Date post: | 16-Apr-2015 |
Category: |
Documents |
Upload: | fratila-alexandru |
View: | 463 times |
Download: | 34 times |
DAN POPA
CONVERTOA E STATICE Curs int ductiv
20
R ro
07Editura NAUTICA, 2007
Editură recunoscută de CNCSIS
Str. Mircea cel Bătrân nr.104
900663 Constanţa, România
tel.: +40-241-66.47.40
fax: +40-241-61.72.60
e-mail: [email protected]
ISBN (10) 973-7872-39-8 ISBN (13) 978-973-7872-39-5
Cuvânt introductiv
După cum o sugerează şi titlul, lucrarea de faţă se doreşte a fi o lucrare de
iniţiere în domeniul vast şi complex al convertoarelor statice. Ea se adresează în
primul rând studenţilor de la facultăţile cu profil electric, în programa analitică a
cărora este prevăzut cursul de Convertoare statice, dar şi celor care, la un moment,
dat sunt interesaţi în studierea uneia dintre problemele specifice ale electronicii de
putere.
Lucrarea abordează o mare parte dintre aspectele de bază, generale, legate
de domeniul convertoarelor statice, fără a se insista pe detaliile strict teoretice, fiind
din acest punct de vedere, o lucrare mai mult descriptivă, de iniţiere. În schimb, a
fost introdus un capitol destul de consistent credem, în care s-a încercat
familiarizarea cititorilor cu metodele de simulare a circuitelor electronice folosind
două programe de simulare extrem de răspândite în momentul de faţă: PSPICE şi
CASPOC. De altfel, se poate remarca că, în multe dintre capitolele lucrării, au fost
folosite pentru exemplificarea funcţionării circuitelor analizate forme de undă
obţinute prin simularea pe calculator cu programele sus-amintite. Aceste programe
sunt accesibile pe Internet în variante demonstrative (free), având toate facilităţile
pentru familiarizarea utilizatorului cu simularea circuitelor electronicii de putere.
Constanţa, 2007
Autorul
Convertoare statice. Curs introductiv CUPRINS
CUPRINS Pagina Capitolul 1 GENERALITĂŢI PRIVIND CONVERTOARELE STATICE 1
1.1. Definiţie 1 1.2. Locul convertoarelor statice în fluxul energetic 1 1.3. Clasificare 1 1.4. Tendinţe în dezvoltarea convertoarelor statice 5 1.5. Aplicaţii de bază 7
Capitolul 2 DISPOZITIVE SEMICONDUCTOARE FOLOSITE ÎN CONVERTOARELE STATICE 9
2.1. Tiristorul 10 2.1.1. Caracteristici funcţionale 11 2.1.2. Tipuri de tiristoare 18 2.1.3. Transformatoare de impulsuri 19 2.2. Triacul 21 2.2.1. Caracteristici funcţionale 21 2.3. Dispozitive semiconductoare complet comandate 24 2.3.1. Tiristorul cu blocare pe poartă (GTO) 25
2.3.2. Tranzistoare bipolare de putere (BPT) 27 2.3.3. Tranzistoare MOSFET de putere 28 2.3.4. Tranzistoare bipolare cu baza izolată (IGBT) 30 2.3.5. Tranzistoare cu inducţie statică (SIT) 31 2.3.6. Tiristoare cu inducţie statică (SITh) 32 2.3.7. Tiristoare cu comandă MOS (MCTh) 34
2.4. Comparaţie privind dispozitivele semiconductoare complet comandate 36
Capitolul 3 PROTECŢIA DISPOZITIVELOR SEMICONDUCTOARE DE PUTERE 37
3.1. Protecţia tiristoarelor 38 3.2. Protecţia tranzistoarelor bipolare 40 3.3. Protecţia tranzistoarelor MOSFET 43 3.4. Protecţia IGBT 44
Capitolul 4 REDRESOARE COMANDATE 45
4.1. Teoria generală a redresoarelor comandate în fază 45 4.1.1. Principiul de funcţionare 45 4.2. Valoarea medie a tensiunii redresate, la mersul în gol 47
I
Convertoare statice. Curs introductiv CUPRINS
4.3. Regimurile de funcţionare ale unui redresor comandat 49 4.4. Caracteristicile de comandă 50 4.5. Regimul de curent întrerupt 51
Capitolul 5 SCHEME TIPICE DE REDRESOARE COMANDATE 54 5.1. Redresorul monofazat cu punct median (MM) 54 5.2. Redresorul monofazat în punte (MCP) 56
5.3. Redresorul trifazat în stea (TS) 58 5.4. Redresorul trifazat în punte (TCP) 60 5.5. Mărimi caracteristice redresoarelor comandate 63 5.6. Indici de performanţă 65
Capitolul 6 REDRESOARE CU DIODĂ DE NUL 67
6.1. Redresorul monofazat în punte cu diodă de nul 68 6.2. Redresoare trifazate cu diodă de nul 70
6.2.1. Redresorul trifazat cu punct median 70 6.2.2. Redresorul trifazat în punte 73
Capitolul 7 REDRESOARE SEMICOMANDATE 75
7.1. Redresorul semicomandat, monofazat, în punte 75 7.2. Redresorul semicomandat, trifazat, în punte 78
Capitolul 8 COMANDA REDRESOARELOR CU COMUTAŢIE NATURALĂ 83
8.1. Structura blocului de comandă 83 8.2. Comanda valorii medii 84 8.2.1. Comanda prin fază 85
8.2.2. Comanda prin zero, cu referinţă constantă în timp (fixă) 85 8.2.3. Comanda prin zero, cu referinţă variabilă 86
Capitolul 9 REDRESOARE CU FACTOR DE PUTERE CAPACITIV 87
9.1. Redresorul monofazat în punte 88 9.1.1. Schema redresorului. Funcţionare 88
9.1.2. Mărimi caracteristice 90 9.2. Schemă economică de redresor cu factor de putere capacitiv 92 9.3. Redresor trifazat în punte cu factor de putere capacitiv 95
Capitolul 10 REDRESOARE CU FACTOR DE PUTERE UNITAR 97
10.1. Redresorul monofazat în punte 97 10.1.1. Mărimi caracteristice 100 10.2. Redresorul trifazat în punte 101
II
Convertoare statice. Curs introductiv CUPRINS
Capitolul 11 FUNCŢIONAREA REDRESOARELOR COMANDATE ÎN REGIM DE INVERTOR 104 11.1. Redresorul trifazat cu punct median 106 11.2. Erori de comutaţie 108 Capitolul 12 COMANDA DE TIP PWM A REDRESOARELOR 111
12.1. Redresorul monofazat în punte 111 12.1.1. Metoda modulaţiei sinusoidale 111 12.1.2. Metoda modulaţiei sinusoidale bilogice 113 12.1.3. Metoda modulaţiei sinusoidale trilogice 114
Capitolul 13 CONVERTOARE STATICE C.C.-C.C. (CHOPPERE) 115
13.1. Generalităţi. Clasificare 115 13.2. Variatoare de tensiune pentru un cadran 117 13.2.1. Chopperul coborâtor (serie) 117 13.2.2. Chopperul ridicător (paralel) 121 13.3. Variatoare de tensiune pentru două cadrane 124
Capitolul 14 CONVERTOARE STATICE C.A.- C.A. CU COMUTAŢIE NATURALĂ 128 14.1. VTA monofazate 129
14.2. Variatoare trifazate 136 14.3. Cicloconvertoare 137
Capitolul 15 CONVERTOARE STATICE C.C.-C.A. (INVERTOARE) 139 15.1. Invertoare cu comutaţie comandată 140
15.1.1. Clasificare 140 15.1.2. Aplicaţii 142
15.2. Invertoare cu modulaţie de amplitudine 143 15.2.1. Generalităţi. Regimuri de lucru 143 15.2.2. Tipuri de invertoare cu modulaţie în amplitudine 145
Capitolul 16 INVERTOARE CU MODULAŢIE ÎN DURATĂ MID (PWM) 157
16.1. Principiul MID (PWM) 157 16.2. Comanda invertoarelor prin MID (PWM) 158
16.2.1. Modulaţia MID (PWM) sinusoidală 159 Capitolul 17 SIMULAREA FUNCŢIONĂRII CONVERTOARELOR STATICE 165
17.1. Simulatorul PSPICE 165 17.1.1. Simularea convertoarelor de putere în PSPICE 167
17.2. Simulatorul CASPOC 169
III
Convertoare statice. Curs introductiv CUPRINS
17.3. Schema de principiu a convertorului analizat 171 17.3.1. Circuitul de forţă al invertorului 171 17.3.2. Circuitul de comandă 171 17.4. Simularea funcţionării schemei folosind programul PSPICE 174 17.5. Simularea funcţionării schemei folosind programul CASPOC 177
BIBLIOGRAFIE 180
IV
Convertoare statice. Curs introductiv Capitolul 1
Capitolul 1
GENERALITĂŢI PRIVIND CONVERTOARELE STATICE
1.1. Definiţie Convertoarele statice sunt echipamente care realizează conversia energiei
electrice tot în energie electrică şi a căror parte de forţă conţine, de regulă,
dispozitive semiconductoare comandate (tiristoare, triace, tranzistoare etc.) care
permit reglarea puterii medii transmise sarcinii. Convertoarele statice fi comandate
sau necomandate.
1.2. Locul convertoarelor statice în fluxul energetic Cel mai frecvent, convertoare statice sunt destinate sistemelor de acţionare
electrică de forţă, în care sarcina este, de obicei, un motor electric, dar mai sunt şi
alte aplicaţii.
Fig. 1.1
SP – su
S –
µP
1.3. Clasifica Există mai m
SP
CSBCI
S
µP
EP
. Locul convertoarelor statice în fluxul energetic [2]
rsă de putere (reţea de c.a.); CS - convertor static sarcină; BCI – bloc de comandă în circuit închis
– microprocesor; EP – electronică de putere
re ulte criterii de clasificare a convertoarelor statice:
1
Convertoare statice. Curs introductiv Capitolul 1
A) Din punct de vedere energetic 1. Convertoare statice c.a. – c.c. (redresoare) – realizează conversia
energiei electrice de c.a. în energie electrică de c.c., iar prin comandă se poate
regla valoarea medie a tensiunii redresate (tensiunea de ieşire).
Fig. 1.2. Convertor c.a. – c.c. (redresor comandat)
=
uc
U0~
~~u1, f1
2. Convertoare statice c.c. – c.a. (invertoare) – realizează conversia
energiei de c.c. în energie de c.a., iar prin comandă se poate regla frecvenţa
tensiunii de ieşire şi eventual, valoarea efectivă a acesteia.
=
uc
~~
Fig. 1.3. Convertor c.c. – c.a. (invertor)
3. Convertoare statice c.c. – c.c. (variatoare de tensiune continuă - VTC) – realizează conversia energiei de c.c. având parametrii constanţi tot în
energie de c.c., dar ai cărei parametri – valoarea medie a tensiunii – poate fi
reglată şi poate fi mai mare decât tensiunea de intrare. Aceste convertoare se mai
numesc şi choppere.
Fig. 1.4. Converto
=
uc
=
r c.c. – c.c. (variator de tensiune continuă - VTC)
(chopper)
2
Convertoare statice. Curs introductiv Capitolul 1
4. Convertoare statice c.a. – c.a. care realizează conversia energiei
electrice de c.a. având parametrii constanţi (amplitudine şi frecvenţă) tot în energie
de curent alternativ, dar ai cărei parametrii pot fi reglaţi prin comandă. Pot fi de
mai multe feluri:
4.1. Variatoare de tensiune alternativă – care permit numai reglarea
valorii efective a tensiunii de ieşire, frecvenţa acesteia fiind constantă şi egală cu a
tensiunii de alimentare.
Fig. 1.5. Variator de tensiune alternativă (VTA)
uc
~~u1, f1 u2, f1~~
4.2. Convertoare statice de tensiune şi frecvenţă (CSTF), care permit
reglarea atât a valorii efective a tensiunii de ieşire, cât şi a frecvenţei acesteia.
uc
~~u1, f1 u2, f2~~
Fig. 1.6. Convertor static de tensiune şi frecvenţă
(CSTF)
Convertoare statice de tensiune şi frecvenţă (CSTF) sunt clasificate în 2
categorii, în funcţie de modul în care realizează conversia energiei de c.a. în
energie de c.a.
a) CSTF directe – cicloconvertoare – realizează conversia c.a. – c.a. în
mod direct, fără a trece prin forme de c.a.
b) CSTF indirecte, care realizează conversia energiei în 2 trepte: c.a. – c.c.
– c.a. Acestea conţin:
- un redresor
- un invertor
- un circuit intermediar (de obicei o capacitate şi o inductanţă).
După caracterul circuitului intermediar, CSTF indirecte pot fi:
3
Convertoare statice. Curs introductiv Capitolul 1
a) CSTF de curent, când circuitul intermediar are caracteristicile unei
surse de curent, adică condensatorul Cd poate lipsi iar inductanţa Ld este de
valoare importantă – acesta este un invertor de curent.
=
uc2
~~=
uc1
~~
R I
CIu1, f1
Ld
Cd ud
Fig. 1.7. CSTF indirect
R – redresor; I – invertor; CL – circuit intermediar
b) CSTF de tensiune, când circuitul intermediar are caracterul de sursă de
tensiune, determinat de valoarea importantă a capacităţii Cd iar inductivitatea Ld
poate lipsi. În acest caz, invertorul are o structură specifică şi se numeşte invertor
de tensiune.
Pentru reglarea frecvenţei f2 a tensiunii de ieşire u2, comanda se aplică
invertorului I, iar după modul în care se reglează valoarea efectivă a tensiunii de
ieşire u2, CSTF poate fi:
a) CSTF cu modulaţie de amplitudine, când reglarea valorii efective a
tensiunii de ieşire u2 se face prin reglarea valorii medii a tensiunii din circuitul
intermediar. Rezultă că redresorul R este, în acest caz, este un redresor
comandat.
b) CSTF cu modulaţie în durată, când fiecare alternanţă a tensiunii de
ieşire u2 este formată din 1 sau mai multe pulsuri de amplitudine constantă, dar a
căror lăţime se poate modifica. Redresorul R este, în acest caz, un redresor
necomandat, iar reglarea valorii efective a tensiunii de ieşire se face prin comanda
aplicată invertorului.
