1)e2 69 0 value=(-1)*V(68)

*invertor sw1 1 23 68 0 sbreakd1 23 1 dbreak

sw2 23 10 69 0 sbreakd2 10 23 dbreak

*masina de c.a.ra 23 24 2la 24 25 10m ic=-7.07Ave 25 0 sin(0 206.7 40 0 0 -4.55)*Vd1 1 0 311.12Vd2 0 10 311.12



214 Invertoare - 6

.model dbreak d (is=1e-6 cjo=0.001fF rs=0.01)

.model sbreak vswitch (ron=0.01, voff=0, von=1, roff=1e6)

.TRAN 10u 25m 0 50u UIC

.FOUR 40 9 V(23) i(la)

.probe

.end

In figurile 6.50, 6.51 este prezentat@ forma de und@ a tensiunii pe sarcin@ ispectrul armonic ^n plaja 0-1kHz.

sw2

R aLa

d2

d1sw1

Vd/2

Vd/2

+

+v0

i0

ve

25

24

23

1

10

68

69

Fig. 6.49 Invertor monofazat ^n semipunte.

Fig. 6.50 Tensiunea de ieire a invertorului monofazat ^n semipunte.




Fig. 6.51 Spectrul armonic al tensiunii de ieire ob]inut prin eliminareaarmonicilor de ordin 5 i 7.

4. S@ se alc@tuiasc@ programul pentru simularea unui invertor trifazat

alimentat de la re]eaua de c.a. cu ViL=380V/50Hz printr-un redresornecomandat ^n punte complet@, av$nd ca sarcin@ un motor trifazat cu datele:VN=380V, fN=50Hz, rezisten]a, respectiv inductan]a ^nf@ur@rii unei fazeRa=2Ω, La=10mH. Comanda invertorului se face utiliz$nd tehnica PWMsinusoidal@, cu factorii de modulare ^n amplitudine ma=0,95 i ^n frecven]@mf=15, la un curent de faz@ I0f=10A i cosϕ=0,866.

Solu]ie:Pentru factorul de modulare ^n amplitudine considerat, se calculeaz@

tensiunea aplicat@ sarcinii, respectiv frecven]a acesteia.

Tensiunea din circuitul intermediar este:

V V V V Vd iL if if = ⋅ ⋅ = ⋅

⋅ = ⋅ =2 6

6

3 62 339 514 6

sin

, , [ ]

π

π π

Tensiunea de linie aplicat@ sarcinii pentru ma = 0,95 se ob]ine din (6.3.2):

( ) , , [ ]'V m V VAB a d1 0 612 299 18= ⋅ ⋅ =Tensiunea de faz@ ^n acest caz este:



216 Invertoare - 6

( ) , , [ ]'V VA 1

2

3299 18 244 28= ⋅ =

Frecven]a fundamentalei tensiunii care se aplic@ sarcinii este:

f V

Vf HzAB

N

N= ⋅ = ⋅ =( ) ,

, [ ]'

1 299 18

38050 39 36

Cu aceste m@rimi, urm$nd ra]ionamentul de la aplica]ia 1, se determin@

tensiunea indus@ ca amplitudine i faz@, ^n regim de motor:

( ) ( ) ( )V V R jX Ie A a a1 1 0 1= − + ⋅( )

( )V j ee j

1

30244 28 2 2 39 36 0 01 14 140

= − + ⋅ ⋅ ⋅ −, ( , , ) ,π

Se ob]ine setul de m@rimi sinusoidale care constituie datele de plecare larealizarea programului (λ=1, 2, 3):

i t0 14 14 2 39 36 1 2

3 6λ π λ

π π= ⋅ − − ⋅ −, sin( , ( ) )

v tλ π λ π= ⋅ − − ⋅244 28 2 39 36 1 23

, sin( , ( ) )

v teλ π λ π

= ⋅ − − ⋅ −202 93 2 39 36 1 2

30 079, sin( , ( ) , )

(I0)1

(Ve)1

(VA)1 R a(I0)1

jXa(I0)1

Re

ϕ

Fig. 6.52 Diagrama fazorial@ a mainii de induc]ie pentru regimul de motor.




Invertor trifazat de tensiune cu comanda PWM sinusoidala (fig. 6.53)*.lib pwr_elec.lib

*alimentareV_d 13 0 514.6V

*comanda PWM sinV_V4 14 0 SIN 0 0.95 39.36 0 0 0V_V5 15 0 SIN 0 0.95 39.36 0 0 -120V_V6 16 0 SIN 0 0.95 39.36 0 0 -240

R_R8 0 14 1megR_R9 0 15 1megR_R10 0 16 1megV_V7 17 0 PULSE (-1 1 0.3m 0.55m 0.55m 0.11m 1.21m)R_R11 17 0 1megE_E9 18 0 TABLE V(19, 0) ( (-1,-1) (-0.005,-1)(0,0)(0.005,1)(1,1) )E_E10 20 0 TABLE V(21, 0) ( (-1,-1) (-0.005,-1)(0,0)(0.005,1)(1,1) )E_E11 30 0 TABLE V(22, 0) ( (-1,-1) (-0.005,-1)(0,0)(0.005,1)(1,1) )E_DIFF1 22 0 VALUE V(14,17)E_DIFF2 19 0 VALUE V(15,17)E_DIFF3 21 0 VALUE V(16,17)E_GAIN1 31 0 VALUE -1 * V(30)

E_GAIN2 32 0 VALUE -1 * V(18)E_GAIN3 33 0 VALUE -1 * V(20)R_R15 0 30 1megR_R16 0 18 1megR_R17 0 20 1meg

*invertor D_D7 23 13 DbreakC_SN7 23 110 0.1uR_SN7 110 13 1kD_D8 0 23 DbreakC_SN8 0 111 0.1uR_SN8 111 23 1kD_D9 0 24 DbreakC_SN9 0 112 0.1uR_SN9 112 24 1kD_D10 24 13 DbreakC_SN10 24 113 0.1uR_SN10 113 13 1kD_D11 25 13 DbreakC_SN11 25 114 0.1u



218 Invertoare - 6

R_SN11 114 13 1kD_D12 0 25 DbreakC_SN12 0 115 0.1uR_SN12 115 25 1k

*dispozitive de comutatie invertor S_S2 23 116 31 0 SbreakD_S2 116 0 DbreakRS_S2 31 0 1GS_S1 13 115 30 0 Sbreak

D_S1 115 23 DbreakRS_S1 30 0 1GS_S3 13 117 18 0 SbreakD_S3 117 24 DbreakRS_S3 18 0 1GS_S4 24 118 32 0 SbreakD_S4 118 0 DbreakRS_S4 32 0 1GS_S5 13 119 20 0 SbreakD_S5 119 25 DbreakRS_S5 20 0 1GS_S6 25 120 33 0 Sbreak

D_S6 120 0 DbreakRS_S6 33 0 1G

*motor de c.a.L1 23 26 10mH IC=-7.07AL2 24 27 10mH IC=-7.07AL3 25 28 10mH IC=14.14A

R1 26 39 2ΩR2 27 40 2ΩR3 28 41 2Ωve1 39 42 sin(0 202.93 39.36 0 0 -4.566)ve2 40 42 sin(0 202.93 39.36 0 0 -124.566)ve3 41 42 sin(0 202.93 39.36 0 0 -244.566).model Dbreak d(rs=0.001, cjo=0.001, is=.001).model Sbreak vswitch(voff=0, ron=0.01).TRAN 1m 0.03 0 20u UIC.probe.end

Forma de und@ a tensiunii de faz@ se reg@sete ^n figura 6.23.




Fig. 6.53 Invertor PWM cu comand@ sinusoidal@.



220 Invertoare - 6

5. Pentru un ansamblu invertor - sarcin@ ca ^n aplica]ia 4, se cererealizarea comenzii invertorului prin controlul curentului de sarcin@, cu ajutorulregulatoarelor cu histerez@. Forma prescris@ a curentului prin fazele mainiieste definit@ prin:

i t0 14 14 2 39 36 1 2

3 6λ π λ

π π= ⋅ − − ⋅ −, sin( , ( ) )

^n care λ = 1,2,3.Banda de histerez@ a regulatoarelor se stabilete la -1V - +1V.

Solu]ie:

Invertor de tensiune cu reglarea curentului prin sarcina (fig. 6.54)*.lib pwr_elec.libVd 13 0 514.6V

* Dispozitive de comutatieS2 23 0 31 0 SbreakRS_S2 31 0 1G

S1 13 23 30 0 SbreakRS_S1 30 0 1GS3 13 24 18 0 SbreakRS_S3 18 0 1GS4 24 0 32 0 SbreakRS_S4 32 0 1GS5 13 25 20 0 SbreakRS_S5 20 0 1GS6 25 0 33 0 SbreakRS_S6 33 0 1G

* Diode protectieD7 23 13 Dbreak

D8 0 23 DbreakD9 0 24 DbreakD10 24 13 DbreakD11 25 13 DbreakD12 0 25 Dbreak

* Masina de c.a.L1 23 26 10mH IC=-7.07AL2 24 27 10mH IC=-7.07A




L3 25 28 10mH IC=14.14A

R1 26 39 2ΩR2 27 40 2ΩR3 28 41 2ΩVe1 39 42 sin (0 202.93 39.36 0 0 - 4.56)Ve2 40 43 sin (0 202.93 39.36 0 0 -124.56)Ve3 41 44 sin (0 202.93 39.36 0 0 -244.56)

* Senzori de curentvsens1 42 45 0V

vsens2 43 45 0Vvsens3 44 45 0V

* Prescrieri de crt.vrefi1 60 0 sin(0 14.14 39.36 0 0 -30)rrefi1 60 0 1megvrefi2 70 0 sin(0 14.14 39.36 0 0 -150)rrefi2 70 0 1megvrefi3 80 0 sin(0 14.14 39.36 0 0 -270)rrefi3 80 0 1meg

* Comparatoare cu histerezaedif1 61 0 value i(vsensx)-v( 60)xchys1 61 30 comphys params: vhys=2v ic_sw=11V

edif2 71 0 value i(vsensy)-v( 70)xchys2 71 18 comphys params: vhys=2v ic_sw=-11Vedif3 81 0 value i(vsensz)-v( 80)xchys3 81 20 comphys params: vhys=2v ic_sw=11VE_GAIN1 31 0 VALUE -1 * V( 30)E_GAIN2 32 0 VALUE -1 * V( 18)E_GAIN3 33 0 VALUE -1 * V( 20)*.model Dbreak d (rs=0.001,cjo=0.001,is=.001).model Sbreak vswitch(voff=-1,ron=0.01).options abstol=0.001,reltol=0.005,vntol=0.001

.TRAN 10u 30m 0 10u UIC.probe

.end

Formele de und@ pentru tensiunea de faz@ i curentul de faz@ sunt prezentate ^n figura 6.55.



222 Invertoare - 6

Fig. 6.54 Invertor PWM cu regulatoare de curent cu histerez@.




2 h

5 i 1 = 5 I ( L 1 )

v e1 = V ( 3 9 ) - V ( 4 2 )

v f1 = V ( 2 3 ) - V ( 4 5 )

Fig. 6.55 Formele de und@ pentru m@rimile de faz@ ale unui motor alimentat prin invertor carerealizeaz@ controlul curentului prin sarcin@.

6. S@ se analizeze con]inutul de armonici al tensiunii de la ieirea unui

invertor trifazat ^n punte, care alimenteaz@ un motor trifazat cu urm@toarelecaracteristici: tensiunea nominal@ VN = 380V fN = 50Hz, rezisten]a ^nf@ur@riiRa = 2Ω, inductan]a La = 10mH. Func]ionarea are loc la un factor de puterecosϕ = 0,866 i curent efectiv prin sarcin@ I0 = 10A.