B) Din punct de vedere al comutaţiei Se are în vedere modul în care se asigură energia necesară blocării
dispozitivelor semiconductoare.
4
Convertoare statice. Curs introductiv Capitolul 1
1. Convertoare statice cu comutaţie externă sau naturală, la care energia
necesară blocării dispozitivelor semiconductoare există în mod natural în circuit şi
provine de la o sursă externă (generatorul de putere sau sarcina).
În această categorie intră:
a) redresoare cu comutaţie naturală
b) variatoarele de tensiune alternativă
c) cicloconvertoarele
d) invertoarele cu comutaţie de la sarcină (invertoare ce alimentează
motoarele asincrone)
2. Convertoare statice cu comutaţie internă sau forţată, la care energia
necesară comutaţiei trebuie creată în structura convertorului (cazul tiristoarelor)
sau prin comandă (cazul dispozitivelor semiconductoare complet comandate).
În cazul convertoarelor statice cu comutaţie forţată cu tiristoare, energia
necesară comutaţiei se obţine prin încărcarea corespunzătoare a unei capacităţi.
Din această categorie fac parte:
a) variatoarele de tensiune continuă VTC
b) invertoarele din componenţa CSTF indirecte
3. Convertoare statice cu comutaţie “soft”, la care comutaţia are loc la
tensiune şi/sau curent nule. Obţinerea acestor condiţii se realizează prin
iniţializarea, prin comandă, a unor oscilaţii de curent şi tensiune. Aceasta este o
metodă nouă, modernă.
1.4. Tendinţe în dezvoltarea convertoarelor statice Iniţial, convertoarele statice se foloseau cu precădere în acţionările ce c.c.
Până în 1980, acţionările de c.a. reprezentau doar 25% din totalul acţionărilor
electrice, restul de 75% reprezentau acţionări de c.c.
Apariţia dispozitivelor semiconductoare complet comandate a creat
premisele dezvoltării acţionărilor de c.a. şi acestea au devenit mai economice
decât cele de c.c.
O acţionare electrică de putere este valabilă dacă are:
- randament ridicat
- putere reactivă redusă în c.a. (pulsaţii în c.c. reduse)
- răspuns rapid
5
Convertoare statice. Curs introductiv Capitolul 1
Principalele tendinţe în dezvoltarea electronicii de putere sunt:
a) Dezvoltarea dispozitivelor semiconductoare de putere.
Iniţial, în construcţia convertoarelor statice de putere se foloseau numai
tiristoare, tranzistoarele folosindu-se la puteri sub 100KW, la construcţia
variatoarelor de tensiune continuă şi a invertoarelor. După anul 1980, au început
să fie realizate dispozitive semiconductoare complet comandate de mare putere:
- tranzistoare MOS de mare putere
- tiristoare cu blocare pe poartă GTO
- tranzistoare bipolare cu poartă izolată IGBT
- tranzistoare cu inducţie statică SIT
- tiristoare cu inducţie statică SITh
Performanţele tipice ale convertoarelor statice (vezi şi Tabelul 1.1) sunt:
- tensiuni de străpungere > 1000V (1000 – 2000V) iar la GTO – 4500V
- curenţi direcţi: 200 – 3000A (GTO)
- puteri maxime: 200 – 3300W (GTO)
- frecvenţe de lucru: 1 – 300 KHz (SIT)
b) Dezvoltarea de noi topologii de convertoare statice.
Structurile de bază (clasice) ale redresoarelor şi invertoarelor sunt bine
cunoscute de câteva decenii. În prezent au apărut structuri noi, mai eficiente:
- invertoarele rezonante
- invertoarele cu comutaţie soft
- convertoare rezonante
c) Dezvoltarea şi perfecţionarea tehnicilor de comandă.
Comanda de tip PWM (Pulse Widh Modulation) folosită iniţial doar în
conversia c.c. – c.a. a fost extinsă şi la comanda invertoarelor de mare putere (de
ordinul MW), la comanda redresoarelor cu factor de putere unitar şi a
convertoarelor statice rezonante.
d) Perfecţionarea circuitelor de comandă
Până în anul 1980, pentru comanda convertoarelor statice se foloseau
exclusiv circuite analogice. În prezent se folosesc circuite digitale:
- convertoare D/A şi convertoare A/D
- circuite specializate ASIC
- procesoare de semnal DSP
6
Convertoare statice. Curs introductiv Capitolul 1
Tabelul 1.1. Performanţele unor dispozitive semiconductoare de putere
Dispozitivul semiconductor
U [V]
I [A]
toff
[µs] Pmax
[KVA] Frecvenţa
[KHz]
BPT 1200 300 15 – 25 180 0,5 – 5
MOSFET 1000 28 0,3 – 0,5 14 5 – 100
IGBT 1000 200 1 – 4 100 2 – 20
GTO 4500 3000 10 – 25 3300 0,2 – 1
SIT 1400 25 0,1 – 0,3 18 30 – 300
SITh 2000 600 2 - 4 300 1 - 10
1.5. Aplicaţii de bază Aplicaţiile convertoarele statice acoperă tot domeniul ingineriei electrice.
Cele mai importante sunt:
- acţionările electrice
- tracţiunea electrică
- aplicaţiile casnice
Alte aplicaţii:
- surse de putere în comutaţie
- transmisia energiei electrice în c.c. (puteri mai mari de 1GW)
- încălzirea prin inducţie
a. Surse de putere
În aceste aplicaţii se folosesc în special convertoare rezonante. Densitatea
de putere a depăşit 2000W/cm3, iar frecvenţa de comandă PWM – 40KHz.
b. UPS – surse de alimentare neîntreruptă
Aceste echipamente sunt destinate în special alimentării calculatoarelor
personale, în scopul prevenirii pierderii de informaţii la întreruperile accidentale ale
tensiunii reţelei de alimentare. Pentru puteri sub 200KVA se folosesc convertoare
statice echipate cu IGBT. În prezent s-a ajuns până la puteri de ordinul MVA.
c. Transportul energiei în c.c. şi înaltă tensiune
Pentru acest tip de aplicaţii, în staţiile linilor de transport al energiei în c.c.
şi înaltă tensiune se folosesc cele mai mari convertoare statice, puterile instalate
depăşind 1GW.
7
Convertoare statice. Curs introductiv Capitolul 1
d. Compensatoare de putere reactivă
Pentru comanda inductivităţilor şi conectarea de capacităţi în scopul
îmbunătăţirii factorului de putere se utilizează convertoare statice echipate cu
tiristoare.
e. Servoacţionări electrice Pentru multe aplicaţii casnice (cel mai bun exemplu fiind cel al maşinilor de
spălat automate) se folosesc convertoare statice de puteri mici, echipate cu
tranzistoare MOSFET, în care se utilizează comanda PWM.
f. Acţionări industriale
Pentru obţinerea de performanţe energetice bune, în acest tip de aplicaţii
de putere mare (peste 10KW) se utilizează invertoare cu 3 nivele. Convertoarele
statice se folosesc atât în acţionări de c.c. cât şi de c.a.
g. Tracţiunea electrică În acest tip de aplicaţii se folosesc convertoare statice cu funcţionare în 4
cadrane şi invertoare comandate prin metoda PWM. Convertoarele statice folosite
pentru acţionarea motoarelor asincrone se utilizează în transporturile feroviare
încă din anii 1980. Alte aplicaţii:
- tracţiunea cu suspensie magnetică
- tracţiunea cu motoare sincrone liniare
- tracţiunea cu motoare sincrone în regim autopilotat
h. Încălzirea prin inducţie
Până în 1990, generatoarele pentru încălzire prin inducţie au folosit maşini
rotative sau tuburi electronice de mare putere (la înaltă frecvenţă). În prezent în
aceste aplicaţii, până la frecvenţe de 10 – 20KHz se folosesc tiristoare rapide.
Folosind convertoare echipare cu SIT şi MOSFET s-a ajuns până la frecvenţe de
400KHz.
i. Instalaţii de aer condiţionat
În acest tip de aplicaţii, pentru alimentarea motocompresoarelor se folosesc
invertoare comandate prin metoda PWM. Reglajul continuu al vitezei de rotaţie
face ca randamentul să fie cu 20% mai bun decât în controlul convenţional de tip
on – off. În plus, această metodă de comandă permite reducerea zgomotului şi a
vibraţiilor.
8
Convertoare statice. Curs introductiv Capitolul 2
Capitolul 2
DISPOZITIVE SEMICONDUCTOARE FOLOSITE ÎN REDRESOARELE COMANDATE
În ultimele decenii am asistat la o dezvoltare masivă a convertoarelor
statice şi a domeniilor în care sunt utilizate, determinate de:
- creşterea puterii (în tensiune şi curent) a dispozitivelor semiconductoare
- reducerea costurilor de fabricaţie
- apariţia de dispozitive semiconductoare noi complet comandate.
Posibilitatea utilizării dispozitivelor semiconductoare într-un anume tip de
convertor static este determinată de:
- caracteristica statică curent-tensiune
- viteza de comutaţie
- caracteristicile de comandă
În funcţie de posibilitatea de comandă, dispozitivele semiconductoare
folosite în construcţia convertoarelor statice, se împart în următoarele categorii:
a) dispozitive necomandate (diodele) – la care intrarea şi ieşirea din
conducţie sunt determinate de tensiunea de polarizare aplicată dispozitivului
b) dispozitive semicomandate (tiristoarele) – la care intrarea în conducţie
(amorsarea) se face prin comandă pe poartă iar ieşirea (blocarea) se face cu un
circuit de blocare special
c) dispozitive complet comandate – la care atât deschiderea cât şi
blocarea se face prin comandă aplicată pe un electrod de comandă:
- tranzistoarele bipolare de putere BPT (Bipolar Power Transistors)
- tranzistoare MOSFET (MOS Field Effect Transistors)
- tiristoarele cu blocare pe poartă GTO (Gate Turn Off Thyristors)
- tranzistoare bipolare cu poartă izolată IGBT (Isolated Gate Bipolar
Transistors)
- tranzistoare cu inducţie statică SIT (Static Induction Transistors)
- tiristoarele cu inducţie statică SITh (Static Induction Thyristors)
- tiristoarele cu comandă MOS-MCT (MOS Controlled Thyristors)
9
Convertoare statice. Curs introductiv Capitolul 2
2.1. Tiristorul
Tiristorul este principalul dispozitiv al electronicii de putere. El este constituit
dintr-o structură pnpn dispusă între 2 electrozi - anodul A şi catodul K. Dispozitivul
are un electrod de comandă – grila G (gate - poartă). Tiristorul, după cum
semnifică şi simbolul său, conduce doar într-un singur sens, conducţia fiind
declanşată, de obicei, de o comandă aplicată pe poartă. Amorsarea intempestivă
a dispozitivului se poate produce, după cum se va vedea şi în cele ce urmează,
atunci când tensiunea anodică uA depăşeşte o anumită valoare de prag UBR, sau
când viteza de creştere a acesteia duA/dt este mai mare decât o valoare critică.
iA
disti
dou
nul,
de a
este
Fig. 2.1. Tiristorul: simbol şi caracteristică statică
A
K
G
IA
IGUA
IH
0 UBRuA
iG=0iG1 iG2
Caracteristica statică (iA, uA) din fig. 2.1 prezintă 4 regiuni de funcţionare
ncte:
- regiunea de conducţie
- regiunea de blocare în conducţie directă
- regiunea de blocare în conducţie inversă
- regiunea de rezistenţă negativă
După cum se poate vedea din fig. 2.1, în funcţionarea tiristorului se disting
ă stări (regimuri de funcţionare) stabile:
• starea de blocare, când tiristorul nu conduce, curentul prin el fiind practic
iar tensiunea pe dispozitiv având valori mari, apropiate de valoarea tensiunii
limentare;
• starea de conducţie, în care tiristorul conduce, iar tensiunea pe dispozitiv
practic nulă (1-2V).
10
Convertoare statice. Curs introductiv Capitolul 2 Amorsarea sau aprinderea tiristorului este procesul de trecerea al acestuia
din blocare în conducţie. Fenomenul se produce rapid, punctul static de
funcţionare parcurgând porţiunea de rezistenţă negativă de pe caracteristica
statică, numai dacă sunt îndeplinite următoarele condiţii:
a) tensiunea pe dispozitiv este pozitivă ( uA>0 )
b) există comandă pe grilă (iG >0)
c) curentul anodic este mai mare decât curentul de menţinere IH (holding
current) iA > IH
Trebuie menţionat că, după amorsare, comanda pe poartă devine
inoperantă, tiristorul rămânând în conducţie un timp nedefinit, dacă sunt îndeplinite
condiţiile a) şi c) de mai sus.
Blocarea (stingerea) tiristorului se poate face:
a) prin scăderea naturală a curentului anodic iA sub valoarea de menţinere
IH sau prin anularea curentului anodic (iA ≤ 0)
b) prin devierea curentului anodic printr-o altă latură de circuit, de
impedanţă scăzută
c) prin aplicarea unei tensiuni inverse pe tiristor (polarizare inversă).
În circuitele practice se aplică cu precădere ultimele 2 metode de stingere
(convertoare statice cu comutaţie forţată).
2.1.1. Caracteristici funcţionale
În multe cazuri tiristorul poate trece în conducţie instantaneu, fără comandă
pe poartă. Dacă viteza de creştere a curentului anodic (diA/dt) este mai mică în
comparaţie cu timpul necesar joncţiunilor semiconductoare să atingă starea de
conducţie directă completă, cu densitate de curent uniformă, acest lucru se
petrece fără ca tiristorul să se distrugă.
În cazul în care viteza de creştere a curentului anodic (diA/dt) este foarte
rapidă în comparaţie cu viteza de propagare a fenomenului de amorsare a
joncţiunii, se produce un aşa-numit "punct fierbinte" (încălzire locală puternică)
datorat densităţii de curent mare în acea regiune a joncţiunii, aceasta permiţând
trecerea în conducţie. În particular, dacă tiristorul este basculat de la o tensiune de
blocare mare cu o valoare mare a di/dt, disiparea de putere la trecerea în
11
Convertoare statice. Curs introductiv Capitolul 2
conducţie a tiristorului poate duce la o creştere excesivă a temperaturii joncţiunilor,
ceea ce determină distrugerea dispozitivului prin aşa numitul efect de "punct
fierbinte".
Viteza de creştere a curentului anodic
Viteza de creştere a curentului anodic dtdi se defineşte astfel (vezi fig. 2.2):
t10
IFM
IFM/2
i
t
Fig. 2.2. Viteza de creştere a curentului anodic
dtdi =
1
FM
2tI
Tensiuni nominale a) Tensiune inversă VROM(rep) şi VROM(non-rep). În conducţie inversă, tiristorul
se comportă ca o diodă redresoare.
VROM(rep) - tensiunea repetitivă inversă maximă (poarta deschisă).
VROM(non-rep) - tensiunea nerepetitivă inversă maximă reprezintă tensiunea
inversă (non) repetitivă care se poate aplica tiristorului între A şi K cu poarta în gol
(incluzând fenomenele tranzitorii neperiodice);
b) Tensiunea directă de blocare maximă VFXM sau VFOM (gate open).
Valoarea instantanee maximă a tensiunii A-K pentru care tiristorul nu basculează.
c) Tensiunea directă maximă PFV
Tiristorul poate fi comutat în conducţie în absenţa comenzii pe poartă,
depăşindu-se tensiunea de basculare directă V(BR)FX în condiţiile de temperatură
prevăzute.
Deşi tiristoarele sunt proiectate să fie comutate în conducţie prin comandă
pe poartă, trecerea în conducţie prin depăşirea V(BR)FX nu este distructivă, dacă
di/dt nu depăşeşte valoarea maximă admisibilă. Unele tiristoare au indicată în foile
12
Convertoare statice. Curs introductiv Capitolul 2
de catalog o tensiune PFV nominală. În general, aceasta este mai mică decât
VFXM.(vezi fig. 2.3).
Viteza de creştere a tensiunii directe (duA/dt)
O viteză mare de creştere a tensiunii directe (A-K) poate produce
comutarea intempestivă a tiristorului în conducţie. În interesul fiabilităţii
dispozitivului, este important să se cunoască caracteristicile de fabricaţie ale
tiristorului, pentru a se respecta capacitatea dispozitivului de a suporta efectul
duA/dt.
PFVV FXM
u
Tiristorul basculează în conducţie numai cu comandă pe poartă
PFVV
FXM
u
Tiristorul poate trece în conducţie dar nu se distruge dacă di/dt este în limita admisă de
dispozitiv
PFVVFXM
u
Tiristorul poate trece în conducţie şi se poate distruge
Fig. 2.3. Tensiuni nominale
13
Convertoare statice. Curs introductiv Capitolul 2 Se pot defini următoarele caracteristici ale unui tiristor, vis-a-vis de viteza
de creştere a tensiuni aplicate pe dispozitiv:
a) Capacitatea statică de a suporta efectul duA/dt. Se consideră cazurile în
care se alimentează dispozitivul de la o sursă de tensiune anodică care are
fenomene tranzitorii variabile rapid în timp.
b) Viteza maximă admisibilă la reaplicarea tensiunii de blocare directă.
Y-Ax
isV/µs
dv
0
25
75
%
100
150
200
300
t
50
dtdv
dt
V40 80 120 160 tg
0C
FOM
0
Fig. 2.4. Creşterea tensiunii directe
Caracteristica de blocare
Dacă o tensiune directă se aplică unui tiristor prea devreme, după ce
încetează circulaţia curentului anodic, tiristorul tinde să treacă din nou în starea de
conducţie. Este deci necesar să se aştepte un interval de timp definit după
încetarea circulaţiei curentului anodic, înainte ca tensiunea directă să poată fi din
nou aplicată. Intervalul între t3 şi t8 (fig. 2.5) poate fi deci micşorat până la punctul
la care se constată că tiristorul poate să suporte o tensiune directă. Acest interval
nu este constant şi depinde de câţiva parametri. Astfel, timpul minim între t3 şi t8
este proporţional cu:
creşterea temperaturii joncţiunii; ♦
♦
♦
creşterea amplitudinii curentului direct (t1-t2);
viteza de scădere a curentului direct (t2-t3);
14
Convertoare statice. Curs introductiv Capitolul 2
♦
♦
♦
♦
♦
♦
scăderea curentului invers maxim (t4);
scăderea tensiunii inverse maxime (t5-t7);
creşterea vitezei de reaplicare a tensiunii de blocare directă (t8-t9);
creşterea tensiunii de blocare directă (t9-t10);
creşterea impedanţei externe pe poartă;
polarizarea porţii cu o tensiune mai pozitivă.
PolarizPoarta
a evita acest
conectează o
Dacă c
poate să curg
tiristorului, dac
circuitului de p
Polariz
V(BR)FX şi a ca
joncţiunii. Efe
ttt
t
t
tt
tttt
tt
ttt
t
1
57
8 9 101 2
2 3
3
4
4
6
off
tens
iune
dire
cta
tens
iune
inve
rsa
cure
nt d
irect
cure
nt in
vers
Fig. 2.5. Caracteristicile de blocare ale tiristorului
area negativă a porţii nu trebuie să fie niciodată mai negativă în raport cu catodul. Pentru
lucru (depăşirea tensiunii nominale inverse maxime de poartă) se
diodă, fie între poarta G şi catod K, fie în serie cu poarta G.
ircuitul G-K este deschis în timp ce tiristorul conduce direct, prin el
ă un curent negativ considerabil, care poate provoca distrugerea
ă nu este limitat. Acest curent se limitează l numai prin impedanţa
oartă.
IbR
Db UE −≈
area negativă a porţii când anodul este pozitiv duce la creşterea
pacităţii de a suporta efectul duA/dt pentru o temperatură dată a
ctul negativării porţii este important pentru V(BR)FX în cazul
15
Convertoare statice. Curs introductiv Capitolul 2
tiristoarelor cu o suprafaţă mică a joncţiunii. Sursa Eb şi rezistenţa R se aleg în
cazul b) astfel încât Ib≈IFXM - curentul de blocare direct (pentru un tiristor de mică
putere are o valoare < 5A).
R Is
I FXM
+-Eb
R
I FXM
+-
IG
a) b)
Fig. 2.6. Situaţii de polarizare negativă a porţii
a) tensiune de polarizare; b) curent de polarizare
Bascularea pe poartă în c.c. Funcţia de bază a circuitului de comandă este aceea de sursă simultană de
curent de poartă de basculare IGT şi de tensiune de poartă de basculare VGT
asociată acestui curent.
Porţiunea haşurată din fig. 2.7 conţine toate punctele posibile de basculare
(IGT, VGT) pentru condiţiile limită specificate. Acestea sunt:
(A) - (B) – limitele ariei de comandă de preferinţă
(C) - tensiunea de poartă directă de vârf, nominală admisibilă VGF;
(D) - puterea de poartă maximă nominală admisibilă PGM
Dreapta de sarcină Dreapta de sarcină trebuie să intersecteze caracteristica de poartă a
tiristorului în regiunea de comandă recomandată.
Intersecţia reprezintă punctul static de funcţionare el şi trebuie să fie
localizat, pe cât posibil, în apropierea curbei de putere de poartă maxim
admisibilă. Timpul de creştere a curentului de poartă trebuie să fie de mai mulţi
amperi/µs, pentru a micşora timpul de basculare în conducţie (amorsare), mai ales
16
Convertoare statice. Curs introductiv Capitolul 2
la comutarea curenţilor mari. Aceasta va duce la o disipare minimă în timpul
comutării anodice şi la o instabilitate minimă.
0,4 0,8 1,2 1,6 2,4 2,8Curent de poartã instantaneu [A]
Tens
iune
de
poar
tã in
stan
tane
e
[V
]0
2
4
6
8
10
(A)
(B)
(C)
(D)Putere de poartã instantanee maxim
admisibilã
Arie de comandã depreferintã
01
2
3
+125 0C-65 0C
Fig. 2.7. Condiţii de basculare
i GISC
(D)
(B)
Caracteristica SCR
Fig. 2.8. Dreapta de sarcină
Tensiunea de poartă, pozitivă, la care tiristorul nu trece în conducţie În fig. 2.9 se observă că există o tensiune maximă de poartă (pozitivă) la
care tiristorul nu basculează în conducţie. De exemplu, pentru tiristorul 2N681, la
1250C, această tensiune este de 0,25V. Această limită este importantă când se
proiectează circuitul de comandă, care poate avea un curent de scurgere când nu
există semnal de basculare (cuplarea directă a circuitelor de comandă cu TUJ).
Pentru a preveni comutările false, trebuie conectată o rezistenţă RG la bornele
circuitului de comandă. Valoarea ei în ohmi nu trebuie să depăşească valoarea:
17
Convertoare statice. Curs introductiv Capitolul 2
RG= repaos de maxim curent
basculeaza nu care la poarta de maxima tensiunea
VG
T
i
VG
g Fig. 2.9. Domeniul tensiunii de comandă pe poartă
2.1.2. Tipuri de tiristoare
a) ASCR – Asymetrical Controlled Rectifier – tiristorul cu blocare
asimetrică. Are un timp redus de dezamorsare tq, dar tensiunea ce poate fi
blocată în sens invers este mai mică decât cea în sens direct: VRRM < VDRM.
A
antipa
reven
K
G
Fig. 2.10. Simbolul tiristorului ASCR
b) RCT – Reverse Conductivity Thyristor – modulul tiristor – diodă.
A
K
G
A
K
G
Fig. 2.11. Simbolul tiristorului RCT
Este constituit dintr-un tiristor asimetric şi o diodă redresoare, conectate
ralel. Comparativ cu tiristoarele normale, acest tip de tiristor are un timp de
ire tq cu 40% mai mic şi o cădere de tensiune în sens direct cu 30% mai
18
Convertoare statice. Curs introductiv Capitolul 2
mică decât tiristorul obişnuit. Permite pante de creştere a tensiunii anodice duA/dt
de până la 1000V/µs.
c) Tiristoa
un impuls luminos
de c.c. de înaltă te
2.1.3. TranTransforma
generatorul de im
izolare galvanică
sarcină (circuitul d
Transforma
raportul de transfo
TI poate fi
o rezistenţă serie
tiristorului, sau o
t
t
t
q
IA
UA
trq
0
0
Fig. 2.12. Timpul de amorsare ai unui RCT
re cu comandă optică - sunt tiristoare care pot fi comandate cu
, în UV sau IR (optotiristoare, fototiristoare). Se folosesc la liniile
nsiune. A
K
G
sformatoare de impulsuri (TI) toarele de impulsuri sunt utilizate, de obicei, pentru a cupla
pulsuri de declanşare la poarta tiristorului. Astfel se obţine şi o
între cele două circuite – circuitul de comandă şi circuitul de
e putere).
toarele folosite, de obicei, pentru comanda tiristoarelor, au
rmare 1:1 la 2 înfăşurări, sau 1:1:1 la 3 înfăşurări.
conectat direct între poarta G şi catodul K, sau poate avea câte
pentru fiecare înfăşurare, pentru a reduce curentul de blocare al
diodă serie pentru a preveni curenţii inverşi de poartă. Această
19
Convertoare statice. Curs introductiv Capitolul 2
diodă reduce, de asemenea, curentul de blocare al tiristorului. În toate cazurile în
care există un nivel mare al zgomotului, este necesar să se încarce secundarul
transformatorului cu o rezistenţă pentru a preveni comenzile false.
T P G
a)
T P G
SCR1
SCR2
1:1:1
TI
b)
Fig. 2.13. Transformatoare de impulsuri pentru comanda tiristorului
a) cu 2 înfăşurări secundare; b) cu 3 înfăşurări secundare
O metodă simplă de test a unui transformator de impulsuri este folosirea
unui generator de impulsuri (TPG) pentru a comanda o rezistenţă de 20 şi apoi
folosirea TI pentru comandarea aceleiaşi rezistenţe. Dacă forma impulsurilor la
bornele rezistenţei este aceeaşi, transformatorul este perfect.
Ω
Factorii de care trebuie ţinut seamă la proiectarea transformatoarelor de
impulsuri sunt următorii:
♦
♦
♦
♦
inductanţa de magnetizare a primarului trebuie să fie suficient de mare
astfel încât curentul de magnetizare să fie mic în comparaţie cu pulsul de curent;
deoarece cele mai multe generatoare de impulsuri sunt unilaterale,
saturarea miezului trebuie evitată;
izolaţia între înfăşurări trebuie să fie adecvată pentru aplicaţie, incluzând
fenomenele tranzitorii;
Capacităţile între înfăşurări sunt de obicei nesemnificative, dar pot deveni
supărătoare la semnale sporadice (parazite) de frecvenţă înaltă.
20
Convertoare statice. Curs introductiv Capitolul 2
2.2. Triacul
Triacul diferă de tiristor prin faptul că poate conduce în ambele sensuri, cu
semnal de comandă pe poartă pozitiv sau negativ.
Versatilitatea triacului şi simplitatea utilizării lui îl fac ideal pentru o mare
varietate de aplicaţii care implică controlul puterii de c.a.
T1
Regiun
paralel cu un c
2.2.1. CRegiun
poate lucra în
T2 (♦
♦
♦
♦
T2 (
T2 (
T2 (
De obic
V(BR) - d
până când cur
Întrucât
de mică ener
posibilităţi de a
Comuta
de la TUJ, cu l
nn
n pnp
TG 2
2
14
3
n 4
1
2
Fig. 2.14. Triacul: structur
ea directă între T1 şi T2 este
omutator n-p-n-p.
aracteristici funcţionale
ea porţii este un aranjament m
fiecare din următoarele 4 modur
+), curent de poartă pozitiv;
+), curent de poartă negativ;
-), curent de poartă negativ;
-), curent de poartă pozitiv.
ei, în studiul funcţionării triaculu
acă V > V(BR), triacul comută î
entul scade sub curentul de men
triacul poate fi comutat cu un
gie, în fiecare din cele 4 ca
legere a modului de comandă.
rea poate fi realizată în c.c., în
ămpi cu neon, cu diac etc.