Unghiurile de comuta]ie determinate pentru eliminarea armonicilor deordin 5 i 7 i un factor de modulare ^n amplitudine stabilit, ma=0,95, sunt:α1=15,78O, α2=37,68O, α3=45,4O (notate a1, a2, a3 ^n fiierul Spice).Alimentarea invertorului se face de la re]eaua de c.a. cu VL = 380V/50Hz,printr-un redresor necomandat cu p=6 pulsuri.

Solu]ie:

Determinarea m@rimilor necesare simul@rii se face urm$nd ra]ionamentul dela aplica]ia 4, rezultatele fiind prezentate ^n fig. 6.56 - 6.58.

Eliminarea armonicilor 5 i 7 in invertor trifazat de tensiune*.param FREQ=39.36Hz, PER=1/FREQ, PW=PER/2, PI=3.141592654.param TD1=PER/3, TD2=2*PER/3.param a1=1*per/360, a2=16*per/360, a3=22*per/360.param a1p=pw-a1, a2p=pw-a2, a3p=pw-a3



224 Invertoare - 6

*comanda faza Ava 61 0 pulse(-1 1 0 0 0 pw per)rva 61 0 1megv1a 62 0 pulse(-1 1 a1 0 0 pw per)r1a 62 0 1megv2a 63 0 pulse(-1 1 a2 0 0 pw per)rv2a 63 0 1megv3a 64 0 pulse(-1 1 a3 0 0 pw per)rv3a 64 0 1meg

v1ap 65 0 pulse(-1 1 a1p 0 0 pw per)rv1ap 65 0 1megv2ap 66 0 pulse(-1 1 a2p 0 0 pw per)rv2ap 66 0 1megv3ap 67 0 pulse(-1 1 a3p 0 0 pw per)rv3ap 67 0 1megea 68 0 value=(v(61)-+v(62)+V(63)-v(64)+v(65)-v(66)+v(67))*(-1)eap 69 0 value=-1*v(68)

*comanda faza Bvb 71 0 pulse(-1 1 td1 0 0 pw per)rvb 71 0 1megvb1 72 0 pulse(-1 1 a1+td1 0 0 pw per)

rvb1 72 0 1megv2b 73 0 pulse(-1 1 a2+td1 0 0 pw per)rv2b 73 0 1megv3b 74 0 pulse(-1 1 a3+td1 0 0 pw per)rv3b 74 0 1megv1bp 75 0 pulse(-1 1 a1p+td1-per 0 0 pw per)rv1bp 75 0 1megv2bp 76 0 pulse(-1 1 a2p+td1-per 0 +0 pw per)rv2bp 76 0 1megv3bp 77 0 pulse(-1 1 a3p+td1-per 0 +0 pw per)rv3bp 77 0 1megeb 78 0 value=(v(71)-v(72)+v(73)-+v(74)+v(75)-v(76)+v(77))*(-1)ebp 79 0 value=-1*v(78)

*comanda faza Cvc 81 0 pulse(-1 1 td2 0 0 pw +per)rvc 81 0 1megvc1 82 0 pulse(-1 1 a1+td2 0 0 +pw per)rvc1 82 0 1megv2c 83 0 pulse(-1 1 a2+td2 0 0 +pw per)rp2c 83 0 1meg




v3c 84 0 pulse(-1 1 a3+td2 0 0 +pw per)rv3c 84 0 1megv1bc 85 0 pulse(-1 1 a1p+td2-per 0 +0 pw per)rv1cp 85 0 1megv2cp 86 0 pulse(-1 1 a2p+td2-per 0 +0 pw per)rv2cp 86 0 1megv3cp 87 0 pulse(-1 1 a3p+td2-per 0 +0 pw per)rv3cp 87 0 1megec 88 0 value=(v(81)-v(82)+v(83)-+v(84)+v(85)-v(86)+v(87))*(-1)

ecp 89 0 value=-1*v(88)*Invertor sw1 1 23 68 0 sbreakd1 23 1 dbreaksw2 23 0 69 0 sbreakd2 0 23 dbreaksw3 1 24 78 0 sbreakd3 24 1 dbreaksw4 24 0 79 0 sbreakd4 0 24 dbreaksw5 1 25 88 0 sbreakd5 25 1 dbreak

sw6 25 0 89 0 sbreakd6 0 25 dbreak

*Sarcinara 23 33 2rb 24 44 2rc 25 55 2la 33 34 10m ic=-7.07lb 44 45 10m ic=-7.07lc 55 56 10m ic=14.14vea 34 60 sin(0 202.93 39.36 0 0 -4.56)veb 45 60 sin(0 202.93 39.36 0 0 -124.56)vec 56 60 sin(0 202.93 39.36 0 0 -244.56)*Vd 1 0 514.6V.model dbreak d (is=1e-6, cjo=0.001fF, rs=0.01).model sbreak vswitch (ron=0.01,voff=0, von=1, roff=1e6).TRAN 30u 50.8m 0 10u UIC.FOUR 39.36 9 V(23,24) V(23) i(la).probe.end



226 Invertoare - 6

Fig. 6.56 Tensiunea de faz@ i curentul prin sarcin@.

Fig. 6.57 Eliminarea armonicilor de ordin 5 i 7 din tensiunea de faz@ a invertorului trifazat.




Fig. 6.58 Eliminarea armonicilor de ordin 5 i 7 din tensiunea de linie a invertorului trifazat.

Bibliografie:

1. Ioachim Holtz - “Pulse Width Modulation - A Survey” . IEEE-IE, nr. 5,1992, pg. 410-420;

2. N. Mohan, T.M. Undeland, W.P. Robbins - “Power Electronics:Converters, Applications and Design” . John Wiley & Sons, 1994;

3. B.K. Bose - “Modern Power Electronics; Evolution, Technology and Applications” . IEEE Press, New York, 1992;

4. B.K. Bose - “Power Electronics and Variable Frequency Drives” . IEEEPress, New York, 1996;

5. Ahmet M. Hava, Seung-Ki Sul, Russel J. Kerkman, Thomas A. Lipo –

“Dynamic Overmodulation Characteristics of Triangle Intersection

PWM Methods” - IEEE Industry Application Society Annual Meeting NewOrleans, Louisiana, oct. 5-9 1997;



228 Invertoare - 6

6. T.C. Green, B.W. Williams - “Spectra of Delta-Sigma Modulated

Inverters: An Analitycal Treatment” . IEEE Transaction on Power Electronics vol. 7, nr. 4, oct. 1992;

7. R. Ripeanu, O. Chirica, s.a. - “Circuite integrate analogice” . Ed.Tehnica, Bucuresti, 1983;

8. H.S. Patel, R.G. Hoft - “Generalized Techniques of Harmonic

Elimination and Voltage Control in Thyristor Inverters: Part I.

Harmonic Elimination” .

IEEE Transactions on Industry Application,mai/iunie 1973;

9. P.N. Enjeti, P.D. Ziogas, J.F. Lindsay - “Programmed PWM Techniques

to Eliminate Harmonics: A Critical Evaluation” . IEEE Transactions onIndustry Applications, vol. 26, nr. 2, martie/aprilie 1990;

10. R. Marschalko - “Convertoare de c.a./c.c. cu modulare in durata a

impulsurilor “.- Ed. Mediamira, Cluj-Napoca, 1997;

11. Betz, B.J. Cook – “ A Digital Current Controller for Three Phase

Voltage Source Inverters” – Tehnical Report: EE9702;

12. Sidney Robert Bowes – “ Advanced Regular-Sampled PWM Control

Techniques for Drives and Static Power Converters” - IEEE Trans. onI.E., vol.42, no.9, aug. 1995;

13. I. Boldea, S.A. Nasar - “Vector Control of A.C. Drives” . C.R.C. Press,Boca Raton, U.S.A., 1992;

14. * * * - “Direct Torque Control - the world’s most advanced A.C.

drive technology” . Technical guide no.1, ABB Industry Oy, Helsinki;

15. A. Trzynadlowski, F. Blaabjerg, J. K. Pedersen, R. L. Kirlin, S. Legowski -

Random pulse width modulation technique for converter fed drivesystems - A rewiew - IEEE Trans. on I.A., vol.30, no.5, Sept./Oct.1994;

16. R. Lynn, S. Kwok, S. Legowski, A.M. Trzynadlowski - “Power spectra of a PWM Inverter with randomized pulse position” - IEEE Trans. onPower Electronics, vol.9, no.5, Sept. 1994;




17. D. Stone, B. Chambers, D. Howe - “Randon carrier frequiency modulation of PWM waweforms to ease EMC problems in switched mode power supplies“ - IEEE Calogue no. 95TH8025, 1995;

18. S. Bolognani, R. Conton, M. Zigliotto - “Experimental Analysy\is of theEMI reduction in PWM inverters using random space vector

modulation“ - IEEE Catalogue; 1996;

19. S.Y.R. Hui, I. Oppermann, S. Sathiakumar - “Microprocessor based

random PWM schemes for d.c.-a.c. power conversion“ - IEEE Trans.on Power Electronics, vol.12, no.2, March 1997;

20. H. Zhang, A. von Jouanne - “Multilevel PWM inverter schemes toeliminate common-mode voltages“ - Power Electronics LaboratoryDepartment of Electrical and Computer Engineering, Oregon StateUniversity, Corvallis;

21. N. Mohan - “Power Electronics: Computer Simulation, Analysis and Education Using PSpice“ . Minnesota Power Electronics Research &Education University Station, 1993;



7.INTERFA[AREA CU RE[EAUA

7.1 No]iuni de compatibilitate electromagnetic@

7.1.1 Regimul deformant

Pentru un consumator electric oarecare, se definete ca regimdeformant cazul în care una sau ambele m@rimi care îi caracterizeaz@func]ionarea - tensiunea la borne i curentul de intrare - sunt nesinusoidale.

In general, o m@rime deformat@ (cvasisinusoidal@) con]ine ocomponent@ fundamental@, dominant@, peste care se suprapun armonicisuperioare nedorite, de diferite frecven]e i cu amplitudini mai mici decât cea afundamentalei.

Situa]ia general@ este atunci când, atât tensiunea cât i curentul, sunt

nesinusoidale:

v(t) = V + V ( t + )0

=1

m

ν

ν ν νω α∞

∑ sin (7.1.1)

i(t) = I + I ( t + )0

=1

m

ν

ν νω να νϕ∞

∑ −sin (7.1.2)

In electronica de putere, aceast@ situa]ie se întâlnete frecvent; unexemplu este alimentarea unei maini electrice de c.a. de la un invertor detensiune - formele de und@ specifice fiind prezentate ^n Capitolul 6 “Invertoare”.

In regim deformant se definesc:

1. Puterea aparent@ S [VA]:

S = VI = V + V I + I( )( )=1

2

=

20

2

0

2

1 ν

ν

ν

ν

∞ ∞

∑ ∑ (7.1.3)

2. Puterea activ@ P [W]:

P =1

T p(t)dt =

1

Tv(t) i(t)dt

0

T

0

T

∫ ∫ ⋅ (7.1.4)



7.1 - No]iuni de compatibilitate electromagnetic@ 231

P = V I + V I0 0

= ν

ν ν νϕ1

∞

∑ cos (7.1.5)

3. Puterea reactiv@ Q [VAr]:

Q = V I=1 ν

ν ν νϕ∞

∑ sin (7.1.6)

4. Puterea deformant@ D [VAd]:

D = S - P - Q2 2 2(7.1.7)

5. Puterea complementar@ PC [VA]:

C2 2 2 2

P = Q + D S P= − (7.1.8)

6. Factorul de putere FP:

FP =P

S(7.1.9)

Importan]a factorului de putere rezid@ în faptul c@ indic@ eficien]a cu

care consumatorul utilizeaz@ puterea aparent@ furnizat@ de re]ea. Ideal, factorulde putere ar trebui s@ fie FP = 1 pentru ca ^n re]ea curentul i implicit pierderiles@ fie minime.