G
T1
T2
ă fizică şi simbol
în esenţă un comutator p-n-p-n, în
ai complex, care se consideră că
i:
i se ia ca punct de referinţă T1.
n stare de conducţie şi rămâne aşa
ţinere (holding current) – IH.
curent de poartă pozitiv sau negativ
drane, proiectantul are mai multe
c.a. redresat sau c.a., cu impulsuri
21
Convertoare statice. Curs introductiv Capitolul 2
Fig. 2.15. Caracteristica statică a triacului
-V(BR)
Cadranul QI
(BR)+V
+IA
+V
QI
IG=0
(T +)2
I H
IG=0
Q III
T -2( )
Moduri de comutare:
I +; Q1, curent şi tensiune de poartă (+);
II -; Q1, curent de poartă (+) şi tensiune (-);
III +; Q3, curent de poartă (-) şi tensiune(+);
IV -; Q3, curent şi tensiune de poartă (-);
Sensibilitatea triacului este mai mare în modurile [I+] şi [III-], mai mică în [I-]
şi cea mai mică în [III+]. Modul [III-] nu trebuie folosit decât în circuite speciale.
Sursa de impulsuri dreptunghiulare aplicată pe poartă furnizează impulsuri
având timpul de creştere egal cu cca.10% din lărgimea impulsului.
O diferenţă importantă între folosirea unei perechi de tiristoare şi folosirea
unui triac într-un circuit de c.a. este aceea că tiristorul are la dispoziţie pentru
stingere (turn off ) o jumătate de ciclu (o semialternanţă a tensiunii de alimentare),
pe când triacul trebuie să comute în blocare în timpul trecerii prin zero a curentului
de sarcină.
Abilitatea triacului de a amorsa sau de a trece în blocare depinde puternic
de temperatură. Blocarea triacului, când comanda pe poartă este îndepărtată,
semnifică faptul că temperatura maximă a joncţiunii nu a fost depăşită.
Folosirea triacului la sarcini puternic inductive pune câteva probleme
deosebite. Una din acestea este comutarea datorată efectului duA/dt (viteza de
creştere a tensiunii anodice directe). Într-un circuit inductiv, curentul este defazat
22
Convertoare statice. Curs introductiv Capitolul 2
în urma tensiunii şi atinge valoarea zero puţin după ce tensiunea a atins o
polaritate inversă (fig. 2.16).
Deoarece triacul se blochează la curent zero şi în punctul respectiv nu
există curent prin inductanţă, tensiunea de linie instantanee apare pe triac la o
viteză de creştere limitată numai de capacitatea de fugă şi de capacitatea triacului,
Cs. Pentru ca triacul să comute off cu certitudine este necesar, adesea, să se
limiteze viteza de creştere a tensiunii cu o capacitate adiţională de protecţie C1.
Fig. 2.16. Defaz
tensiune
anod
De asemenea, este
supracreşterilor de tensiun
oscilaţiile curentului ce trece
Fig. 2.1
Pentru cele mai mul
0,1µF pentru R1 şi C1 limite
cca. 1V/µs. Valoarea exact
necesară în cazul fiecărei ap
area curentului prin triac în urma tensiunii
ΦΦ
curent de sarcina
ice în cazul sarcinilor inductive
necesară o rezistenţă R1 pentru amortizarea
e datorate sarcinilor inductive şi care să limiteze
prin condensator când triacul conduce (fig. 2.17).
LR
R
C
C
1
1
S
Sarcina
7. Conectarea triacului în circuit
te aplicaţii cu sarcini inductive, valorile de 100 Ω şi
ază viteza de creştere a tensiunii pe tiristor duA/dt la
ă a lui R1 trebuie determinată pentru amortizarea
licaţii în parte.
23
Convertoare statice. Curs introductiv Capitolul 2 Comutarea sincronă (la tensiune zero)
În cazul funcţionării tiristoarelor sau triacelor ca şi comutatoare, variaţiile
bruşte ale curentului anodic cauzează o creştere considerabilă a interferenţelor de
radiofrecvenţă (RFI) care sunt generate. În comutarea unor sarcini rezistive mari,
cum ar fi radiatoarele, este de dorit minimizarea valorii RFI generate. Una din căile
posibile pentru a realiza aceasta este comutarea triacului (sau tiristorului) cât mai
aproape posibil de punctul în care tensiunea de alimentare trece prin zero.
Această metodă este cunoscută drept comutare sincronă sau la tensiune zero.
Comutarea la tensiune zero este utilizată pe larg în circuitele de control a
temperaturii, împreună cu tehnica controlului proporţional.
Această metodă (comandă on-off) permite variaţia puterii medii aplicate
sarcinii, prin alternarea ciclurilor complete de conducţie (on) respectiv de blocare
(off), a curentului prin sarcină.
2.3. Dispozitive semiconductoare complet comandate
Caracteristica principală a acestei categorii de dispozitive semiconductoare
este posibilitatea blocării prin comandă pe un electrod.
Caracteristicile
a) în stare blo
b) în stare de
c) trecerea di
i
uT
T
Fig. 2.18. Simbolul unui dispozitiv
complet comandat
principale ale unui element complet comandat ideal sunt:
cată curentul prin dispozitiv este nul
conducţie tensiunea pe element este nulă
n blocare în conducţie sau invers se face instantaneu
24
Convertoare statice. Curs introductiv Capitolul 2 2.3.1. Tiristorul cu blocare pe poartă (GTO) GTO reprezintă abrevierea denumirii dispozitivului în limba engleză: Gate-
Turn-Off-Thyristor. Tiristorul cu blocare pe poartă (cu comandă bilaterală) este un
dispozitiv cu structură pnpn, care poate fi amorsat la fel ca şi tiristorul, dar care
poate fi şi blocat tot prin comandă pe poartă, prin aplicarea unui impuls de
tensiune negativ. Această proprietate conferă câteva avantaje:
- flexibilitate mai mare în utilizarea GTO la construcţia convertoarelor
statice;
- reducerea gabaritului schemelor de comandă prin reducerea numărului
de componente folosite;
- creşterea fiabilităţii.
A
Fig. 2.19. Simbolul GTO
K
G
IA
UAK
IG
Schemele pentru comanda GTO sunt complexe şi la proiectarea lor trebuie
să se ţină seama de câteva caracteristici speciale ale acestui dispozitiv:
- amplitudinea şi durata impulsurilor negative de blocare sunt mai mari
decât valorile tipice ale parametrilor corespunzători impulsurilor de amorsare
- valoarea maximă a tensiunii inverse este limitată
- rezistenţa grilă-catod creşte substanţial în timpul procesului de blocare,
ceea ce provoacă o reducere progresivă accentuată a curentului de comandă
extras din poartă
- câştigul operaţional în curent, la blocare, are valori cuprinse între 1 şi 4,
ceea ce reprezintă unul dintre principalele dezavantaje ale GTO.
Avantaje:
- micşorarea numărului componentelor electronice de putere
- reducerea gabaritului
- creşterea fiabilităţii
- micşorarea costurilor
25
Convertoare statice. Curs introductiv Capitolul 2 Schemele folosite pentru comanda GTO sunt scheme complexe.
Parametrii specifici ai unui GTO sunt:
1. Curentul anodic maxim controlabil pe poartă în regim nerepetitiv –
curentul care poate fi întrerupt sigur, printr-un impuls negativ aplicat pe poartă
(grilă) - ITQRM
2. Curentul anodic maxim controlabil pe poartă în mod repetitiv ITQRM –
valoarea maximă a curentului ce poate fi întrerupt sigur, în mod repetat – trebuie
precizată şi frecvenţa de comandă ITQRM < ITQM (de câteva ori chiar).
3. Timpul de blocare tq – care se specifică, de regulă, pentru curentul
anodic ITQRM, la temperatura maximă a joncţiunii – este timpul care se scurge de la
aplicarea impulsului negativ de blocare pe grilă până la blocarea fermă a
tiristorului.
4. Valoarea critică a pantei de creştere a tensiunii reaplicate în sens direct,
la stingerea tiristorului dVD/dt critic.
5. Tensiunea inversă maximă pe poartă VGRM – valoarea maximă absolută
a tensiunii negative ce poate fi aplicată pe grilă: (-7 ÷ -20)V.
6. Rata critică de creştere a curentului invers pe poartă diGR/dt critic - poate
fi cuprinsă între 1A/µs – 30A/µs.
7. Raportul 41÷=GRM
TQRM
II
- deci este necesar un curent de blocare pe
poarta G de acelaşi ordin de mărime cu curentul de amorsare ITQRM.
Observaţii
1. De obicei, amplitudinea şi durata impulsurilor negative de blocare pe
grilă sunt superioare celor de amorsare (vezi figura de mai jos).
iG
IGP
IGC
IGR
0 t
26
Convertoare statice. Curs introductiv Capitolul 2 2. Pe toată durata conducţiei GTO trebuie menţinut un curent de grilă IGC
diferit de 0, pozitiv, de valoare redusă.
3. Pentru limitarea pierderilor la amorsare, curentul de amorsare are un
vârf IGP de durată redusă.
4. Aplicarea impulsurilor de amorsare/stingere se face, de obicei, printr-un
transformator de impulsuri sau cu scheme care utilizează tranzistoare MOSFET.
Trebuie remarcat că valoarea rezistenţei spaţiului G-K variază mult în timpul
trecerii din conducţie în blocare (de la valori de ordinul a 10mΩ la sute de ohmi).
2.3.2. Tranzistoare bipolare de putere (BPT) Tranzistorul lucrează, de obicei, în regim de comutaţie (blocat/saturat), deci
trebuie luat în consideraţie βsat, care are valoarea uzuală βsat = 5 ÷ 10.
Pentru a evita folosirea unor curenţi de comandă pe bază de valoare mare
se folosesc structuri de tip Darlington.
Fig. 2.20. Struc
Deoarece tranzistoarele
diode conectate antiparalel cu
Parametrii de interes:
1. Curentul mediu max
2. Curentul de colector
3. VCE0 – tensiunea co
4. VCEX – tensiunea c
negativ (VCE0 max ≈1400V; ICM
5. Frecvenţa maximă d
tură Darlington cu tranzistoare bipolare npn
bipolare nu pot prelua tensiuni inverse, se folosesc
tranzistoarele.
im de colector, în regim permanent ICM
de vârf în regim tranzitoriu (10 ms)
lector-emitor în stare blocată, cu baza nepolarizată
olector-emitor în stare blocată, cu baza polarizată
= 300A)
e lucru (0,5 – 5KHz)
27
Convertoare statice. Curs introductiv Capitolul 2 Observaţie
La trecerea din saturaţie în blocare, pentru micşorarea timpului de
comutare, pe baza tranzistorului bipolar trebuie aplicate impulsuri de tensiune de o
formă specială, care să ducă la apariţia unui impuls de curent de bază negativ, de
valoare mare. Acesta va permite extragerea rapidă din bază a purtătorilor de
sarcină în exces, ducând la anularea rapidă a IC şi deci la blocarea dispozitivului.
2.3.3. Tranzistoare MOSFET de putere
Acest tip de tranzistoare s-a dezvoltat rapid după 1980, înlocuind treptat
tranzistoarele bipolare BPT, în special în aplicaţiile de putere de frecvenţă înaltă.
D
G
S
iD
Canal "n"
D
G
S
iD
Canal "p"
+ -
- + UGSP
ID
UGS0
Fig. 2.21. Tranzistorul MOSFET de putere: simboluri şi
caracteristica de transfer pentru un tranzistor cu canal “n”
Tehnologia de fabricare a tranzistoarelor de putere MOSFET cu canal n
este mai simplă şi de aceea în electronica de putere se foloseşte aproape în
exclusivitate acest tip de tranzistoare. Pentru conducţie, un tranzistor MOSFET cu
canal n are nevoie de o tensiune de poartă pozitivă mai mare decât o tensiune de
prag (threshold): UGS > UGSP
Timpii de conducţie sunt de ordinul 102ns, deci frecvenţa de lucru este în
plaja (30 ÷ 100) KHz.
Valori uzuale pentru tranzistoarele MOSFET de putere moderne:
UDS > 1000V pentru ID = (10 ÷ 20)A
UDS ~ 102V pentru ID > 100A
UGS Max = ± 20V (poate fi şi de 5V)
28
Convertoare statice. Curs introductiv Capitolul 2 Valorile limită absolute:
1. UDSM – tensiune drenă-sursă maximă admisă
2. UGSM – tensiune grilă-sursă maximă admisă
Pentru o comutaţie rapidă, curentul de grilă poate lua valori de vârf de
ordinul 1A sau mai mult.
Semnalul de comandă obţinut de la un circuit logic sau de la un µP trebuie
amplificat. Circuitele de comandă trebuie să poată asigura forma corespunzătoare
a semnalului necesar pe poartă G.
Comparaţie între tranzistoarele MOS de putere şi cele bipolare
Pe lângă avantajul că purtătorii de sarcină sunt de un singur tip şi datorită
acestui fapt nu apar probleme legate de evacuarea sarcinii în exces socate,
tranzistoarele MOS de putere au, faţă de tranzistoarele bipolare şi alte avantaje:
- fiabilitate mai mare
- reproductibilitate mai bună a parametrilor
- comanda se face în tensiune, puterea necesară fiind mult mai mică
- timpii de comutaţie sunt mai reduşi, deci frecvenţa de lucru este mai
mare
- absenţa fenomenului de străpungere secundară şi a aşa numitelor
“puncte fierbinţi”
- capabilitate mai mare de supraîncărcare în curent
Dintre dezavantaje trebuie menţionate următoarele:
- costuri mai mari pentru aceeaşi putere
- rezistenţa echivalentă în blocare (stare off) mai mică decât în cazul
tranzistoarelor bipolare
- rezistenţa echivalentă în stare de saturaţie (stare on) mai mare decât în
cazul tranzistoarelor bipolare
- căderea de tensiune pe dispozitiv în stare de conducţie este mai mare
decât tensiunea corespunzătoare de saturaţie a tranzistoarelor bipolare
29
Convertoare statice. Curs introductiv Capitolul 2 2.3.4. Tranzistoare bipolare cu poarta izolată (IGBT) Tranzistorul IGBT este derivat dintr-un tranzistor MOSFET cu canal n şi are
o structură n+pn-n+p+ orientată vertical. Tranzistorul MOS asigură un control
riguros asupra proceselor de amorsare, blocare şi conducţie directă.
Acest tip de dispozitive a început să fie comercializat din anul 1983 şi
datorită proprietăţilor sale tinde să înlocuiască treptat tranzistoarele bipolare în
toate aplicaţiile de putere.