Prezint@ interes cazul, frecvent ^nt$lnit ^n practic@, ^n care tensiuneaeste sinusoidal@ i curentul este deformat:

v(t) = V ( t + )m sin ω α (7.1.10)

i(t) = I + I ( t + )0

=1

m

ν

ν νω να νϕ∞

∑ −sin (7.1.11)

Aceasta este situa]ia aliment@rii unui consumator deformant de la o

re]ea puternic@ de tensiune sinusoidal@ (re]eaua industrial@); un exemplu esteredresorul clasic alimentat de la re]ea.

Puterile activ@ i reactiv@ se transmit doar prin intermediulfundamentalei curentului iar cea deformant@ prin intermediul reziduuluideformant:

P = VI1 1cosϕ (7.1.12)

Q = VI1 1sin ϕ (7.1.13)



232 Interfa]area cu re]eaua - 7

D = V I = V (I + I + I +...) = VI=2

2 2 222

32

42

d

ν ν

∞

∑ (7.1.14)

în care Id este valoarea efectiv@ a curentului rezidual deformant.Factorul de putere este definit prin:

FP =VI

VI =

I

I =

I

IDPF

1 1 1

1

1coscos

ϕϕ (7.1.15)

în care DPF = cosϕ1 este factorul de putere al fundamentalei (“displacementpower factor”). Distorsiuni puternice ^n forma de und@ a curentului determin@sc@derea lui I1 i astfel reducerea factorului de putere.

Dac@ THDi este factorul de distorsiune armonic@ în curent:

id

1 =2

2

12THD =

I

I =

I

I ν

ν∞

∑ (7.1.16)

atunci factorul de putere al consumatorului este:

FP =DPF

1 + THDi2

(7.1.17)

7.1.2 Interferen]a electromagnetic@

O mare parte din echipamentele electrice sunt generatoare de regimdeformant i produc@toare de perturba]ii electromagnetice. De asemenea,exist@ diverse surse naturale, unele deosebit de puternice (ex. desc@rc@rileelectrice) generatoare de zgomot electromagnetic. Toate aceste perturba]ii setransmit c@tre consumatorii electrici prin conduc]ie electric@ i prin radia]ieelectromagnetic@, iar mediul ^n care se transmit i se fac sim]ite acestea se

numete mediu electromagnetic.Toate convertoarele statice sunt generatoare de regim deformant;formele lor de und@ con]in armonici superioare cu nivele energeticesemnificative. Func]ionarea în acest regim produce distorsionarea formei deund@ a tensiunii re]elei. Schema de principiu care ilustreaz@ acest fenomen esteprezentat@ în fig. 7.1. Datorit@ impedan]ei re]elei Zr = Rr+jωLr diferit@ de zero,distorsiunile prezente în forma de und@ a curentului au ca efect deformareaundei tensiunii în nodul A, unde apar armonicile în tensiune:




ν ν ν νω νω νV = (R + L ) I L Ir r r

2 2 1( ) ,≅ > (7.1.18)

a c@ror m@rime procentual@ raportat@ la valoarea efectiv@ a fundamentalei Veste:

[ ] ν ν ν νV =

V

V100 =

I

I100

sc

% ⋅ ⋅ (7.1.19)

în care Isc = V/Zr este curentul de scurtcircuit al re]elei în nodul A i Zr = ωLr

impedan]a re]elei (ob]inut@ cu Rr << ωLr).In acest fel, consumatorii nedeforman]i conecta]i în nodul A sunt

înc@rca]i, prin intermediul armonicilor de tensiune, cu o putere deformant@ pecare nu o consum@. Consumatorul deformant determin@ reducerea calit@]iiputerii vehiculate i poate produce func]ionarea incorect@ a altor consumatori ia re]elei.

Principalele efecte negative care apar în acest fel sunt:- creterea pierderilor în re]ea;- m@rirea puterii aparente S a receptoarelor datorit@ deform@rii

tensiunii, deci reducerea randamentului i a factorului de putere;- supra^nc@lziri nedorite;

- supratensiuni datorate unor rezonan]e accidentale;

re\ea

i(t)

al\i consumatori

A

V=V1

Zr

~

consumator

deformant

Fig. 7.1 Consumatorul deformant.

- erori în func]ionarea sistemelor de m@sur@ i control;- erori în func]ionarea sistemelor de protec]ie;




- perturba]ii electromagnetice datorate armonicilor de frecven]e înalte;- interferen]e electromagnetice cu sistemele de telecomunica]ii, cu

sistemele de calcul i cu alte echipamente care func]ioneaz@ la frecven]eridicate etc.

Convertoarele statice sunt utilizate cel mai des ca echipamenteintermediare între un consumator i re]eaua industrial@ de c.a. Redresoarelemono sau trifazate absorb din re]ea curent distorsionat i func]ioneaz@ cu factorde putere redus. Curentul vehiculat de un redresor clasic are în componen]@armonici de frecven]e joase cu amplitudini relativ mari.

Invertoarele i convertoarele c.c. - c.c. injecteaz@ în re]elele dealimentare curen]i deforma]i cu con]inut ridicat în armonici cu frecven]e ^naltecare pot produce perturba]ii electromagnetice i interferen]e cu al]i utilizatorielectrici. Acest zgomot de frecven]e ^nalte se transmite cu uurin]@ prin radia]iei afecteaz@ echipamentele electrice aflate n vecin@tate.

Aceste efecte nedorite impun reducerea distorsiunilor din formele deund@ ale curen]ilor i tensiunilor din re]elele de distribu]ie a energiei electrice,

^mbun@t@]irea func]ion@rii consumatorilor deforman]i i protec]ia instala]iilor ^mpotriva zgomotului electromagnetic.

7.1.3 Compatibilitatea electromagnetic@

Compatibilitatea electromagnetic@ (EMC) reprezint@ ansamblulregulilor i condi]iilor pe care trebuie s@ le indeplineasc@ un utilizator electricpentru a func]iona corect ^n mediul electromagnetic i pentru a nu perturba al]iutilizatori, ntr-un cuv$nt pentru a fi compatibil electromagnetic.

Cele mai importante standarde interna]ionale care reglementeaz@caracteristicile de calitate a puterii sunt [1]:

1. EN 50 006 "The Limitations of Disturbances in Electricity SupplyNetworks caused by Domestic and Similar Appliances Equiped with ElectronicDevices", standard european elaborat de CENELEC.

2. IEC Norm. 555-3, normativ elaborat de CEI.3."IEEE Guide for Harmonic Control and Reactive Compensation of

Static Power Converters", ANSI/IEEE standard 519-1992.Aceste standarde specific@ limite pentru calitatea curentului la

consumatori, precum i pentru calitatea tensiunii furnizat@ acestora de c@treproduc@tori (tabelul 7.1).

Tab. 7.1 Calitatea tensiunii furnizat@ consumatorilor




V 2,3 - 69 [kV] 69 - 138 [kV] > 138 [kV]

Vn /V [%] 3,0 1,5 1,0

THDn 5,0 2,5 1,5

Pe plan european, regulile de compatibilitate electromagnetic@ suntreglementate prin trei directrive elaborate de Consiliul Europei [4]:

1. Machinery Directive (89/392/EEC modificat@ de 91/368/EEC,93/44/EEC i 93/68/EEC) bazat@ pe standardele EN 60204-1 i aplicabil@ de la01.01.1995. Directiva se refer@ la toate combina]iile de componente cuplatemecanic unde cel pu]in o parte este ^n micare i care dispun de echipamentulde alimentare i comand@ necesar.

Produc@torii de astfel de sisteme au urm@toarele obliga]ii: s@ realizezeFia Tehnic@ a produsului, s@ aplice standardele corespunz@toare i s@ emit@ o“Declara]ie de Incorporare”. Nu se emite “Declara]ie de Conformitate” i nu seaplic@ marca “CE”.

2. Low Voltage Directive (73/23/EEC modificat@ de 93/68/EEC)bazat@ pe standardele EN 60204-1, EN 60529, EN 60146-1-1, EN 60146-1-3

etc. i aplicabil@ de la 01.01.1997. Directiva se refer@ la toate echipamenteleelectrice cu tensiuni nominale ^n gama 50V - 1kV c.a. i 75V - 1,5kVc.c. Scopuldirectivei este de a asigura protec]ia echipamentelor ^mpotriva perturba]iilorelectrice, mecanice, a focului i a radia]iilor.

Produc@torii acestor sisteme au urm@toarele obliga]ii: s@ realizeze FiaTehnic@ a produsului, s@ aplice standardele corespunz@toare, s@ emit@ o“Declara]ie de Conformitate” i s@ aplice marca “CE” pe podusul final.

3. EMC Directive (89/336/EEC modificat@ de 91/263/EEC, 92/31/EECi 93/68/EEC) bazat@ pe standardele EN 50081-1 i -2, EN 50082-1 i -2 iaplicabil@ de la 01.01.1996. Inten]ia directivei este de a asigura compatibilitateaelectromagnetic@ cu alte produse i sisteme i impune ca emisiile unui sistem

s@ fie destul de sc@zute pentru a nu dep@i nivelele de imunitateelectromagnetic@ ale altui sistem.Directiva reglementeaz@ dou@ aspecte:- imunitatea electromagnetic@ a unui produs;- emisiile sale electromagnetice.Produc@torii de sisteme au urm@toarele obliga]ii:- s@ realizeze Fia Tehnic@ a produsului sau Fia Tehnic@

Constructiv@;- s@ aplice standardele corespunz@toare;




- s@ emit@ o “Declara]ie de Conformitate” i s@ aplice marca “CE” pepodusul final.

Marca “CE” - fig. 7.2 - este un sistem de autocertificare pentruidentificarea echipamentelor care ^ndeplinesc condi]iile de compatibilitateelectromagnetic@. Marca “CE” - semn@tura oficial@ a “Declara]iei deConformitate”, este un simbol grafic specific i trebuie separat@ de alte simbolurisau m@rci. Marca “CE” arat@ c@ produsul pe care este aplicat@ ^ndeplinetecondi]iile de compatibilitate specificate n Directivele Low Voltage sau EMC.

Produc@torul care aplic@ marca “CE”

este obligat prin lege i trebuie s@ fie capabil s@dovedeasc@ autorit@]ilor validitatea ac]iunii sale.Marca “CE” nu este o marc@ de calitate; aceastaconfirm@ numai c@ au fost luate m@surile pentruca produsul s@ respecte condi]iile impuse deDirectivele Comunit@]ii Europene specificate ^n“Declara]ia de Conformitate”.

Marca “CE” trebuie aplicat@ pe toateaparatele i sistemele care au o valoarefunc]ional@ distinct@ pentru utilizatorul final icare sunt plasate pe pia]@ ca o unitate

comercial@ distinct@.

7.1.4 Reducerea distorsiunilor

M@surile aplicate pentru reducerea regimului deformant, pentru înl@turarea efectelor sale i pentru protec]ia ^mpotriva perturba]iilorelectromagnetice sunt: instalarea corect@, mp@m$ntarea, ecranarea i filtrarea.

Instalarea corect@ presupune o serie de condi]ii, dintre care seamintesc:

- distan]a ^ntre cablurile de semnal i cele de alimentare paralele cu ele

s@ fie mai mare de 20 cm, iar intersec]ia ^ntre aceste cabluri s@ se fac@ ^nunghiuri de 90o;

- releele, contactoarele i alte comutatoare electromagnetice trebuieechipate cu filtre supresoare montate la bornele lor.

Imp@m$ntarea corect@ presupune urm@toarele m@suri:- respectarea specifica]iilor pentru siguran]a mp@m$nt@rii;- folosirea ca “fir” de nul de protec]ie a celei mai mari zone

conductoare;

Fig. 7.2 Marca “CE”.




- toate p@r]ile sistemului de ^mp@m$ntare trebuie conectate ^mpreun@folosind conductoare cu impedan]@ redus@ pentru toate frecven]ele;conductoarele plate au impedan]@ mult mai sc@zut@ la ^nalt@ frecven]@ dec$tcele rotunde;

- conexiunile la nulul de protec]ie trebuie s@ fie c$t mai scurte;- se alege un punct central de nul la care vor fi conectate ^n stea toate

conductoarele de nul provenite din sistem; ^n punctele de conexiune se va ^nl@tura vopseaua sau alte acoperiri pentru a ob]ine o rezisten]@ redus@ decontact;

- conexiunile la p@m$nt trebuie verificate ^n timpul procedurilorstandard de service i ^ntre]inere.

Ecranarea presupune amplasarea ecranelor electromagnetice ^n jurulsistemului pentru a opri intrarea sau ieirea radia]iilor electromagnetice. Pentruca un ecran s@ fie eficient este necesar@ respectarea urm@toarelor condi]ii:

- toate elementele componente ale ecranului trebuie conectate ^mpreun@ pentru a forma un ecran unic; nu trebuie s@ existe ^ntreruperi aleecranului;

- ecranul trebuie conectat la nulul de protec]ie al instala]iei iarconexiunile sale trebuie s@ aib@ impedan]e mici ^n domeniul frecven]elor nalte;

- cablurile care transmit semnale cu frecven]e ridicate trebuie s@ fie

ecranate (cablu coaxial), ecranul trebuie s@ fie intact pe ^ntreaga lungime acablului i s@ fie conectat la p@m$nt printr-o termina]ie circular@ (360o);

- un ecran amplasat ^ntre ^nf@ur@rile unui transformator i conectat lanulul de protec]ie realizeaz@ o ecranare foarte bun@ ^n domeniul frecven]elorradio i o decuplare eficient@ ^ntre circuitele care func]ioneaz@ la acestefrecven]e.

Filtrele sunt circuite electrice active sau pasive care realizeaz@compensarea puterii deformante la consumator i reduc perturba]iile produse ^nre]ea de acesta.

Pentru a realiza o filtrare corect@ se recomand@ urm@toarele m@suri:- se va utiliza un filtru de bun@ calitate, montat c$t mai aproape de

intrarea consumatorului deformant; dac@ distan]a dintre consumator i filtru estemai mare de 30cm, ^ntre ele se vor monta cabluri ecranate;- ^nainte de montarea filtrului se vor ^ndep@rta vopseaua sau alte

acoperiri izolatoare de pe panoul frontal ^n zona de montare; filtrul iconsumatorul se vor monta pe acelai panou frontal sau ^n acelai dulap;

- dac@ ^ntr-o instala]ie exist@ mai mul]i consumatori deforman]i, atuncise va monta c$te un filtru pentru fiecare consumator precum i un filtru generalpe liniile de alimentare ale instala]iei.




Filtrele active sunt convertoare statice care au în componen]@dispozitive semiconductoare i componente pasive (bobine i condensatoare),

în diverse variante constructive i care realizeaz@ compensarea puteriideformante i a celei reactive.

Filtrele pasive sunt construite numai cu componente pasive (filtre LC).In func]ie de rolul pe care îl îndeplinesc i de modul de amplasare, aceste filtreau diferite forme i sunt dimensionate pentru diverse benzi de trecere. Pot fiamplasate în conexiune serie sau deriva]ie, în diverse puncte ale lan]uluienergetic: între convertor i re]ea, între convertor i sarcin@, în circuitele

intermediare ale convertorului.

7.1.5 Filtre pentru circuite de c.c.

Filtrele [2] se amplaseaz@ la ieirile surselor de c.c. - redresoare isurse ^n comuta]ie - i au rolul de a reduce pulsa]iile din tensiunea i/saucurentul de ieire. Sunt filtre LC trece jos sau filtre rezonante pentru atenuareaunei anumite armonici. Variantele constructive uzuale sunt: filtru Γ i filtru Π.

Principalele caracteristici ale filtrelor Γ i Π (fig. 7.3 i 7.4) sunt:- coeficientul de filtrare k1∼:

11

2

k =V

V~

max

max

(7.1.20)

- coeficientul de transmitere a componentei continue kcc:

cc20

10

k =V

V(7.1.21)

uzual, kcc = 0,91...0,99.- coeficientul de netezire knet:

k k k net cc= ⋅ 1~ (7.1.22)




- atenuarea A [dB]:

A =V

V k 20lg

1

2 1

201

= lg~

(7.1.23)

Filtrul influen]eaz@ func]ionarea convertorului at$t ^n regim sta]ionar c$ti tranzitoriu. El trebuie ales astfel ^nc$t aceast@ influen]@ s@ fie [email protected]]a de ieire a filtrului trebuie s@ fie mic@.

Pentru filtrul LC ^n Γ (fig. 7.3) func]ion$nd cu sarcin@ rezistiv@ R, sedefinesc:

- pulsa]ia proprie ω0:

0

1ω =

LC(7.1.24)

- factorul de calitate Q:

Q =L

R

L C

R

0ω =/

(7.1.25)

Alegerea valorilor componentelor filtrului se face pe baza rela]iei:

LC =k

=k

f

1

2

1

2

1

24

~ ~

ω π(7.1.26)

^n care k1~ se alege conform exigen]elor sarcinii i f1 este frecven]afundamentalei.

Parametrii inductan]ei se aleg astfel încât s@ aib@ impedan]@ mare fa]@de componenta alternativ@ a curentului (jωL > 5R, R - rezisten]a de sarcin@) irezisten]@ mic@ fa]@ de componenta continu@.

Capacit@]ile condensatoarelor se aleg astfel încât s@ aib@ admitan]@mare fa]@ de componenta alternativ@ a curentului (jωC > 5/R) i rezisten]@ marefa]@ de componenta continu@. O valoare mic@ a raportului L/C reduce pulsa]iile

CV1 V2

L

−

+

−

+

Fig. 7.3 Filtru LC ^n Γ .

C2

L

−

+

−

+

C1

V1 V2

Fig. 7.4 Filtru LC ^n Π.




tensiunii la ieire, iar o valoare mare reduce pulsa]iile curentului prin bobin@. Ovaloare mic@ pentru L reduce pierderile ^n rezisten]a bobinei.

Pentru puteri mici se folosesc filtrele LC ^n Π (fig. 7.4). Acestea suntconsiderate ca fiind formate dintr-un filtru C1 urmat de un filtru LC2 ^n Γ .Capacitatea C1 a filtrului capacitiv se determin@ cu rela]ia:

C =V

V R 1

1

102

ω(7.1.27)

iar valorile L i C2 se determin@ din (26) impun$nd k1~.

7.1.6 Filtre de re]ea pentru circuitele monofazate de c.a.

In circuitele monofazate de c.a., filtrele se amplaseaz@ între re]ea iconsumatorul deformant [3] i au rolul de a reduce puterea deformant@absorbit@ de acesta din re]ea i de a îmbun@t@]i factorul de putere. Sunt de tipLC trece jos sau trece band@ i se conecteaz@ în serie sau în paralel cuconsumatorul.

Figura 7.5 prezint@ un filtru pentru frecven]e joase i înalte ale c@ruicomponente sunt FFI - filtru pentru frecven]e înalte (domeniul radio) i FTJ -

filtru trece jos pentru frecven]e joase. Punctul median al condensatoarelor seconecteaz@ la nulul de protec]ie i la carcasa instala]iei. Capacit@]ile de filtraj auvalori mici; reactan]a lor trebuie s@ fie mare în domeniul frecven]elor joase.

In figura 7.6 se prezint@ o variant@ de filtru de re]ea cu cuplaj inductiv.Inductivit@]ile L au impedan]@ proprie mare iar cele dou@ bobine cuplate sebobineaz@ bifilar, în sensuri opuse pe acelai miez. Condensatoarele C aureactan]@ mic@.

consumator re ea

FTJFFI

C1

C

L1L

L

C

Fig. 7.5 Filtru de re]ea pentru frecven]e joase i ^nalte.




consumator re\eaC1

L

L

L

L

C1

C

C

Fig. 7.6 Filtru de re]ea cu cuplaj inductiv.

Valorile recomandate [3] pentru inductan]e i capacit@]i sunt:C = 2200pF ÷ 0,033µF, C1 = 0,1µF ÷ 2µF, L = 470µH ÷ 1,8mH pentru curen]i dela 0,3A la 25A. La dimensionarea filtrului trebuie evitat@ apari]ia unor rezonan]enedorite.

7.1.7 Filtre de re]ea pentru consumatori trifaza]i

Se folosesc baterii RLC de diverse puteri conectate între fazele i nululre]elei (fig. 7.7) care au rolul de a reduce con]inutul ^n armonici din curentul

absorbit i de a crete factorul de putere [2]. Fiecare baterie este acordat@ pefrecven]a unei singure armonici ν (la rezonan]@), în aa fel încât armonicarespectiv@ este împiedicat@ s@ treac@ spre re]ea: ω ν

2L νC ν = 1.

C ν

R νL ν

C ν

R νL ν

Fig. 7.7 Filtru trifazat RLC.




S

R

T

R C

3×C 3×C

3×R 3×C

3×R

3×L

Fig. 7.8 Filtru trifazat - schema practic@.

Rezisten]a R are rolul de a amortiza curen]ii mari care apar datorit@acestei rezonan]e. Re]eaua, prin parametrii ei, influen]eaz@ func]ionarea filtrului;

dimensionarea acestuia se va face cu aten]ie, pentru evitarea altor rezonan]enedorite. O schem@ practic@ de filtru trifazat este prezentat@ în fig. 7.8.



7.2. Redresoare cu factor de putere unitar

7.2.1. Redresoare de 1 cadran

Modelarea curentului la intrare ^n scopul ob]inerii unui factor de

putere unitar i a unei forme de und@ a acestuia c$t mai apropiat@ desinusoid@ se poate realiza cu ajutorul unui convertor a c@rui schem@ deprincipiu este redat@ ^n fig. 7.9 [1]. El se compune, ^n varianta sa monofazat@,dintr-un redresor necomandat bialternan]@ i un convertor c.c.-c.c. cresc@torde tensiune.

Utilizarea unui astfel de convertor are la baz@ urm@toareleconsiderente:

- izolarea galvanic@ ^ntre re]ea i sarcin@ nu este absolut necesar@;



7.2. - Redresoare cu factor de putere unitar 243

VdT

ii

~ vi

*Is

icid

vRED vU

iL

L

Cd

_

+

convertor ridic@tor

Fig. 7.9 Redresor monofazat cu factor de putere unitar.