Tranzistorul IGBT îmbină avantajele tiristorului GTO (posibilitatea de blocare
în sens invers), cu ale BPT şi ale tranzistoarelor MOSFET. Astfel:
- comanda dispozitivului se face în tensiune ceea ce implică un consum
de putere redus
- frecvenţă de comandă este mai ridicată
- rezistenţă în stare on mai redusă decât la BPT, deci cădere de tensiune
pe dispozitiv mai mică;
- circuite de comandă mult mai simple.
C C
uCE
G
EuGE
iC
uCEG
EuGE
iC
UGSP UGS0
IDiC
0 uCE
uRM
uCEMax
uGS cresteuGS4
uGS3
uGS2
uGS1
Fig. 2.22. Tranzistorul bipolar cu baza (poarta) izolată (IGBT):
simboluri folosite şi caracteristicile statice
Valori limită orientative:
- UCEMax (UDSMax) ~ 1800V
30
Convertoare statice. Curs introductiv Capitolul 2
- UGSMax (UGSMax)
- ICM (IDmax) ~ 200A
- panta de variaţie a tensiunii în sens direct maxdtduCE
- timpul de comutaţie: 1 - 4µs
- frecvenţa de lucru: 2 ÷ 20KHz
Comanda tranzistoarelor IGBT este simulară cu a tranzistoarelor MOSFET.
2.3.5. Tranzistoare cu inducţie statică (SIT) Denumirea provine de la faptul că, pentru controlul acestor dispozitive, se
utilizează câmpul electrostatic, indus prin comandă. Comparativ cu tranzistoarele
MOSFET, puterile sunt similare dar frecvenţele de lucru sunt mult mai mari.
În conducţie directă căderea de tensiune pe dispozitiv poate ajunge la 15V.
n+
n+
p+p+ p+
D
G G
S
G
D
S
uGS
uDS
iDD
S
iD
GuDS
Fig. 2.23. Tranzistorul cu inducţie statică (SIT): structură fizică
şi simboluri folosite
uDSUDS1
UDS2 UDS30
iD
UGS1=0
UGS3=UGSMax
UGS2=UGSMax/2 uDS
uGS- UGSMax- UGSMax
20
a) b)
Fig. 2.24. Tranzistorul cu inducţie statică (SIT): caracteristici statice
a) caracteristica de ieşire; b) caracteristica de transfer
31
Convertoare statice. Curs introductiv Capitolul 2 Ca şi tranzistoarele BPT şi MOSFET, SIT nu poate prelua tensiuni în sens
invers, iar polarizate direct ele se comportă astfel:
- în absenţa unei tensiuni de grilă UGS dispozitivul se comportă ca o
diodă, dar căderea de tensiune este mult mai mare (~ 15V)
- în prezenţa unei tensiuni UGS < 0, SIT poate bloca tensiuni până la o
valoare dependentă liniar de UGS, iar dacă tensiunea de polarizare depăşeşte
această tensiune, ID creşte liniar cu această tensiune.
Coeficientul de transfer:
40≥=GS
DS
UU
G ; tcomutaţie < 1µs
Valori limită:
- UDSMax (în sens direct) ~ 1400V
- IDmax ~ 25A
Circuitele de comandă sunt similare cu cele pentru comanda tranzistoarelor
MOSFET, cu deosebirea că pentru intrarea în conducţie a dispozitivului trebuie
anulată tensiunea UGS.
Mai multe SIT pot fi conectate în paralel, fără măsuri de protecţie deosebite.
2.3.6. Tiristoare cu inducţie statică (SITh) Se comandă tot prin câmp electrostatic, ca şi SIT, având o structură pn
comandată printr-un electrod G.
A A A
p+
n+
p+p+ p+G
K
n+ n+
G
K
G
uGK
uAK
iT
K
uAK
iT
G
uGK
Fig. 2.25. Tiristorul cu inducţie statică (SITh): structură fizică
şi simboluri folosite
32
Convertoare statice. Curs introductiv Capitolul 2 Comportarea este similară cu a unei diode, conducând la polarizare directă
şi blocându-se la polarizare inversă. Prin adăugarea unui aşa numit anod scurt
(cele 2 regiuni n+ adăugate anodului) se favorizează recombinarea purtătorilor şi
astfel se obţin performanţe dinamice superioare. În schimb, capacitatea de blocare
în sens invers se reduce mult.
Funcţionare
La polarizare în sens direct, SITh se comportă ca un SIT, cu deosebirea că
tensiunea pe dispozitiv variază mai puţin în funcţie de curentul direct. De
asemenea, căderea de tensiune în stare on este mai mare decât în cazul GTO,
pentru aceeaşi valoare a curentului prin dispozitiv.
La tensiuni de grilă nule (UGK = 0), SITh intră în conducţie ca o diodă, iar
tensiunea pe dispozitiv are valoarea UAK ≅ 4V
La tensiuni de grilă negative (UGK < 0), SITh intră în conducţie la tensiuni
UAK din ce în ce mai mari, proporţionale cu tensiunea de comandă UGK.
Prin aplicarea unei tensiuni UGK = - UGKMax, SITh este blocat, dacă UAK nu
este mai mare decât UAKMax.
La polarizare inversă, SITh se comportă ca o diodă, putând bloca tensiuni
UAK - U≤ RRM
Fig. 2.26. Tiristorul cu inducţie statică (SITh): caracteristici statice
uAKUAK1UAK2 UAKMax0
iT
UGK=0
UGKMax
UGK=UGKMax/2 uAK
uGK- UGKMax 0
URRMax
UAKMax
a) b)
a) caracteristica de ieşire; b) caracteristica de transfer
Valori limită orientative:
- UAKMax – valoare ce poate fi blocată prin UGKM
- ITM (fără semnal pe grilă)
33
Convertoare statice. Curs introductiv Capitolul 2
- UGM – valoarea maximă a tensiunii negative pe grilă
- G = GK
AK
UU - câştigul în tensiune (G 600) ≥
- timpul de intrare în conducţie: ~ 2µs
- timpul de blocare: ~ 10µs
- puterea maximă ~ 300KW
- frecvenţa de lucru: 1 ÷ 10KHz
Circuitele de comandă şi protecţie:
- Amorsarea SITh se produce prin anularea tensiunii UGK
- Blocarea necesită în circuitul GK un curent mare, negativ, ca la GTO
- Pentru sAdtdIT µ/1000≥ în serie cu SITh se prevede o inductivitate L>
1µH
- Pentru dtdU AK > 2000V/µs, în paralel cu SITh se montează un grup RC.
2.3.7. Tiristoare cu comandă (poartă) MOS (MCT) Caracteristici principale
- În aceeaşi pastilă sunt încorporate:
- 1 tiristor obişnuit sau un tiristor cu blocare pe poartă (GTO)
- 2 tranzistoare MOSFET, utilizate unul pentru amorsare şi unul
pentru blocare;
- Frecvenţa de lucru este mai mică decât la IGBT (1 – 3 KHz);
- Căderea de tensiune în condiţie directă este mică (1,1V);
- Curenţi în conducţie directă foarte mari.
Dezavantajul principal acestui dispozitiv este nesimetria la blocare. Important!
Tensiunea de comandă UGA se aplică între grilă G şi anod A.
Valori limită orientative:
- UDRM – tensiunea repetitivă, maxim admisibilă în sens direct
- ITM – curentul maxim admisibil în sens direct (dependent de Tjonct)
- UGNMax – valoarea negativă maxim admisibilă a UGA (UGNMax ≈ -20V)
34
Convertoare statice. Curs introductiv Capitolul 2 UGPM – valoarea pozitivă, maxim admisibilă a UGA (pentru UGAM ≈ 20V)
UDRM0 ≈ 3000V; ITM ≈ 300A.
Au
Fig
Circui
- Am
dacă MCT es
- Pe
de cca.15V
- M
antiparalel cu
iiT
G
K
uAK
GA iT A
K
G
uAK
uGA
iT
a) b)
UGAThuGA0
T
uAK0 UDRMax
UGA>0UGA<0
. 2.27. Tiristorul cu comandă MOS (MCT): simboluri folosite
şi caracteristici statice: a) caracteristica de ieşire;
b) caracteristica de transfer
tul de comandă şi protecţie
orsarea MCT se produce prin aplicarea unei tensiuni VGA ≈ -10V,
te polarizat direct. După amorsare, VGA poate fi anulată.
ntru blocare, se aplică în circuitul GA un impuls de tensiune pozitiv
CT nu poate prelua tensiuni inverse şi de aceea în serie sau
dispozitivul se montează diode.
35
Convertoare statice. Curs introductiv Capitolul 2
2.4. Comparaţie privind dispozitivele semiconductoare
complet comandate
Criterii de comparaţie:
- tensiunea maximă suportată de dispozitiv în stare blocată
- curentul maxim în conducţie
- timpul de blocare
- capacitatea de a bloca tensiunea în sens invers
- frecvenţa de lucru
- puterea maximă comandată
Dispozitivul UMax [V]
IMax [A]
toff [µs]
PMax [KVA]
fc [Khz]
U C-dă în:
Cost
BPT 1200 300 15-25 180 0,5-5 nu curent mediu
IGBT 1200 400 1-4 240 2-20 da tensiune mic
MOSFET 1000 28 0,3-0,5 14 5-100 nu tensiune mic
SIT 1400 25 0,1-0,3 180 30-300 nu tensiune mediu
GTO 4500 4000 10-25 4500 0,2-1 da curent mare
SITh 2000 600 2-4 300 1-10 da tensiune mare
MCT 3000 300 5-10 450 1-3 nu tensiune mic
36
Convertoare statice. Curs introductiv Capitolul 3
Capitolul 3
PROTECŢIA DISPOZITIVELOR SEMICONDUCTOARE DE PUTERE
Protecţia dispozitivelor semiconductoare folosite în construcţia
convertoarelor statice trebuie este o problemă complexă, extrem de importantă şi
pentru care nu există o soluţie unică. Această protecţie trebuie asigurată, în
principal, în următoarele situaţii:
- protecţia în curent (la scurtcircuit)
- protecţia la pantele de variaţie ale curentului şi tensiunii pe dispozitiv
- protecţia la supratensiunile pasagere care apar în reţea
Scurtcircuitele sunt o cauză majoră de defectare a dispozitivelor
semiconductoare şi sunt de două feluri:
- scurtcircuite externe convertorului, care apar în circuitul de sarcină
- scurtcircuite interne care au drept cauză intrarea intempestivă în
conducţie a dispozitivelor semiconductoare, ca urmare a unui defect de comandă,
a unei perturbaţii sau pur şi simplu a defectării unei componente
De obicei, protecţia minimală la scurtcircuit a dispozitivelor constă în
folosirea unor mijloace de deconectare a dispozitivului de la sursele de alimentare
şi se realizează prin:
- siguranţe fuzibile calibrate ultrarapide SUR conectate în serie cu
dispozitivul (în cazul diodelor şi tiristoarelor)
- controlul direct al curentului (în cazul tranzistoarelor BPT, MOSFET,
IGBT)
- module compacte (circuite de supraveghere realizate cu circuite
integrate inteligente, întrerupătoare automate limitatoare, contactoare echipate cu
relee magneto-termice etc.)
37
Convertoare statice. Curs introductiv Capitolul 3
3.1. Protecţia tiristoarelor
Principalele măsuri care se adoptă pentru protecţia tiristoarelor în circuitele
electronicii de putere sunt:
• utilizarea siguranţelor fuzibile ultrarapide de mare selectivitate SUR,
pentru protecţia la supracurenţi;
• înserierea tiristoarelor cu inductivităţi Ls astfel calculate încât să
limiteze viteza de creştere di/dt a curentului la o valoare situată sub valoarea
critică;
• conectarea în paralel cu tiristorul a unor circuit RC care realizează
protecţia contra variaţiilor foarte rapide ale tensiunii anodice du/dt şi contra
supratensiunilor care apar în reţea. Acest grup este indispensabil în cazul
sarcinilor inductive care au ca efect întârzierea ieşirii din conducţie a tiristorului şi
apariţia bruscă a unei tensiuni inverse mari pe acesta. Valorile tipice ale acestui
grup RpCp sunt 100 ohmi, respectiv 0,1µF. Viteza de creştere du/dt a tensiunii
anodice pe tiristor se limitează astfel la cca.1V/µs (fig. 3.1)
ProSup
sunt de do
1. S
Ele sunt g
care dete
principal s
a)
Ls SUR
Th
Rp Cp
Fig. 3.1. Conectarea elementelor de protecţie
în circuitul unui tiristor
tecţia tiristoarelor la supratensiuni de comutaţie ratensiunile de comutaţie apar în procesul tranzitoriu de blocare. Ele
uă feluri:
upratensiuni repetitive, care sunt previzibile şi deci mai uşor de limitat.
enerate, de obicei, de energia stocată în inductanţa circuitului. Cauzele
rmină apariţia acestor supratensiuni în reţea sunt diverse, dar, în
unt următoarele:
alimentarea primarului transformatorului convertorului
38
Convertoare statice. Curs introductiv Capitolul 3
b) decuplarea de la reţea a transformatoarelor de alimentare
c) deconectarea circuitelor de filtrare
d) regimul dinamic (de comutaţie)
2. Supratensiuni aleatorii, care apar la momente imprevizibile. Ele sunt
produse de trăznete, de descărcările electrice, de comutarea sarcinilor legate în
paralel pe acelaşi circuit de distribuţie a energiei, sau când mai multe dispozitive
semiconductoare protejate prin siguranţe sunt conectate în paralel.
Protecţia tiristoarelor, triacelor sau a tranzistoarelor bipolare se realizează
folosind componente sau grupuri de componente conectate în paralel pe fiecare
dispozitiv semiconductor (fig. 3.2):
- diode cu avalanşă controlată
- diode Zener
- diode cu seleniu
- varistoare
Aceste dispozitive de protecţie se diferenţiază prin ordinul de mărime al
tensiunii de străpungere, prin panta caracteristicii, viteza de răspuns, curentul
maxim admisibil etc.
De asemenea, o metodă de protecţie des folosită este conectarea unui grup
RpCp în paralel pe tiristoare. Acesta reduce valoarea vitezei de creştere a tensiunii
la bornele tiristorului în momentul comutării curentului prin tiristor sau la apariţia
unei supratensiuni bruşte apărute în reţeaua de alimentare.
Indiferent de modul în care se obţine tensiunea de polarizare inversă
(comutaţie naturală sau forţată), după blocare, la trecerea unui timp cel puţin egal
cu timpul de revenire tq, tiristorul este polarizat direct, iar panta de creştere a
tensiunii nu trebuie să depăşească valoarea maximă admisibilă MAXA
dtdu .