- stabilizarea tensiunii continue la ieire se face la o valoare mai maredec$t amplitudinea tensiunii alternative de alimentare datorit@ prezen]eiconvertorului de c.c.-c.c. ridic@tor de tensiune;

- curentul trebuie adus la factor de putere unitar (raportat lafundamental@), deci interfa]a electronic@ de putere emuleaz@ o surs@ rezistiv@(Li = 0).

Modelarea formei de und@ a curentului impune utilizarearegulatoarelor de curent i a unei strategii de comand@ adecvate (fig. 7.10).Astfel, m@rimea prescris@ este tensiunea de la ieire Vd*, cu restric]ia:

V Vd i

* > ⋅2 (7.2.1)

unde Vi este valoarea efectiv@ a tensiunii de alimentare.Eroarea εV ob]inut@ la ieirea regulatorului de tensiune moduleaz@ ^n

amplitudine un semnal ^n faz@ cu tensiunea de la intrare ^n modul, |v i(t)|.Rezultatul ob]inut reprezint@ referin]a de curent iL*(t), care se impune a firealizat@ prin intermediul convertorului cresc@tor de tensiune, cu ajutorul unuiregulator de curent ce comand@ ^n final elementul de comuta]ie T.

Se consider@ tensiunea la intrare vi = ct. pe durata perioadei de lucrua convertorului t = ton + toff (t << T = perioada corespunz@toare tensiunii re]elei).Componenta I≈, dat@ de armonicile superioare ale curentului prin inductan]a L,este ^n acest caz:

Iv

Lt

V v

Lt

i

on

o i

off ≈ = ⋅ = −

⋅ (7.2.2)



244 Interfa]area cu re]eaua de alimentare - 7

Regulator PI

XRegulator de curent

k!|vi(t)| Semnalcomand@

TV

*d

i*L(t)εV

iL m@surat

Vd

Fig. 7.10 Schema bloc a circuitului de comand@.

Pentru o amplitudine impus@ I≈, rezult@ frecven]a de comuta]ie:

( )f

t t I L

v

I L

V v

v V v

I L Vc

on off

i o i

i o i

o

=+

=⋅

+ ⋅

−

= ⋅ −

⋅ ⋅≈ ≈ ≈

1 1(7.2.3)

Pentru o strategie de comand@ cu frecven]@ de comuta]ie constant@fc = ct., se ob]ine:

( )I

v V v

f L V

i o i

c o

≈ = ⋅ −

⋅ ⋅(7.2.4)

In acest caz se poate determina maximul m@rimii I≈:

dI

d v

V v

f L Vi

o i

c o

≈ = −

⋅ ⋅ =

20 (7.2.5)

care rezult@ pentru:

v Vi o=

1

2 (7.2.6)

Func]ionarea unui convertor cu modelarea curentului de intrare estecaracterizat@ prin:

- forme de und@ cu con]inut redus de armonici la intrare, la factor deputere unitar din punct de vedere al fundamentalei curentului;

- tensiunea din circuitul intermediar, Vd, poate fi men]inut@ constant@la varia]ii mari ^n tensiunea de alimentare.




In cazul ^n care se utilizez@ un regulator de curent cu histerez@intervin c$teva probleme specifice [5]. Astfel, la trecerea prin zero a undeitensiunii de alimentare, pentru un curent la intrare ^n faz@ cu tensiunea, estenecesar@ panta dii/dt cea mai mare. Aceasta este ^ns@ greu de realizatdatorit@ faptului c@ tensiunea maxim@ care poate fi aplicat@ inductan]ei L (cutranzistorul T saturat) este nul@ la ^nceput i apoi, pe durata unui unghi β,insuficient@ (fig. 7.11). Apare astfel o distorsionare incontrolabil@ a undeicurentului ^n raport cu valoarea prescris@ (fig. 7.12).

Pentru determinarea unghiului β se au ^n vedere urm@toarele ipoteze

simplificatoare:- frecven]a de comuta]ie este suficient de mare astfel ^nc$t intervalul

de histerez@ s@ fie neglijabil;- nu se iau ^n considerare armonicile superioare din tensiunea

redresat@ vRED.Pentru ca sistemul s@ poat@ func]iona este necesar ca tensiunea pe

sarcin@ Vd s@ ^ndeplineasc@ condi]ia:

V Vd i> ⋅2 (7.2.7)

Consider$nd c@ ^n circuit nu apar pierderi de energie este valabil@, ^nvalori efective, rela]ia:

V I V Ii i d d⋅ = ⋅ (7.2.8)

din care se ob]ine valoarea efectiv@ pe care trebuie s@ o aib@ curentul laintrare i deci curentul prescris iL* pentru regulator:

β [ο]

V

VU realizat

VU necesar

[ο]β

i

i*i

ii

Fig. 7.11 Forma tensiunii vU necesar@ Fig. 7.12 Distorsionarea curentului i real@. la trecerea prin zero.




I V I

Vi

d d

i

= ⋅

(7.2.9)

Se consider@ urm@toarele referin]e pentru scrierea ecua]iilor ^n m@rimiraportate:

V V b

c a

i=. .

(7.2.10)

I

V

L b

c ai

=

. .

ω (7.2.11)

La ^nceputul semiperioadei, VU i VRED au urm@toarele valori ^n m@rimiraportate:

VU

~= 0 (7.2.12)

VRED

~sin= 2 θ (7.2.13)

Pe intervalul 0 < θ < β, dispozitivul de comuta]ie este ]inut saturat, deciecua]ia diferen]ial@ a circuitului este:

v Ldi

dti

L= (7.2.14)

Tin$nd seama c@ la t = 0 curentul prin L este zero, expresia lui iL ^n m@rimiraportate devine:

( )i L

~

cos ;= − < <2 1 0θ θ β (7.2.15)

Pentru restul semiperioadei (β < θ < π) curentul prin L este dat de rela]ia:

i IL i

~*

~

sin= ⋅ ⋅2 θ (7.2.16)

Din (7.2.15) i (7.2.16) la θ=β, se ob]ine valoarea unghiului β:

β = 2arctgI i

*~

[ ] o (7.2.17)

rela]ie ce se poate aproxima prin:

βapr iI.

*~

]= + ⋅5 91 [o (7.2.18)




Distorsiunea curentului la trecerea prin zero este cu at$t mai pronun]at@ cuc$t I*

i, respectiv L sunt mai mari. Formele de und@ specifice la func]ionareaconvertorului cu regulator de curent cu histerez@ sunt prezentate ^n fig. 7.13.

A ii

vi

a).

i i*

i i

i i, i i*

b).

Fig. 7.13 a). Forma de und@ a tensiunii vi i curentului ii ^n cazul controluluicurentului prin regulator cu band@ de histerez@ [email protected]). Distorsiunea formei de und@ a curentului (detaliul A).




7.2.2. Redresoare cu circula]ie bidirec]ional@ de putere

Consumatorii ce con]in elemente ^n micare, cu iner]ii mari iregimuri dinamice frecvente, sau sarcinile active (generatoare electrice), punproblema circula]iei bidirec]ionale de putere ^n raport cu sursa de alimentare.Interfa]area cu re]eaua a unor astfel de consumatori poate fi realizat@ utiliz$ndun convertor de 4 cadrane (fig. 7.14).

Cu nota]iile din figur@ sunt valabile rela]iile:

v v vi conv L= + (7.2.19)

v L di

dtL i

i= (7.2.20)

Consider$nd tensiunea de alimentare vi sinusoidal@, fundamentala

tensiunii vconv i a curentului ii pot fi exprimate ca fazori Vconv1 , respectiv I i1 .

Aleg$nd ^n mod arbitrar V i ca fazor de referin]@, ( V V ei i

j o

= 0), la o frecven]@

a re]elei f (ω = 2πf), vom avea:

V V Vi conv L1= +1 (7.2.21)

^n care:

V j L IL i i1 1= ω (7.2.22)

deci:

( )I

V V

j Li

i conv

i

1

1

= −

ω(7.2.23)

vdii

Li

vconv

vL

vi _ +

id

Cd

_

+

Fig. 7.14 Convertor bidirec]ional cu factor de putere unitar.




Diagrama fazorial@ corespunz@toare ecua]iilor (7.2.21), (7.2.22) esteredat@ ^n fig. 7.15.Puterea activ@ absorbit@ de convertor din re]ea este:

P V I V

L

V

Vi i

i

i

conv

i

= =

1

2

1cos sinθω

δ (7.2.24)

deoarece

V L I VL i i conv1 1 1cos cos sinθ ω θ δ= =(7.2.25)

Puterea reactiv@ este pozitiv@ ^n fig. 7.15 i dat@ de rela]ia:

Q V I V

L

V

Vi i

i

i

conv

i

= = −

1

2

11sin cosθω

δ (7.2.26)

]in$nd seama de faptul c@:

V L I Vi i i conv− =ω θ δ1 1sin cos (7.2.27)

Q este suma dintre puterea reactiv@ absorbit@ de convertor i

puterea reactiv@ datorat@ inductan]ei Li.Din aceste ecua]ii rezult@ c@, pentru valori ale tensiunii de alimentarevi i inductan]ei Li date, P i Q se modific@ control$nd amplitudinea i fazatensiunii vconv1, men]in$nd constant@ amplitudinea curentului Ii1. In fig. 7.15

cele dou@ cercuri reprezint@ locul geometric al v$rfurilor fazorilor Vconv1 i I i1 .

δ

θ

90o

I i1 Vconv1

VL1

V i

Fig. 7.15 Diagrama fazorial@ - convertor bidirec]ional.




Dou@ situa]ii prezint@ interes: func]ionarea ca redresor i ca invertorcu factor de putere unitar din punct de vedere al fundamentalei. In ambelecazuri (fig. 7.16a,b) se poate scrie:

( )V V L Iconv i i i1

2

1

2= + ω (7.2.28)

Pentru func]ionarea convertorului, tensiunea Vd trebuie s@ ^ndeplineasc@ condi]ia:

V Vd i> 2 (7.2.29)

Comanda unui astfel de convertor este realizat@ conform schemei deprincipiu din fig. 7.17. Formele de und@ specifice, ob]inute utiliz$nd unregulator cu histerez@, sunt prezentate ^n fig. 7.18. Se observ@ c@ ^n acest caznu mai apare distorsiunea de curent caracteristic@ resdresorului de 1 cadran.

δ

θ=0ο

ViIi"

VL

Vconv"

δ

θ=180ο

ViIi"VL

Vconv"

Fig. 7.16 a). Diagrama fazorial@ ^n regim de redresor; b). Diagrama fazorial@ pentru regimul de invertor.

Regulator PI X Regulator

de curent

k!|vi(t)| Semnalcomand@

PWMi*i

V*d

ii m@surat

Vd

Fig. 7.17 Blocul de comand@ a convertorului bidirec]ional.




ii

vi

Fig. 7.18 Tensiunea i curentul absorbit din re]ea prin convertorul bidirec]ional.

Varianta trifazat@ a acestui tip de convertor este prezentat@ ^n fig.7.19. Modul de comand@ se realizeaz@ principial conform diagramei blocprezentat@ ^n fig. 7.17 la convertorul monofazat. Pentru ca forma curentului deintrare s@ poat@ fi controlat@, convertorul trebuie s@ func]ioneze cu PWM ^nregim liniar (ma ≤ 1), deci trebuie s@ fie ^ndeplinit@ condi]ia (cf. rel. 6.3.2):

V Vd LL> ⋅1634, (7.2.30)

vd

vLL

T

R

S Li

id

Cd

_

+

Fig. 7.19 Convertor bidirec]ional trifazat cu factor de putere unitar.