Rp Cp
Fig. 3.2. Metode de protecţie a dispozitivelor semiconductoare
la supratensiunile de comutaţie
39
Convertoare statice. Curs introductiv Capitolul 3
Protecţia împotriva supratensiunilor externe se face, de obicei, la intrarea
convertoarelor, prin eclatoare sau descărcătoare cu rezistenţă neliniară, sau cu
grupuri serie RC, conectate fie în primarul, fie în secundarul transformatorului de
reţea ce alimentează convertorul static (fig. 3.3).
Fig. 3.3. Dec
a co
Important Decuplarea transfor
inhibarea impulsurilor de co
3.2. Protec
Dispozitivele şi circu
putere BPT au în vedere ur
a) protecţia la supra
b) protecţia la supra
c) protecţia la intrar
Prin folosirea acesto
a) se reduc pierderi
b) se reduc suprate
c) se evită distruger
La amorsarea sau b
de protecţie, tensiunea la b
simultan la valori mari, cee
CS
uplarea transformatoarelor de alimentare
nvertoarelor statice cu grupuri RC
matoarelor de alimentare trebuie să fie precedată de
mandă a tiristoarelor.
ţia tranzistoarelor bipolare de putere
itele folosite pentru protecţia tranzistoarelor bipolare de
mătoarele situaţii:
curent (scurtcircuit)
tensiuni
ea în conducţie
r protecţii:
le la intrarea în conducţie
nsiunile
ea dispozitivului
locarea tranzistoarelor bipolare de putere fără circuite
ornele tranzistoarelor şi curentul prin acestea se menţin
a ce duce la apariţia unor pierderi importante.
40
Convertoare statice. Curs introductiv Capitolul 3
Aceste pierderi limitează frecvenţa de comandă a tranzistoarelor bipolare de
putere şi pot duce la distrugerea lor.
+E
Semnif
Lf – ind
S – sar
RpCp –
anularea cure
înmagazinată
creştere a ten
tri, –
Fig. 3.4. Circuit tipic de protecţie a tranzistoarelor
c
DN
Rp
Cp
Sarcina
Lf
BPT
bipolare de putere
icaţia notaţiilor din figură este următoarea:
uctivitate de filtraj; DN – diodă de nul;
cină de c.c. (motor de c.c. – sursă de c.c.);
grup care limitează tensiunea pe tranzistor la valori mici, până la
ntului prin dispozitiv. Pe rezistenţa Rp se disipă întreaga energie
în condensatorul Cp. Grupul RpCp reduce, de asemenea, panta de
siunii pe dispozitiv la blocare.
uce
Ud
t
t
0
0
iT
iD
t1t0
ID
tri trr
-Irr
iD iT
Fig. 3.5. Variaţiile curentului şi tensiunilor la amorsare
iT-curentul prin tranzistor, iD – curentul prin DN;
timpul în care curentul de sarcină este preluat de tranzistor,
41
Convertoare statice. Curs introductiv Capitolul 3
iT iD
D
BPT
P
împiedi
timp câ
t
t
t
t
0
0
0
0
Ud
uc
uCE
iC
iT iD
Ud
Fig. 3.6. Variaţiile curenţilor şi tensiunilor la blocare
în cazul unui grup de protecţie RpCp
Ud – tensiunea la care intră în conducţie dioda de nul
+E
a) b)
c
Rs
Cs
Sarcina
Lf
Ds
t t0 0
uCE iL
Id
Ud
uCE
iL
Ud
uCE iL
iL
uCE
Fig. 3.7. Circuit de protecţie la supratensiuni (RsCs);
formele de undă ale curenţilor şi tensiunilor fără
circuit de protecţie (a) şi cu circuit de protecţie (b)
rotecţia la amorsare intempestivă (fig. 3.8) este necesară pentru a
ca amorsarea prea rapidă a TB, respectiv creşterea rapidă a curentului atât
t tensiunea pe el nu a scăzut suficient.
42
Convertoare statice. Curs introductiv Capitolul 3
+Ec
Ds
RL
Sarcina
Ls
BPT
DL
Fig. 3.8. Circuit de protecţie a tranzistoarelor
bipolare de putere la amorsare intempestivă
RL DL – grup necesar pentru a împiedica apariţia unor noi
supratensiuni la blocare; LS reduce atât panta de creştere
a curentului cât şi curentul de revenire al diodei.
Protecţia la scurtcircuit a tranzistoarelor bipolare de putere nu se poate
realiza cu siguranţe fuzibile, oricât de rapide ar fi acestea, deoarece siguranţele au
timp de acţionare mare (de ordinul ms), iar tranzistoarele au capacitate de
suprasarcină redusă (pot suporta curentul de scurtcircuit doar câteva µs). Această
protecţie se realizează numai prin controlul valorii instantanee a curentului şi
compararea în permanenţă a acesteia cu o valoare impusă.
3.3. Protecţia tranzistoarelor MOSFET
Tranzistoarele MOSFET sunt indicate pentru lucrul în regim de comutaţie,
necesităţile lor de protecţie fiind mult mai reduse decât ale tranzistoarelor bipolare
de putere BPT. Pentru reducerea vârfurilor de tensiune şi pentru a preveni
oscilaţiile de tensiune în timpul amorsării se folosesc, în general, grupuri RC
conectate în paralel pe tranzistoare.
43
Convertoare statice. Curs introductiv Capitolul 3
Deoarece, de obicei, sarcina tranzistoarelor MOSFET de putere este
inductivă, nu sunt necesare măsuri de protecţie la amorsare pentru a limita viteza
de creştere a curentului prin dispozitiv.
D
F
Tranzistoarele IGB
protejează prin intermed
supracurenţi mai bine de
la un grup RC paralel, ca
Metoda de protec
”metodă de protecţie în
bibliografie.
G
S
Rs
Cs
ig. 3.9. Circuit tipic de protecţie a
tranzistoarelor MOSFET
3.4. Protecţia IGBT
T, ca şi tranzistoarele MOSFET şi BPT de altfel, se
iul propriei lor comenzi. Ele suportă supratensiuni şi
cât MOSFET şi de aceea circuitul de protecţie se rezumă
şi în cazul tranzistoarelor MOSFET.
ţie cel mai des folosită în cazul IGBT este aşa-numita
2 timpi”, descrisă în literatura de specialitate indicată la
44
Convertoare statice. Curs introductiv Capitolul 4
Capitolul 4
REDRESOARE COMANDATE
Redresoarele comandate transformă energia de curent alternativ în energie
de curent continuu, prin comandă putându-se regla valoarea medie a tensiunii,
ceea ce înseamnă reglarea puterii medii transmise sarcinii. Redresoarele
comandate îşi găsesc o largă aplicabilitate, cel mai important domeniu fiind al
acţionărilor electrice cu motoare de c.c. Din acest motiv, în analiza funcţionării
redresoarelor se va considera o sarcină care asigură o valoare medie constantă a
curentului debitat de redresor.
Se va considera, de asemenea, că tiristoarele au caracteristici ideale .
4.1. Teoria generală a redresoarelor comandate în fază
4.1.1. Principiul de funcţionare Se consideră un montaj (fig. 4.1.) constituit din p tiristoare având catozii
comuni, iar anozii alimentaţi de la un sistem p-fazat de tensiuni sinusoidale,
măsurate faţă de un punct comun numit "nul de lucru", cu potenţial convenit 0,
sarcina fiind conectată între acesta şi punctul comun al catozilor.
Tensiunile u1,u2,...up sunt defazate cu 2 /p radiani şi au expresiile
următoare (dacă se alege, ca origine a timpului, trecerea prin zero a tensiunii u
π
1):
Usin(ωuk 2= t-kp
2π ), k= 1p, −0 (4.1.)
iar tiristoarele sunt comandate în ordinea numerotării.
Se numeşte punct (moment) de comutaţie naturală a unui tiristor punctul
(momentul) începând de la care tiristorul este polarizat în sens direct, respectiv ar
intra în conducţie dacă ar fi diodă.
45
Convertoare statice. Curs introductiv Capitolul 4
Fig. 4.1. Schema de principiu a unui redresor
Lf
T1
T2
id
udT3
Tp
Sarcina
uT1
0
u1
up
u2
u3
comandat polifazat
Pentru a găsi punctul de comutaţie naturală, se aplică teorema a Il-a a lui
Kirchhoff pe un circuit cuprinzând tiristorul respectiv şi tiristorul aflat în conducţie.
Astfel, înainte de comanda lui T1, în conducţie este Tp şi aplicând teorema a II-a a
lui Kirchhoff pe circuitul u1-T1-Tp-up, se obţine:
uT1=u1-up (4.2)
şi ţinând seama de (4.1) rezultă:
uT1=2 2 Ussinp1)-(p π cos
p
1)-(p-t πω ,
care se poate scrie:
uT1=2 2 Ussinpπ sin
−+
2ππω
pt . (4.3)
Punând condiţia uT1 ≥ 0, se obţine:
0 ≤
−
2ππ
pt
+ω ≤ π sau,
p2
3tp
-2
ππωππ−≤≤ . (4.4)
Rezultă că tiristorul T1 este polarizat în sens direct începând din momentul:
p2
t ππω −= , pe durata a π radiani şi deci:
♦ punctul (momentul) comutaţiei naturale este întârziat cu unghiul:
pcππβ (4.5) −=
2
(radiani) faţă de trecerea prin "zero" a tensiunii ce urmează a fi redresată (fig. 4.2);
46
Convertoare statice. Curs introductiv Capitolul 4
♦ tiristorul respectiv poate fi comandat oricând, pe durata a π radiani, din
punctul comutaţiei naturale.
Principiul conform căruia redresoarele comandate permit comanda puterii
medii transmisă sarcinii, constă în comanda fiecărui tiristor cu o întârziere reglabilă
α, măsurată din punctul de comutaţie naturală, întârziere numită unghi de
comandă ∝ (fig. 4.2).
4.2. Valoarea medNeglijând procesu
tiristorul comandat de l
blocarea instantanee a
comandă pe grilă pe toa
numărul de faze):
m=
fapentru tri ,3monpentru ,2
Amorsarea şi bloc
redresorului.
Deoarece expresi
unui tiristor, rezultă că a
intervalul cât este închis
∈ω t ( παππ+
2,
p-
2
Valoarea medie a tensiu
Fig. 4.2. Punctul de comutaţie naturală
ie a tensiunii redresate, la mersul în gol l de comutaţie (preluarea curentului de sarcină de către
a cel aflat în conducţie), se va considera amorsarea şi
două tiristoare, în ipoteza existenţei unui semnal de
tă durata necesară (adică 2π /m - unde m caracterizează
zatofazat
area se produc instantaneu numai la funcţionarea în gol a
a tensiunii redresate se schimbă la fiecare comandă a
ceasta este periodică, având perioada 2π /p. Considerând
tiristorul T1, respectiv:
)απ++
p.
nii redresate va fi (fig. 4.3):
47
Convertoare statice. Curs introductiv Capitolul 4
Ud= t)(sin2p
p
ωωπ
αππ
αππ
tdUps∫
++
+−
2
2
2;
şi transformând diferenţa de cosinusuri în produs se obţine:
Ud= αππ cos
psin
p
Us2 . (4.6.)
Fig. 4.3. Formele de undă idealizate în cazul unui redresor
complet comandat cu p=6
Introducând tensiunea medie redresată la mersul în gol şi unghi de comandă nul:
Ud0=
p
psinUs
π
π2 (4.7)
expresia (4.6) ia forma: Ud=Ud0cos α (4.8)
Referitor la forma de undă idealizată a tensiunii redresate (fig. 4.3), aceasta
se obţine ţinând seama de intervalele când sunt închise tiristoarele respective.
Astfel, pentru ( )α+π
+π
α+π
−π
∈p2
,p2
tω , fiind închis T1, la bornele sarcinii se va
regăsi tensiunea u1, apoi, pe un nou interval de durată pπ2 , respectiv pentru
, tensiunea redresată este u2 şi aşa mai departe. ( )αππαππω ++++∈p
32
,p2
t
48
Convertoare statice. Curs introductiv Capitolul 4
Se subliniază că, odată găsit momentul comenzii (închiderii) tiristorului T1
prin măsurarea unghiului α din punctul comutaţiei naturale, momentele de
comandă ale celorlalte tiristoare rezultă, în mod univoc, ţinând seama de defazajul
de pπ2 radiani dintre aceste momente şi de succesiunea de comandă dată de
ordinea numerotării.
Forma de undă (fig. 4.3) a tensiunii redresate scoate în evidenţă
următoarele aspecte:
♦ tensiunea este periodică şi formată din segmente de sinusoidă;
♦ în funcţie de valoarea unghiului de comandă α, tiristoarele sunt
solicitate sau nu, în stare blocată, chiar de valoarea de vârf a tensiunii ce se
redresează;
♦ tensiunea redresată poate avea atât valori pozitive, cât şi valori
negative, în funcţie de unghiul de comandă.
4.3. Regimurile de funcţionare ale unui redresor comandat Puterea instantanee debitată de redresor este:
pa=ud id ; (4.9)
iar valoarea sa medie, ţinând seama că:
id ≈ Id=ct.,
este dată de relaţia:
P= ∫p =U
++
+−
αππ
αππ
ωπ
p
p
dd tdIu2
2
2
dId, (4.10)
respectiv ţinând seama de (4.8.),
P=Ud0Idcosα . (4.11)
Relaţia obţinută arată că puterea activă poate fi atât pozitivă cât
şi negativă, în funcţie de unghiul de comandă. Astfel:
♦ pentru unghiuri α∈ ( ,0 π /2); puterea activă este pozitivă P > 0, deci se
transmite putere activă de la redresor spre sarcină, regimul de funcţionare
numindu-se "de redresor";
49
Convertoare statice. Curs introductiv Capitolul 4
♦ pentru unghiuri α (∈ π /2, π ); puterea activă este negativă P < 0, deci
puterea activă se transmite de la sarcină spre convertorul static, regimul numindu-
se "de invertor".
Semnificativ este că prin comanda în regim de invertor, α (∈ π /2, π ) nu se
obţine neapărat şi funcţionarea în regim de invertor, acest regim fiind posibil numai
dacă sarcina este activă, respectiv poate menţine sensul pozitiv al curentului, deşi
valoarea medie a tensiunii redresate este negativă.
În cazul unei sarcini pasive, comanda în regim de invertor duce la
funcţionarea în regim de curent întrerupt, fără a se obţine funcţionarea în regim de
invertor.
4.4. Caracteristicile de comandă Caracteristicile de comandă reprezintă dependenţa dintre valoarea medie a
tensiunii redresate şi unghiul de comandă, la o valoare medie constantă, a
curentului de sarcină:
( ) ctIdγ dαfU ==
sau în unităţi relative:
( ) ctIdγ dαfU =
∗∗=
Caracteristicile de comandă sunt sinusoide, situate într-un domeniu delimitat
după cum urmează (fig. 4.4):
♦ superior faţă de caracteristica corespunzătoare mersului în gol:
=cosα; ∗dγU
Fig. 4.4. Caracteristicile de comandă ale unui redresor comandat
50
Convertoare statice. Curs introductiv Capitolul 4
♦ la dreapta, faţă de valoarea maximă a unghiului de comandă:
παmax = ;
♦ inferior, faţă de caracteristica corespunzătoare curentului maxim admis,
din motive de comutaţie:
( )dmaxId γ αU g=∗ ;
2
2 αsinUdmaxI
dγ −=∗ . (4.12.)
Unghiul de comandă (fig. 4.4.) reprezintă valoarea maximă a unghiului la ∗Mα
care poate fi comandat redresorul, atunci când curentul de sarcină este . ∗dMI
4.5. Regimul de curent întrerupt Datorită caracterului pulsatoriu al tensiunii redresate, curentul are, de
asemenea, un caracter pulsatoriu, chiar dacă sarcina este activă (de exemplu
motor de c.c.) şi menţine constantă valoarea medie a curentului. Dacă sarcina
este un motor de c.c. (fig. 4.5), acesta este caracterizat de:
- tensiunea electromotoare Ea, presupusă constantă (în ipoteza că cuplul
static şi unghiul de comandă al redresorului sunt constante, iar momentul de
inerţie este foarte mare)
- rezistenţa Ra şi inductivitatea La , corespunzătoare circuitului (sarcinii) de
la ieşirea redresorului
Fig. 4.5. Schema echivalentă a unui motor de c.c.
alimentat de la un redresor complet comandat
51
Convertoare statice. Curs introductiv Capitolul 4 Dacă se scriu ecuaţiile care descriu funcţionarea acestui circuit, se poate
pune în evidenţă faptul că atât tensiunea cât şi curentul prin sarcină sunt
pulsatorii, iar curentul mediu redresat cât şi componenta sa alternativă se obţin ca
soluţii ale aceleiaşi ecuaţii diferenţiale. Maximumul curentului redresat IdM (fig. 4.6)
se obţine anulând derivata sa şi acest lucru se petrece atunci când valoarea
instantanee a tensiunii redresate este egală cu valoarea sa medie.
us ud
a) în
Limita d
începutul şi sfâ
redresat este
este aşa numit
Când cu
Id
Fig. 4.6. Variaţia în timp a curentului redresat:
0
0
0
Ud
ω t
ω t
ω t
ω t
id
id
id
0
Idl
Id
α 2π/p
π/2-π/p
IdM
Iin
Id<Idl
a)
b)
c)
regim de curent neîntrerupt; b) la limita de apariţie a regimului
de curent întrerupt; c) în regim de curent neîntrerupt
e apariţie a regimului de curent întrerupt este momentul în care, la
rşitul unei perioade, pentru un interval de timp foarte scurt, curentul
nul (fig. 4.6, b). Valoarea medie corespunzătoare acestui moment
ul curent limită Idl.
rentul mediu scade sub această valoare limită, adică:
< Idl
52
Convertoare statice. Curs introductiv Capitolul 4 curentul prin sarcină se anulează înainte de aplicarea unei noi comenzi şi, în
fiecare perioadă, există un interval de timp în care curentul este nul, respectiv
toate tiristoarele redresorului sunt blocate (fig. 4.6, c). Acest regim se numeşte
regim de curent întrerupt.
Regimul de curent întrerupt trebuie evitat, deoarece are următoarele
dezavantaje:
- caracteristicile externe ale redresorului devin neliniare, iar valoarea medie
a tensiunii creşte rapid la scăderea curentului de sarcină
- apar şocuri de cuplu ale sarcinii, deoarece, când curentul este nul şi
cuplul este nul.
Pentru evitarea acestei situaţii se folosesc inductivităţi de filtrare care se
dimensionează punând condiţia ca valoarea medie a curentului prin sarcină să nu
scadă sub valoarea critică Idl.
53
Convertoare statice. Curs introductiv Capitolul 5
Capitolul 5
SCHEME FUNDAMENTALE DE REDRESOARE COMANDATE
5.1. Redresorul monofazat cu punct median (MM) Caracteristici
1. Acest redresor are cea mai simplă structură (fig. 5.1), conţinând numai
două tiristoare (T1, şi T2), care au catozii comuni şi anozii conectaţi la extremităţile
înfăşurării secundare a unui transformator monofazat.
2. Cuplare sarcinii se face printr-o bobină de filtrare Lf, conectată între
catozii comuni şi punctul median al înfăşurării secundare a transformatorului.
Fig
3. Trans
cerută de sar
curentului de
pot suporta un
timp limitat (m
fie se foloseş
înseriază, între
Din ace
deosebesc, c
scurtcircuit mu
usc∈ ,( 00
L
-u2
Tr
2'
2
1'
1
u1u2
f S id +
T1
T2
ud
uT1
iT1
. 5.1. Schema de principiu a redresorului monofazat comandat, cu punct median
formatorul este necesar atât pentru adaptarea tensiunii la valoarea
cină, cât şi pentru limitarea puterii de scurtcircuit, respectiv a
scurtcircuit. Acest ultim aspect este impus de faptul că tiristoarele
curent mult mai mare decât valoarea nominală (curentul de şoc) un
axim 10 ms). Dacă nu este necesară adaptarea nivelului tensiunii,
te un transformator cu raportul de transformare unitar, fie se
reţea şi redresor, bobine de limitare a curentului de scurtcircuit.
laşi motiv, transformatoarele destinate alimentării redresoarelor se
onstructiv, de cele de uz general şi au tensiunea relativă de
lt mai mare:
. ),01205K
54
Convertoare statice. Curs introductiv Capitolul 5
Funcţionare
Tensiunile usl şi us2 sunt egale şi în opoziţie de fază, astfel că prin
închiderea/deschiderea alternativă a celor două tiristoare într-o perioadă,
tensiunea redresată este:
ud= (5.1) închisT pentru u
închisT pentru u
2s2
1s1
Rezultă că se redresează p = 2 pulsuri într-o perioadă, deci întârzierea
punctului de comutaţie naturală faţă de tensiunea ce se redresează este nulă,
deci βc=0. (5.2)
iar comutaţia are loc între tiristoarele T1 şi T2.
Luând ca origine a timpului trecerea prin zero spre valori pozitive, a tensiunii
us şi considerând tiristoarele elemente ideale, iar curentul de sarcină constant
( , rezultă următoarele: )Lf ∞→
♦ pentru ωt ) ,( απα +∈ , T1 este închis iar T2 este blocat, respectiv,
ut1=0; ud =us1; it1 =Id; it2 =0. (5.3)
♦ pentru ωt )2 ,( απαπ ++∈ , T1 blocat, T2 este în conducţie, respectiv,
ut2=0; ut1 =us1-us2 ; ud=us2; it2 =Id; it1 =0. (5.4)
Curentul din primarul transformatorului se obţine observând că prin cele
două segmente ale înfăşurării secundare se închid curenţii it1 şi it2.
Astfel, ţinând seama de raportul de transformare k şi de sensurile
curenţilor, rezultă:
−=
=
conductie îneste T ,ki
ki
conductie îneste T ,ki
ki
2dT2
1dT1
(5.5)
Analizând formele de undă (Fig. 1.6.), se desprind următoarele:
♦ tensiunea redresată are pulsaţii mari şi conţine, inevitabil, pentru α≠0, atât
valori pozitive, cât şi valori negative;
♦ valoarea maximă a tensiunii ce solicită un tiristor, în stare de blocare,
este dublul amplitudinii tensiunii ce se redresează:
Ub=2 2 Us (5.6)
♦ fiecare tiristor conduce π radiani într-o perioadă, curentul având formă de
undă dreptunghiulară;
55
Convertoare statice. Curs introductiv Capitolul 5
♦ curentul în primarul transformatorului este alternativ, simetric,
dreptunghiular.
Fig
Redres
fiecare braţ a
Funcţi
Pentru
tiristoarele T
simultan. Imp
. 5.2. Formele de undă idealizate ale redresorului comandat
monofazat, cu punct median
5.2. Redresorul monofazat în punte (MCP)
orul propriu-zis (fig. 5.1) cuprinde patru tiristoare, câte două pe
l punţii şi este alimentat de la un transformator monofazat.
onare
existenţa curentului de sarcină, se vor afla simultan în conducţie
1, şi T2, respectiv T3 şi T4, care vor fi, de asemenea, comandate
ulsurile de comandă ale celor două grupe de tiristoare vor fi defazate
56
Convertoare statice. Curs introductiv Capitolul 5 cu π radiani, iar comutaţia are loc simultan, între tiristoarele T1, şi T3 şi respectiv,
T2 şi T4.
Dacă se alege ca origine a timpului trecerea prin zero a tensiunii us, rezultă
că punctele de comutaţie naturală coincid cu trecerile tensiunii prin zero, adică:
βc = π/2 -π/p =π/2 -π/2 = 0 radiani
i
Fig. 5
Conside
funcţionare (fig
♦ pen
u
♦ pen
uT1=
Observ
Formele
cu punct med
maximă a tens
maximumul ten
U
Diferenţ
transformatoru
2'
2
1'
1
u1
Tr
u2 ud
+
-
d
R
LT3T1
T2T4
is
iT1
uT1
.3. Schema de principiu a redresorului monofazat în punte,
complet comandat
rând un unghi de comandă α , rezultă următoarele secvenţe de
. 5.4):
tru ωt ) ,( απα +∈ , în conducţie se află T1 şi T2, respectiv
T1=0; ud =us; iT1 =iT2= Id; is=Id; iT3 =iT4 =0. (5.7)
tru ωt )2 ,( απαπ ++∈ , în conducţie se află T3 şi T4, respectiv
us; ud =-us; iT1 =iT2= 0; is=-Id; iT3=iT4= Id. (5.8)
aţie
de undă (fig. 5.4) sunt identice cu cele ale redresorului monofazat
ian, astfel că rezultă aceleaşi concluzii, excepţie făcând valoarea
iunii ce solicită tiristoarele în stare de blocare, care este egală cu
siunii ce se redresează:
b= 2 Us (5.9)
e semnificative apar însă la forma curenţilor din secundarul
lui de alimentare.
57
Convertoare statice. Curs introductiv Capitolul 5
Fig. 5.4. Formele de undă, idealizate, ale redresorului
monofazat în punte, complet comandat
5.3. Redresorul trifazat în stea (TS)
Caracteristici
1. Caracteristica acestui redresor este aceea că înfăşurările secundare ale
transformatorului de reţea sunt legate în stea, iar sarcina este conectată între
punctul comun al tiristoarelor (anozii sau catozii) şi nulul înfăşurărilor (punctul
comun).
2. Primarul transformatorului se conectează în triunghi, pentru a nu
transmite în reţea componenta continuă care apare datorită existenţei unei singure
alternanţe a curentului din înfăşurările secundare.
3. Deoarece se redresează câte o alternanţă a sistemului trifazat, rezultă că
p=3, iar punctele de comutaţie naturală sunt defazate faţă de tensiunile de fază ale
secundarului transformatorului de reţea cu unghiul:
βc = π/2 -π/p =π/2 -π/3 = π/6 radiani
58
Convertoare statice. Curs introductiv Capitolul 5
Tiristoarele se comandă în ordinea numerotării, iar impulsurile de comandă
sunt defazate cu 2π/3 radiani. Comutaţia se produce de la T1 la T2, de la T2 la T3
şi de la T3 la T1, respectiv procesul de blocare a unui tiristor se declanşează la
comanda tiristorului următor.
+ idT1i
Fig. 5.5. Schema de principiu a redresorului comandat
udR
LfR
S
T
iR
1
2
3
T2
T3
a
c b
1
23
T1
uT1
trifazat în stea
Fi
Fig. 5.6
g. 5.6. Impulsurile de comandă şi tensiunea pe tiristorul T1
. Formele de undă pentru redresorul trifazat comandat, în stea:
tensiunea şi curentul prin sarcină
59
Convertoare statice. Curs introductiv Capitolul 5 Concluzii
Din analiza formelor de undă idealizate se desprind următoarele concluzii:
1. Tensiunea redresată are şi valori negative, dacă unghiul de comandă
este mai mare de π/3 radiani şi are pulsaţii mai mici comparativ cu schemele
anterioare
2. Curentul din secundarul transformatorului conţine o singură alternanţă
şi este dreptunghiular, iar curentul absorbit din reţea este alternativ, dar
nesimetric.
3. Fiecare tiristor conduce în regim de curent neîntrerupt 2π/3 radiani, iar
curentul este dreptunghiular.
4. Valoarea maximă a tensiunii care apare pe tiristoare în stare de blocare
este egală cu amplitudinea tensiunii de linie, adică Ub = √6 Us.
5.4. Redresorul trifazat în punte (TCP)
Aceasta este cea mai folosită schemă de redresare deoarece prezintă
avantajul redresării unui număr mare de pulsuri (p = 6). Ea este constituită din 2
celule de comutaţie: celula P (grupul +) şi celula N (grupul -). Tiristoarele sunt
comandate în funcţie de poziţia lor în punte, cu impulsuri defazate cu π/3 radiani.
În cazul de faţă, ordinea de comandă este ordinea numerotării tiristoarelor.
Pentru amorsarea iniţială a schemei şi pentru ca ea să funcţioneze şi în
regim de curent întrerupt, este necesar ca fiecare tiristor să fie comandat nu cu
unul, ci cu două impulsuri. Cel de-al doilea impuls se numeşte impuls secundar şi
este defazat în urmă faţă de primul cu π/3 radiani.