Curentul ^n circuitul intermediar este definit prin:

I V I

Vd

i i

d

= 3 1

1cosϕ (7.2.31)

care, la factor de putere unitar al fundamentalei devine:

I V I

Vd

i i

d

= 3 1 (7.2.32)

Formele de und@ specifice sunt prezentate ^n fig. 7.20.

i i

vi

Fig. 7.20 Tensiunea i curentul de faz@ la alimentarea unei sarcini trifazate prin convertor

trifazat cu factor de putere unitar.



7.3. - Convertoare matriciale 253

7.3. Convertoare matriciale (Matrix Converters)

Acest tip de convertor realizeaz@ conversia direct@ a energie electricec.a./c.a., elimin$nd elementele de stocare utilizate ^n cazul convertoarelor defrecven]@ cu circuit intermediar de c.c. (condensatoare sau bobine), cufacilit@]i importante privind interfa]area cu re]eaua de alimentare.

Similar cu conversia electromecanic@ a energiei (utilizat@ ^n cazulmainii de induc]ie cu inele ce func]ioneaz@ ^n regim de convertizor de

frecven]@ care transform@ tensiunea, frecven]a i num@rul de faze ale unuisistem polifazat), convertorul matricial poate realiza conversia dintr-un sistempolifazat caracterizat de parametrii V1, f1, m1 (^n general sistemul trifazat380V/50Hz, m1 = 3 faze) ^ntr-un alt sistem polifazat caracterizat de parametriiV2, f2, m2.

Convertorul matricial este realizat dintr-o re]ea de m1 x m2 elementecomutatoare (fig. 7.21) care trebuie s@ permit@ circula]ia bidirec]ional@ acurentului. Cum p$n@ ^n prezent nu au fost realizate variante comerciale aleunor dispozitive de putere care s@ permit@ acest lucru, prototipurile acestui tipde convertor au fost realizate prin configura]ii de elemente unidirec]ionale

^ncadrate ^ntr-una din configura]iile de mai jos:

- dispozitiv complet comandabil ^ncadrat ^ntr-o punte de diode (fig.7.22a);

- dou@ dispozitive complet comandabile ^ncadrate ^ntr-o schem@ cares@ asigure func]ionarea a c$te unuia dintre ele pentru fiecare sens decircula]ie a curentului (fig. 7.22b,c);

V1

f 1

m1

V2 f 2 m2

Fig. 7.21 Configura]ia schematic@ a unui convertor matricial (m1 = m2 = 3 faze).




a) b) c)

~

Fig. 7.22 Configura]ii diverse de comutatori cu circula]ie bidirec]ional@.

Configura]ia complet@ a unui convertor matricial va cuprinde (fig.7.23): convertorul propriu-zis (realizat dintr-o matrice de 9 comutatoare carepermit circula]ia bidirec]ional@ a curentului), un filtru de intrare cu scopulelimin@rii armonicilor superioare prezente ^n curentul de intrare, o protec]ie lasupratensiunile de comuta]ie i un bloc de comand@ a dispozitivelor de putere

bidirec]ionale.

Filtru LC

Circuit de protec\ie

Convertor

V1

f 1

m1

V2 f 2 m2

Fig. 7.23 Configura]ie complet@ a unui convertor matricial.




Strategia de comand@ a acestor elemente este modularea ^n l@]imede puls (PWM), prin logica de comand@ urm@rindu-se ob]inerea controluluitensiunii i frecven]ei de la ieire, respectiv controlul sensului de circula]ie aputerii, a factorului de putere i a formei de und@ a curentului de la intrare.

Nivelul maxim al tensiunii de ieire ce poate fi sintetizat@ de acestconvertor ^n ipoteza c@ aceast@ tensiune trebuie s@ fie disponibil@ ^n oricemoment, este egal cu nivelul minim al tensiunii debitate de un redresor trifazatbialternan]@ (fig. 7.24).

Amplitudinea tensiunii de linie maxime de la ieirea convertorului

matricial va avea valoarea:

V Vd f min , , ,= ⋅ ⋅ ⋅1 41 1 5 0 87 1 (7.3.1)

unde V1f reprezint@ valoarea efectiv@ a tensiunii de faz@;

iar VV

V21

12 1 51 73

0 87max ,,

,= ⋅ ⋅ = ⋅ (7.3.2)

unde V1, V2max sunt valorile efective ale tensiunilor de linie de la intrarea,respectiv ieirea convertorului matricial.

In cazul conversiei directe c$nd exist@ elemente comutatoare ^ntreoricare din fazele de intrare i oricare din fazele de ieire, trebuie respectatec$teva reguli de comand@ a dispozitivelor:

- ^n cazul aliment@rii unei sarcini inductive, trebuie asigurat@continuitatea curentului de ieire i deci ^ntotdeauna pe fiecare faz@ aconsumatorului trebuie s@ fie ^nchis un dispozitiv;

- totodat@ trebuie evitat@ scurtcircuitarea aliment@rii, deci la unmoment dat doar un singur dispozitiv de pe fiecare faz@ a sarcinii trebuie s@fie nchis;

Din cele 27 de combina]ii posibile, se pot utiliza doar 18 care dauvectori activi i 3 combina]ii care pot genera vectori nuli la ieire.

V Vd f min , ( sin )= ⋅ + ⋅1 41 16

1

π

Fig. 7.24 Tensiunea de ieire a convertorului matricial.




Form$nd din starea dispozitivelor bidirec]ionale o matrice, se pot exprimatensiunea de ieire, respectiv curentul de intrare ^n convertor func]ie deaceasta:

[ ] [ [ ]V T] Vi0 = ⋅ (7.3.3)

V

V

V

T T T

T T T

T T T

V

V

V

A

B

C

a

b

c

=

⋅

11 12 13

21 22 23

31 32 33

(7.3.4)

[ ] [ [ ]I T] Ii

T= ⋅ 0 (7.3.5)

I

I

I

T T T

T T T

T T T

I

I

I

a

b

c

A

B

C

=

⋅

11 21 31

12 22 32

13 23 33

(7.3.6)

unde [Tij] = -1; 0; 1.Metodele de comand@ conven]ionale [6] presupun ^nsumarea lalegea de modulare a tensiunilor de ieire a armonicilor de ordinul 3 alefrecven]ei tensiunii de intrare i de ieire ^ntr-o propor]ie care s@ determinem@rirea raportului dintre tensiunea de ieire i cea de intrare (de la 0,5 c$t arpresupune o lege de comand@ simpl@ la 0,866), fig. 7.25:

( ) ( ) ( ) ( )V t v t v t v tA i i

* sin sin sin= − +0 0 0 0

1

63

1

43ω ω ω (7.3.7)

Metoda de comand@ indirect@ utiliz$nd modula]ia cu vectori spa]iali(“indirect space vector modulation”) [6,7,8] a fost dezvoltat@ relativ recent,

bazat@ pe observa]ia c@ utiliz$nd vectori activi i nuli, comanda mainii seaseam@n@ mult cu comanda specific@ invertoarelor cu circuit de tensiunecontinu@. In acest caz, tensiunea continu@ are o valoare care se modific@continuu (fiind ^n fapt tensiunea de linie la care sunt conectate dispozitivele ^nconduc]ie, dou@ pe una din faze iar unul pe alt@ faz@ ^n cazul vectorului activ,respectiv toate fazele de ieire la o singur@ faz@ de intrare ^n cazul vectoruluizero).




Timp Timp

Fig. 7.25 Formele de und@ ale tensiunilor de intrare i ieire ^n cazul ob]inerii unui raportmaxim dintre tensiuni f@r@ i cu injec]ie de armonici de ordinul 3.

Controlul indirect presupune ca acest tip de convertor s@ fiedescompus imaginar ^ntr-un redresor i un invertor, legate prin intermediulunui circuit imaginar de tensiune continu@. In cazul ^n care pe durata uneiperioade de comuta]ie se comand@ combina]ii de st@ri ale pseudo-redresorului care s@ determine o tensiune medie constant@ ^n circuitulintermediar [9] sau controlul vectorului spa]ial al curentului de intrare. Princombinarea ^n aceeai perioad@ de comuta]ie a comenzii st@rilor pseudo-invertorului i pseudo-redresorului, se poate ob]ine sinteza undei dorite at$t laieirea convertorului matricial c$t i cea de la intrare.

Tehnica de modula]ie cu vectori spa]iali presupune sinteza unuivector (^n acest caz a vectorului curentului de intrare i a tensiunii de ieire)din doi vectori ce m@rginesc sextantul ^n care se afl@ vectorul spa]ial desintetizat i un vector nul (fig. 7.26). Astfel, orientarea vectorului se poateimpune prin duratele relative de conduc]ie ale celor doi vectori al@tura]i, ^ntimp ce amplitudinea sa se regleaz@ prin durata relativ@ a vectorului nul.

I*

ϑIγ

dδ⋅Iδ

Iδ

dγ ⋅Iγ

Fig. 7.26 Generarea vectorului prescris.




d mδπ

ϑ= −

sin

3(7.3.8)

( )d mγ ϑ= sin (7.3.9)

( )d d d0 1= − +δ γ (7.3.10)

Combinarea vectorilor ^ntr-o perioad@ de comuta]ie a convertoruluimatricial pentru a ob]ine controlul vectorului tensiunii de ieire, respectiv alcurentului de intrare, se face prin combinarea duratelor de conduc]ie alevectorilor al@tura]i (tabelul 7.2):

Tab. 7.2 Combinarea comenzilor redresorului i invertorului fictiv.

Sec-ven]a

Vector controlcurent intrare

Vector controltensiune ieire

Combina]ia Durat@ activ@

1 I1 V1 I1-V1 dI1*dV1

2 I2 V1 I2-V1 dI2*dV1

3 I2 V2 I2-V2 dI2*dV2

4 I1 V2 I1-V2 dI1*dV25 I0 V0 0 1-(dI1+dI2)*

(dV1+dV2)

Starea dispozitivelor din convertorul matricial se ob]ine princombinarea st@rilor redresorului fictiv i a invertorului fictiv. Schemacomuta]iilor din interiorul unei perioade se poate optimiza pentru ob]inereaunui num@r redus al acestora (eliminarea comuta]iior duble) [6].

Tehnica de modulare indirect@ utiliz$nd vectori spa]iali poate permiteun control simplu al convertorului matricial, facilit$nd astfel aplicarea unorstrategii de comand@ vectorial@ a mainilor electrice, asem@n@toare cu

tehnicile men]ionate la invertoarele cu circuit intermediar de c.c. Formele deund@ specifice la intrarea i ieirea unui convertor matricial sunt prezentate ^nfig. 7.27.

Traductoarele de m@sur@ utilizate sunt pentru: doi curen]i de ieire,dou@/trei tensiuni de intrare (m@suri principale), un curent de scurgere lap@m$nt, o tensiune pe circuitul de supresie (m@suri auxiliare).

Avantajul principal al acestei configura]ii este lipsa circuituluiintermediar de c.c. i deci eliminarea unor componente de stocare a energiei(inductivit@]i sau capacit@]i) voluminoase i cu timp redus de via]@ (cca.




100.000 ore de func]ionare, ^n cazul respect@rii unei temperaturii ambiantemaxime de 40°C), aceasta sc@z$nd drastic cu creterea temperaturii mediuluiambiant (ex.: 10 ani la 30°C, 5 ani la 40o, 2,5 ani la 50°C).

Dezavantajele acestei configura]ii de conversie direct@ a energiei,fa]@ de o configura]ie cu circuit intermediar este limitarea tensiunii de ieire lao valoare mult inferioar@ tensiunii de intrare (0.866) i o dependen]@ mare fa]@de parametrii calitativi ai sistemului de alimentare (asimetrie, distorsiuni aleundei de tensiune, caracterul inductiv al re]elei de alimentare etc).

Datorit@ caracterului inductiv al re]elei electrice de alimentare, se

impune decuplarea prin capacit@]i montate la intrarea convertorului matricial,c$t mai aproape de elementele comutatoare. Frecven]a de rezonan]@ afiltrului astfel creat (fig. 7.23) (inductivitatea re]elei de alimentare i aconvertorului ^mpreun@ cu capacitatea de decuplare) trebuie s@ fie superioar@frecven]ei maxime sintetizate de convertor i inferioar@ frecven]ei decomuta]ie a convertorului.

De asemenea, ^n cazul apari]iei unei disfunc]ionalit@]i (avarii) laconvertorul matricial sau ^n re]eaua de alimentare i care implic@ blocareaconvertorului matricial, este necesar@ prezen]a unui circuit care s@ permit@desc@rcarea mainii de induc]ie de energia stocat@ ^n inductivitatea demagnetizare (circuit dimensionat pentru regimul de avarie) i care, ^n regim

normal de func]ionare, s@ realizeze supresia energiei din inductivit@]ile dedispersie la comuta]ie.

Fig. 7.27 Formele de und@ ale tensiunii i curentului de la ieirea, respectiv intrarea ^nconvertorul matricial.




Proiectarea i realizarea fizic@ a unui convertor matricial estedependent@ de configura]ia circuitelor din amonte i aval de convertizor(parametrii mainii electrice: inductivitate de magnetizare, energie magnetic@,curent maxim i nominal al mainii, parametrii electrici ai re]elei de alimentare:impedan]@ de scurtcircuit v@zut@ ^n punctul de alimentare).

Domeniu de utilizare este restr$ns, mai ales ^n ac]ion@ri de medie imare putere (maini asincrone cu domeniu de reglare larg de tura]ie).

Domeniul de aplica]ie se va extinde i ^n gama puterilor redusedatorit@ avantajelor oferite, pe m@sura ce vor apare pe pia]@ dispozitive de

putere cu circula]ie bidirec]ional@ a curentului.



7.4. Aplica]ii

1. Pentru redresorul de 1 cadran din fig. 7.9 se cunosc urm@toarelem@rimi: tensiunea de alimentare efectiv@ Vi=220V, frecven]a tensiunii dealimentare f = 50Hz, Rs = 40Ω, Ri = 1mΩ, Li = 0,1mH, L = 3mH, Cd = 5000µF,Vd = 400V. Se cere:

a). valoarea efectiv@ a fundamentalei curentului absorbit din re]ea;b). valoarea prescrierii de curent iL* pentru regulatorul care comand@

dispozitivul de comuta]ie T astfel ^nc$t tensiunea pe sarcin@ Vd s@ se men]in@la 400V;

c). determinarea riplului ^n tensiunea Vd;d). simularea ^n Spice a func]ion@rii convertorului i verificarea

rezultatelor ob]inute.

Solu]ie:a). Se determin@ valoarea curentului prin sarcin@, consider$nd

condensatorulu Cd suficient de mare pentru ca tensiunea Vd s@ fie constant@.

In aceste condi]ii:

I V

R As

d

s

= = =400

4010 [ ]

Pornind de la ipoteza c@ pierderile de putere ^n convertor sunt neglijabile,conform rela]iilor (7.2.8) i (7.2.9) se ob]ine:

( )I V I

VAi

d s

i1

400 10

2201818=

⋅=

⋅= , [ ]



7.4 - Aplica]ii 261

b). Curentul prescris iL* are forma curentului sinusoidal de la intrare ^nmodul, a c@rui frecven]@ este egal@ cu cea a tensiunii de alimentare iamplitudinea corespunz@toare valorii efective (Ii)1:

( ) ( )i L

* , sin , sin= ⋅ =2 18 18 2 50 25 7 2 50π π

c). Not$nd V Vi i

∧= 2 i ( )I Ii i

∧

=1

12 , puterea instantanee la

intrare are expresia:

( ) ( ) ( ) p t V t I t V I V I ti i i i i i i= ⋅

= −

∧ ∧

sin sin cosω ω ω11 1 2

Conform fig. 4.9 i ]in$nd seama de egalitatea puterilor instantanee la intrarei ieire pi(t)=pd(t), se poate scrie:

( ) ( ) ( ) ( )

i t I i tV I

V

V I

Vtd s C

i i

d

i i

d

= + = −1 1 2cos ω

unde valoarea medie a curentuli id este:

( )I

V I

VId

i i

d

s= =1

i curentul prin condensatorul de filtrare este:

( ) ( )

i tV I

Vt I tC

i i

d

d= − = −1 2 2cos cosω ω

Componenta alternativ@ a tensiunii pe condensator poate fi determinat@ prin:

vC

i dtC

I t I

Ctd

d

C

d

d

d

d

≈ ≅ = − = −∫ ∫ 1 1

22

2cos sinωω

ω

Valoarea v$rf la v$rf a acesteia fiind:

v I

Ct

I T

C

I T

CVd

d

d

T

T d

d

d

d

≈ = − = − −

= =max /

/sin sin sin , [ ]

22

4

3

2 2 26 366

8

3 8

ω ω

ππ π

π

unde ω i T sunt pulsa]ia, respectiv perioada tensiunii de alimentare.

d). Circuitul din fig. 7.28 este descris de fiierul Spice care urmeaz@,formele de und@ fiind prezentate ^n fig. 7.29.




Vd

sw

~ iivi

Is

icidLi

L

Cd

_

+

Rs

Ri

21

4

3

xdsw

xd1 xd2

xd4xd2

vsens

~

5 6 7

8

54

Fig. 7. 28 Redresor cu factor de putere unitar unidirec]ional - schema pentru simulare ^nSpice.

*Redresor monofazat cu factor de putere unitar .Lib lib/pwr_elec.lib.OPTIONS ABSTOL 0.001A CHGTOL 0.001C RELTOL 0.01 VNTOL 0.005li 1 2 0.1mH

ri 2 3 1m*vsense 4 5 0Vld 5 6 3mHrs 7 8 40cd 7 8 5000u ic=400V*xd1 3 4 diode_with_snubxd3 0 4 diode_with_snubxd2 8 3 diode_with_snubxd4 8 0 diode_with_snub*

eref 52 0 value=25.7*ABS(sin(314.16*time))reref 52 0 1megediff 53 0 value=i(vsense)-v(52)xlogic 53 54 comphys params: VHYS=1Vsw 6 8 54 0 switchxdsw 6 7 sw_diode_with_snub*vi 1 0 sin(0 311 50)



7.4 - Aplica]ii 263

Fig. 7. 29 Formele de und@ ale tensiunii redresate i ale tensiunii pe sarcin@.

*

.model switch vswitch (ron=0.01)

.tran 50u 0.1s 0 5u uic

.probe

.end

2. Convertorul bidirec]ional cu factor de putere unitar din fig. 7.30,alimenteaz@ o sarcin@ de puterea P = 1kW. Tensiunea de alimentare,sinusoidal@, are valoarea efectiv@ Vi = 220V i frecven]a f = 50Hz, Li = 5mH,condensatorul de filtrare Cd = 2200µF, iar convertorul lucreaz@ ^n regim demodulare liniar@, la un factor de modulare ma = 0,8 i la frecven]a de

comuta]ie fc = 5kHz.Se cer:

a). valoarea tensiunii Vd aplicat@ sarcinii pentru func]ionarea la factorde putere unitar;

b). ob]inerea formelor de und@ specifice prin simulare ^n Spice;c). riplul tensiunii de ieire.

Solu]ie:a). Se calculeaz@ valoarea efectiv@ a fundamentalei curentului

absorbit din re]ea:




Vdii Rs

sw2 xd2

xd1sw1

Li

vconvvi

id

Cd

_

+

1

3

4

254

52

5553

sw4

sw3

xd4

xd3

Fig. 7.30 Convertor bidirec]ional - circuit pentru simulare ^n Spice.

( )I P

VAi

i1

1000

2204 54= = = , [ ]

Cu rela]ia (7.2.28), se determin@ valoarea efectiv@ a tensiunii vconv:

( )( )V V L I Vconv i i i12

1

22 3 2220 2 50 5 10 4 54 220 116= + = + ⋅ ⋅ ⋅ =−ω π( , ) , [ ]

Pentru ca acest convertor s@ func]ioneze corespunz@tor, estenecesar@ ^ndeplinirea condi]iei:

V Vd i> 2

care, ]in$nd cont c@ Vconv>Vi i de factorul de modulare ^n amplitudine, sepoate determina din:

V V

mVd

conv

a

= = ⋅

=2 2 220 116

0 8389 1131 ,

,, [ ]

b). Pentru simulare, defazajul dintre tensiunea de alimentare itensiunea de ieire a convertorului la factor de putere unitar la intrare, secalculeaz@ conform rel. (7.2.24):

δ ω π

= = ⋅ ⋅ ⋅

⋅ =

−

arcsin arcsin,

,P L

V V

i

i conv

o

1

31000 2 50 5 10

220 220 1161858

iar sarcina, considerat@ rezistiv@, are valoarea:



7.4 - Aplica]ii 265

R V

PS

d= = =2 2389 113

10001514

,, [ ]Ω

Formele de und@ ob]inute sunt prezentate ^n fig. 7.18.

* Redresor monofazat bidirirectional cu factor de putere unitar.Lib lib/Pwr_elec.lib.OP.PARAMrise=0.09998ms, fall=0.09998ms, pw=0.0002ms, period=0.2ms*li 1 2 5mH ic=0.2Ars 3 4 151.4cd 3 4 2200u ic=389.113V*sw1 3 2 52 0 switchxd1 2 3 sw_diode_with_snubsw2 2 4 53 0 switchxd2 4 2 sw_diode_with_snubsw3 3 0 54 0 switchxd3 0 3 sw_diode_with_snub

sw4 0 4 55 0 switchxd4 4 0 sw_diode_with_snub*vcnta 49 0 sin(0 0.8 50 0 0 0)vcntb 50 0 sin(0 0.8 50 0 0 -180)xlog1 49 0 52 53 pwm_trixlog2 50 0 54 55 pwm_tri*vs 1 0 sin(0 311.13 50 0 0 1.858)*.model switch vswitch (ron=0.01).tran 50u 60ms 0 5u uic

.probe

.end

c). Riplul tensiunii de ieire se calculeaz@ la fel ca la problemaprecedent@.




3. Pentru convertorul bidirec]ional trifazat din fig. 7.31, valoarea efectiv@a tensiunii de linie la intrare este VLi = 380V, frecven]a f = 50Hz, inductan]elede la intrare sunt egale pe cele trei faze, Li = 5mH, condensatorul de filtrare Cd

= 1000µF, iar sarcina alimentat@ are puterea P = 1kW. Convertorul lucreaz@ laun factor de modulare ^n amplitudine ma = 0,8 i frecven]a de comuta]ie fc =5kHz.

Se cere determinarea m@rimilor necesare simul@rii convertorului ianaliza formelor de und@ ale tensiunii vi i curentului ii.

Solu]ie:Urm@rind ra]ionamentul de la aplica]ia 2, se ob]ine:

( )I P

VAi

if 1

1000 3

2201515= = =

/, [ ]

Valoarea efectiv@ a tensiunii ^ntre dou@ faze ale convertorului:

( )( )V V L I Vconv i i i1

2

1

22 3 2220 2 50 5 10 1 515 220 013= + = + ⋅ ⋅ ⋅ =−ω π( , ) , [ ]

Tin$nd cont de rela]iile (6.3.1) i (6.3.2) se ob]ine valoarea tensiuniila ieirea convertorului:

V Vm

Vdconv

a

= = ⋅ =2 2 2 2 220 0130 8

777 861 ,,

, [ ]

vd

via Lia

id

RsCd

_

+

~

~

~22

61 71 81

62 72 82

32

42

11

0

swa2

swa1

swa4

swa3

swa6

swa5

xda2

xda1

xda4

xda3

xda6

xda5

99

Fig. 7.31 Convertor ^n comuta]ie trifazat, bidirec]ional- circuit pentru simulare ^n Spice.



7.4 - Aplica]ii 267

Defazajul dintre tensiunea de alimentare i tensiunea de ieire aconvertorului la factor de putere unitar la intrare, se calculeaz@ conform rel.(7.2.24):

δ ω π

= = ⋅ ⋅ ⋅

⋅ =

−

arcsin arcsin /

,,

P L

V V

i

i conv

o

1

31000 3 2 50 5 10

220 220 0130 62

iar sarcina, considerat@ rezistiv@, are valoarea:

R V

Ps

d= = =2 2777 86

1000605 07

,, [ ]Ω

Determinarea condi]iilor ini]iale se face consider$nd, pentrusimplificare, c@ tensiunea de alimentare este defazat@ cu 0,62o ^nainteatensiunii pe convertor vconv1:

v V ti io

λ ω λ π

= − − +

∧sin ( ) ,1

2

30 62

i I ti io

1 1 1 2

30 62λ ω λ

π= − − +

∧

sin ( ) ,

^n care λ=1,2,3 i t=0.Formele de und@ ob]inute prin rularea circuitului ^n Spice pentru

curentul i tensiunea pe o faz@ (ii respectiv vi), sunt prezentate ^n fig. 7.20.

*Redresor trifazat bidirectional cu factor de putere unitar .OPTIONS ABSTOL 0.001 CHGTOL 0.001 RELTOL 0.01 VNTOL 0.005.Lib lib/Pwr_elec.lib.OP.PARAM rise=0.09998ms, fall=0.09998ms, pw=0.0002ms, period=0.2ms*lia 21 22 5mH ic=0.023lib 31 32 5mH ic=-1.86lic 41 42 5mH ic=1.84*rs 11 99 605.07cd 11 99 1000u ic=777.86V*swa1 11 22 61 0 switchxda1 22 11 sw_diode_with_snubswa2 22 99 62 0 switchxda2 99 22 sw_diode_with_snubswb1 11 32 71 0 switchxdb1 32 11 sw_diode_with_snub




swb2 32 99 72 0 switchxdb2 99 32 sw_diode_with_snubswc1 11 42 81 0 switchxdc1 42 11 sw_diode_with_snubswc2 42 99 82 0 switchxdc2 99 42 sw_diode_with_snub*vcnta 60 0 sin(0 0.8 50 0 0 0)vcntb 70 0 sin(0 0.8 50 0 0 -120)

vcntc 80 0 sin(0 0.8 50 0 0 -240)xloga 60 0 61 62 pwm_trixlogb 70 0 71 72 pwm_trixlogc 80 0 81 82 pwm_tri*via 21 0 sin(0 311 50 0 0 0.62)vib 31 0 sin(0 311 50 0 0 -119.38)vic 41 0 sin(0 311 50 0 0 -239.38)*.model switch vswitch (ron=0.01).tran 50u 60ms 0 5u uic.probe

.end

4. Un motor de curent continuu cu magne]i permanen]i are datele:VN=500Vcc; PN=5kW; nN=2000rpm.S@ se conceap@ un echipament cu electronic@ de putere, alimentat de lare]eaua monofazat@ de c.a. cu tensiunea efectiv@ de 220V, destinatmodific@rii tura]iei acestui motor ^n gama (0,5 ... 1)nN. Se consider@ cuplul laarbore constant pe toat@ gama de reglaj, randamentul motorului unitar i seneglijeaz@ rezisten]a [email protected] impune factor de putere unitar la intrare din punct de vedere al

fundamentalei.Se cere:a). Schema de principiu a echipamentului;b). Dimensionarea convertorului de c.c. pentru o frecven]@ de

comuta]ie de 10kHz i regim de curent ne^ntrerupt;c). Diagrama fazorial@ a redresorului;d). Ce dispozitiv electronic de putere complet comandabil

recomanda]i pentru convertorul de c.c.?



7.4 - Aplica]ii 269

e). Cum se modific@ schema de la puctul b) dac@ se doretefunc]ionarea echipamentului ^n regim de recuperare a energiei ^n re]ea?

Solu]ie:Modificarea tura]iei motorului se face prin modificarea tensiunii de

alimentare:- la Vo = VN motorul va avea tura]ia nN = 2000rpm;- pentru a reduce tura]ia motorului la 0,5nN (1000rpm), tensiunea de

alimentare trebuie sc@zut@ la Vo = 0,5VN = 250V.Utilizarea unui convertor cu factor de putere unitar (fig. 7.1) impune tensiuneaminim@ la ieire de 311V (rel. 7.2.1). Rezolvarea problemei se poate face ^ndou@ variante:

1 - se stabilete Vd = 500V i la ieirea convertorului cu factor deputere unitar se conecteaz@ un convertor c.c. - c.c. cobor$tor de tensiune;

a). Schema de principiu este prezentat@ ^n fig. 7.32.Pentru ob]inerea tura]iei reduse de 1000rpm, conform rel. 4.1.3 (cu nota]iilemodificate conform figurii 7.32) vom avea:

V D V Vo dmin = ⋅ =1 250

din care se ob]ine factorul de umplere D1:

D V

V

o

d

1 250

5000 5= = =min ,

La tura]ia maxim@, D2 = 1.

Vd

Vo

D1

D2

T1

T

ii

~ vi

*Id

iLf

id

vRED

iLLf

L

Cd

_ _

+

+

convertor cobor$tor

Fig. 7.32 Varianta 1 - Alimentarea sarcinii prin convertor cobor$tor de tensiune.




b). Dimensionarea inductivit@]ii Lf se face astfel ^nc$t func]ionareasursei cobor$toare s@ aib@ loc la Vd = const. = 500V, ^n regim de curentne^ntrerupt (rel. 4.1.5):

( )I T D V

LDo

d

f

lim

min

= ⋅ ⋅

−2

1

Valoarea curentului Iolim=Io este constant@, impus@ de sarcin@ (motoruldezvolt@ cuplu constant la arbore):

I P

VAo N

N= = 10

perioada T este:

Tf

sc

= = =1 1

10000100 [ ]µ

deci pentru cazul cel mai defavorabil, D=D1=0,5, se ob]ine:

( )L T D V

ID mHf

d

o

min , [ ]= ⋅ ⋅

⋅ − =

1

21 1 0 625

La dimensionarea convertorului cobor$tor se va alege Lf > Lfmin.

2 - Se stabilete Vd = 400V (sau o valoare mai mare dec$t limitaimpus@ de buna func]ionare a convertorului cu factor de putere unitar - rel.7.2.1), modificarea tensiunii de ieire Vo efectu$ndu-se cu un convertor c.c. -c.c. ridic@tor/cobor$tor de tensiune.

a). Schema de principiu a echipamentului se reg@sete ^n fig. 7.33.b). Valorile ^ntre care se modific@ factorul de umplere se determin@

conform rel. 4.3.2 adaptat@ nota]iilor din fig. 7.33:

( )V V

D

Do d=

−1

deci: D1 = 0,385 pentru Vo = 250VD2 = 0,556 pentru Vo = 500V.

Dimensionarea inductan]ei de filtrare Lf se face din condi]ia de func]ionare ^nregim de curent ne^ntrerupt, la Vd=ct.:

( ) ( )

I V

LT D

V TD D

Lo

o

f

d

lim

min

= − = −

21

1

2

2



7.4 - Aplica]ii 271

Vd

Vo

D1

D2T1

T

ii

~ vi

*Id

id

vRED

iL

io

iLf

Lf

L

Cd

_

_

+

+

convertorcresc@tor/cobor$tor

Fig. 7.33 Varianta 2 - Alimentarea sarcinii prin convertor cresc@tor/cobor$tor de tensiune.

rezult$nd, prin derivare ^n raport cu D, valoarea minim@ a inductan]ei pentrucazul cel mai defavorabil (D=0,5):

( )L

V TD D

ImHf

d

o

min

lim

, [ ]= −

=1

20 5

Inductan]a de filtrare se va alege astfel ^nc$t Lf > Lfmin.

c). Pentru ambele variante de alimentare a motorului de c.c.,fundamentala curentului este ^n faz@ cu tensiunea de la intrare (fig. 7.34).

d). Dispozitivul de comuta]ie complet comandat poate fi tranzistorIGBT sau MOS.

e). Circula]ia bidirec]ional@ de putere este posibil@ prin ^nlocuirearedresorului de un cadran cu unul cu circula]ie bidirec]ional@ de putere (fig.7.30).

Ii1 Vi

Fig. 7.34 Diagrama fazorial@ la alimentare prin convertor cu factor de putere unitar,bidirec]ional, ^n regim de redresor.




Bibliografie:

1. N. Mohan, T. M. Undeland - “Power Electronics. Converters,Applications and Design“ , John Wiley & Sons Inc., New York, Chichester,Brisbane, Toronto, Singapore, 1995;

2. F. Ionescu - “Diode semiconductoare i redresoare de putere“ , Ed.

Tehnic@, Bucureti, 1995;3. V. Popescu - “Electronic@ aplicat@. Stabilizatoare de tensiune în

comuta]ie“ , Ed. de Vest, Timioara, 1992;

4. * * * - “EU Council Directives and Variable Speed Drives“ , ABBTechnical Guide No. 2, ABB Industry Oy, 1996;

5. J.C. Salmon - “Performance of a single-phase PWM boost rectifier using a hysteresis current controller“ . EPE Firenze nr. 4, 1991, pag.4-384 - 4-389;

6. P. Nielsen - “The Matrix Converter for an Induction Motor Drive“ .Aalborg University 1996;

7. L. Huber, D. Borojevic - “Space Vector Modulated Three-Phase to Three-Phase Matrix Converter with Input Power Factor Correction“ .IEEE Trans. of I.A., vol. 31, no. 6, nov/dec 1995, pp. 1234- 1246;

8. D. Casadei, P. N. Nielsen, G. Serra, A. Tani - “Theoretical and Experimental Analisys of SVM-controlled Matrix Converters under unbalanced suply conditions“ . Electromotion, vol. 4, no: 1-2, 1997;

9. C. L. Neft, C.D.Shauder - “Theory and Design of a 30-hp Matrix Converter “ . IEEE-IA, vol. 28, no. 3, may/jun 1992, pp. 546-551;

10. P. Nielsen, F. Blaabjerg, J.K. Pedersen - “Space Vector Modulated

Matrix Converter with minimized Number of Switchings and a Feedforward compensation of Input Voltage Unbalance“ . Proc. ofPEDES’96, vol. II, pp. 833-839;

11. L. Zhang, C. Watthanasarn - “An Efficient Space Vector Modulation Algorithm for ac.-ac. Matrix Converters: Analysis and Implementation“ . IEE PE&VSD, no. 429, sept. 1996, pp. 108-113;



Date post:	10-Feb-2018
Category:	Documents
Upload:	vismarix
View:	263 times
Download:	0 times

Curs Convertoare Muntean

Documents