Rezultă că, în cazul acestei scheme, se comandă simultan 2 tiristoare: un
tiristor din celula de comutaţie P (pozitivă) şi unul din celula de comutaţie N
(negativă).
60
Convertoare statice. Curs introductiv Capitolul 5 Funcţionare
În funcţionarea acestui redresor se disting două situaţii:
a) În regimul de curent neîntrerupt, dintre aceste două tiristoare, impulsurile
de comandă găsesc un tiristor blocat şi îl amorsează, iar pe celălalt îl găsesc în
conducţie şi nu au nici un efect asupra sa. Tiristorul care intră în conducţie (se
amorsează) determină blocarea tiristorului aflat în conducţie, pe aceeaşi ramură a
punţii.
blo
cu
fe
T5
T6
ra
se
N)
Fig. 5.7. Schema de principiu a redresorului trifazat
în punte, complet comandat
b) În regimul de curent întrerupt, ambele tiristoare sunt găsite în stare de
care, iar amorsarea lor permite apariţia unui circuit închis prin care circulă
rentul de sarcină.
În această schemă, comutaţia (preluarea curentului de sarcină), acest
nomen se produce astfel:
- pe partea P - de la tiristorul T1 la tiristorul T3, de la tiristorul T3 la tiristorul
şi de la tiristorul T5 la tiristorul T1;
- pe partea N - de la tiristorul T2 la tiristorul T4, de la tiristorul T4 la tiristorul
şi de la tiristorul T6 la tiristorul T2.
Rezultă că, în regim de curent neîntrerupt, fiecare tiristor conduce 2π/3
diani într-o perioadă. Aceasta înseamnă că, pe intervale de durată π/3 radiani,
află simultan în conducţie câte un tiristor din fiecare celulă de comutaţie (P şi
, dar de pe faze diferite. În acest fel, pe durata unei perioade, se redresează
61
Convertoare statice. Curs introductiv Capitolul 5 ambele (semi)alternanţe ale tensiunilor de linie, deci acesta este un redresor
dublă-alternanţă (p = 6). Pentru succesiunea directă a sistemului trifazat de tensiuni din secundarul
transformatorului, tiristoarele trebuie comandate în ordinea numerotării, cu
impulsuri defazate cu π/3 radiani. Pentru amorsarea iniţială a schemei şi pentru ca
aceasta să poată funcţiona şi în regim de curent întrerupt, fiecare tiristor mai
primeşte un impuls de comandă, numit impuls secundar, întârziat cu π/3 radiani
faţă de primul impuls. Înseamnă că se comandă simultan câte 2 tiristoare, unul pe
partea pozitivă P şi unul pe partea negativă N. În regim de curent neîntrerupt,
dintre aceste 2 tiristoare, unul este găsit blocat şi intră în conducţie, iar celălalt
este găsit în conducţie, comanda devenind inoperantă. Tiristorul care amorsează
determină blocarea tiristorului aflat în conducţie, pe aceeaşi parte cu el.
Concluzi
Din
1.
este mai
anterioare
2.
simetrici ş
3.
curentul p
Valoarea
egală cu
Fig. 5.8. Structura şi distribuirea impulsurilor de comandă
pentru 4 din tiristoarele redresorului comandat în punte
i
analiza formelor de undă idealizate, se desprind următoarele concluzii:
Tensiunea redresată are şi valori negative, dacă unghiul de comandă
mare de π/3 radiani şi are pulsaţii mai mici comparativ cu schemele
.
Curenţii din primarul şi secundarul transformatorului sunt alternativi,
i dreptunghiulari.
Fiecare tiristor conduce în regim de curent neîntrerupt 2π/3 radiani, iar
rin tiristor este dreptunghiular.
maximă a tensiunii care apare pe tiristoare în stare de blocare este
amplitudinea tensiunii care se redresează, adică Ub = √2 Us.
62
Convertoare statice. Curs introductiv Capitolul 5
5
Pentru
au în vedere
♦ Se
♦ Se
curent Id con
♦ Te
Fig. 5.9. Formele de undă pentru redresorul trifazat
comandat în punte [2]
.5. Mărimi caracteristice ale redresoarelor comandate
evidenţierea mărimilor ce caracterizează un redresor comandat, se
schemele de bază şi se fac următoarele ipoteze:
neglijează comutaţia, considerându-se tiristoarele elemente ideale;
consideră, ca sarcină, un motor de curent continuu care asigură un
stant (inductivitatea de filtrare este infinită);
nsiunea redresată este periodică şi are perioada T=p
2π ,
63
Convertoare statice. Curs introductiv Capitolul 5 în care p este numărul de pulsuri redresate într-o perioadă a tensiunii de
alimentare a redresorului;
♦ Curentul printr-un tiristor este periodic, dreptunghiular, de perioadă π2 ,
iar durata pulsului de curent este: mcπψ 2
= ; (m reprezintă numărul de faze)
♦ Curentul în secundarul transformatorului este dreptunghiular, alternativ şi
simetric, fiecare alternanţă având durata cψ , şi se alege originea timpului astfel
încât, variaţia acestuia să fie impară (fig. 5.10).
♦
Fig. 5.10. Form
din
Mărimile ce caracter
în calculele de proiectare
puterii transformatorului car
♦ Valoarea medie
♦ Valoarea efectivă
♦ Valoarea efectivă
♦ Valoarea efectivă
transformatorului;
♦ Valoarea efectivă
♦ Valoarea maximă
♦ Puterea aparentă
♦ Coeficientul de c
a de undă, idealizată, impară, a curentului de fază
secundarul transformatorului de reţea
izează funcţionarea redresoarelor comandate şi intervin
se referă la valori ale curenţilor, tensiunii redresate şi
e alimentează redresorul. Acestea sunt următoarele:
a curentului printr-un tiristor;
a curentului printr-un tiristor;
a curentului prin secundarul transformatorului;
a armonicii fundamentale a curentului prin secundarul
a tensiunii redresate;
a tensiunii ce solicită tiristoarele în stare de blocare;
a transformatorului de alimentare;
omutaţie k . γ
64
Convertoare statice. Curs introductiv Capitolul 5
5.6. Indici de performanţă
Curentul absorbit de la reţea de un redresor comandat, după cum s-a văzut
din studiul redresoarelor precedente, nu este sinusoidal. De asemenea, tensiunea
diferă mai mult sau mai puţin de o sinusoidă, datorită procesului de comutaţie şi
acţiunii grupurilor RC de protecţie.
Prezenţa armonicilor superioare, mai ales de curent, se manifestă prin
efecte nefavorabile asupra reţelei de alimentare, efecte puse în evidenţă prin nişte
indici sintetici, numiţi indici de performanţă sau indici de calitate.
Un redresor este caracterizat prin următorii indici de performanţă:
1. Factorul total de distorsiune FTD:
s1s II 22
−
unde Is este curentu
fundamentalei curentu
≈
FTD = ≈
≈
2. Factorul de
efectivă şi medie ale u
FF are valori cu atât m
mai apropiat de π/2 (v
3. Factorul de
F
Atât FO, cât şi
de comandă α.
s1IFTD =
l din secundarul transformatorului iar Is1 este amplitudinea
lui. Este de dorit ca FTD să fie cât mai apropiat de zero.
0,48 pentru MM, MCP
0,68 pentru TS
0,3 pentru TCP
formă FF – se defineşte ca fiind raportul dintre valorile
nei mărimi: defU
ai mari
aloarea
ondulaţie
UUO
d
d=
≈
FF depi
dUFF =
cu cât p este mai mic, iar unghiul de comandă este
minimă se obţine la α = 0 şi p → ∞)
FO:
2
( ) 1FF1UU' 2
d
def−=−
nd de numărul de pulsuri redresate p şi de unghiul
65
Convertoare statice. Curs introductiv Capitolul 5
4. Factorul de utilizare a transformatorului FU – este definit ca fiind
raportul dintre puterea activă medie transmisă sarcinii la unghi de comandă nul şi
puterea aparentă a transformatorului:
d0P
unde puterea
este media ari
St =
Psec este suma
FU
5. Fac
FPF:
unde Pd = Pd0
α.
6. Ran
η
7. Fac
tensiunea max
tensiunii redre
Factoru
număr mare de
tSFU =
aparentă a transformatorului, în cazul unei funcţionări asimetrice,
tmetică a puterilor din primar şi secundar:
½(U1I1 + Psec)
puterilor din secundarul transformatorului.
≈ 0,74 pentru MM
≈ 0,9 pentru MCP
= ≈ 0,74 pentru TS
≈ 0,96 pentru TCP
torul de putere la intrare FP şi factorul de putere pe fundamentală
Pd
FUcosαSFPt
==
cosα este puterea activă transmisă sarcinii la un unghi de comandă
damentul redresorului (factorul de eficienţă FE):
dP
efef IUFE⋅
==
torul de supratensiune FS – se defineşte ca fiind raportul dintre
imă ce solicită un tiristor în stare de blocare şi valoarea medie a
sate la mersul în gol şi unghi de comandă nul: bU
d0UFS =
l de supratensiune FS arată avantajul utilizării redresoarelor cu un
pulsuri.
66
Convertoare statice. Curs introductiv Capitolul 6
Capitolul 6
REDRESOARE CU DIODĂ DE NUL
Din studiul redresoarelor comandate s-a constatat că acestea prezintă o
serie de dezavantaje, dintre care cele mai importante sunt următoarele:
a) Factorul de putere (cosα) este redus, cu atât mai mic cu cât unghiul de
comandă α este mai apropiat de π/2.
b) Pulsaţiile tensiunii redresate sunt mari. Aceasta poate avea atât valori
pozitive cât şi valori negative. Mărimea pulsaţiilor depinde de numărul de pulsuri
redresate p şi de unghiul de comandă α.
c) Curentul absorbit de redresor de la reţea are un conţinut mare de
armonici superioare.
O parte din dezavantajele redresoarelor comandate se pot ameliora prin
introducerea în schema acestora a unei diode de nul. Aceasta se montează la
ieşirea redresorului, în antiparalel cu sarcina.
Prin introducerea diodei de nul se constată că:
- tensiunea redresată nu mai poate lua valori negative şi, în consecinţă,
valoarea medie a tensiunii redresate este întotdeauna pozitivă, iar redresorul nu
mai poate funcţiona în regim de invertor;
- factorul de putere este mai mare decât în cazul redresoarelor fără diodă
de nul, iar cel de distorsiuni – mai mic;
- forma de undă de la ieşirea redresoarelor cu diodă de nul este de o
calitate mai bună decât cea obţinută fără diodă de nul, ceea ce înseamnă că
aceste redresoare absorb de la reţea o putere reactivă inferioară, pentru acelaşi
unghi de comandă.
Dioda de nul are şi rol de protecţie a redresoarelor comandate în cazul
sarcinilor puternic inductive, deoarece, la întreruperea alimentării redresorului,
datorită inductanţei sarcinii, dioda de nul se deschide şi curentul de sarcină se
închide prin această cale de rezistenţă mică. În absenţa ei, datorită tensiunii de
autoinducţie mari care apare la ieşirea redresorului, tiristoarele blocate din punte
ar putea amorsa intempestiv (fără comandă), distrugându-se.
67
Convertoare statice. Curs introductiv Capitolul 6
Trebuie precizat că dioda de nul intervine în funcţionarea redresorului
comandat numai dacă este îndeplinită condiţia generală:
ππ
unde p reprezi
Schem
Dioda
instantanee a
negative, deoa
în sens direct
redresate, ace
perioade a ten
are pulsuri de
α (durata ungh
p2α −≥
ntă numărul de pulsuri redresate într-o perioadă.
6.1. Redresorul monofazat în punte cu diodă de nul
a redresorului
2'
2
1'
1
u1
Tr
u2 ud
+
-
id
R
LT3T1
T4 T2
is
iT1
uT1
DN
Fig. 6.1. Redresor monofazat în punte, comandat,
cu diodă de nul
de nul DN intră în conducţie în momentul în care valoarea
tensiunii redresate se anulează, tinzând să treacă spre valori
rece, începând din acel moment, tensiunea redresată o polarizează
. Drept urmare, dioda de nul “taie’’ pulsurile negative ale tensiunii
asta fiind formată numai din pulsuri pozitive. Pe durata unei
siunii redresate (π radiani) curentul din secundarul transformatorului
durată (π-α), iar dioda de nul conduce curentul de sarcină pe durata
iului de comandă).
68
Convertoare statice. Curs introductiv Capitolul 6
valo
amo
diod
indu
Fig. 6.2. Formele de undă în cazul redresorului cu
sarcină puternic inductivă
Concluzii
Din analiza formelor de undă se observă că:
1. În cazul sarcinii inductive (L → ∞), tensiunea redresată ud nu are decât
ri pozitive (fig. 6.2.a), iar curentul id prin sarcină este practic constant.
2. Pe durata unei perioade a tensiunii redresate (π radiani), tiristoarele care
rsează ca urmare a comenzii aplicate pe poartă, conduc (π-α) radiani, iar
a de nul α radiani (fig. 6.2.b).
3. Durata de conducţie a DN depinde de energia magnetică acumulată în
ctivitatea L. Regimul ei de conducţie poate fi continuu sau întrerupt.
69
Convertoare statice. Curs introductiv Capitolul 6 6.2. Redresoare trifazate cu diodă de nul
6.2.1. Redresorul trifazat cu punct median
Schema redresorului
Fig. 6.3. Redresor trifazat cu punct median,
cu diodă de nul
Tiristoarele sunt comandate în ordinea numerotării, cu o întârziere faţă de
punctele de comutaţie naturală βc egală cu unghiul de comandă α. Ele intră în
conducţie (amorsează) în momentul comenzii pe poartă şi se blochează în
momentul trecerii prin zero a tensiunii fazei pe care se află. Simultan cu blocarea
tiristorului intră în conducţie dioda de nul, deci comutaţia curentului se produce
între tiristor şi dioda de nul.
Pe durata conducţiei diodei de nul, tensiunea la ieşirea redresorului se
anulează.
Dioda de nul intervine în funcţionarea redresorului comandat dacă este
îndeplinită condiţia generală pentru unghiul de comandă:
ππ
unde p re
p = 3, de
radiani.
prezintă numărul de pulsuri redresate într-o perioadă. În cazul de faţă,
ci dioda de nul intră în conducţie pentru unghiuri de comandă α ≥ π/6
p2α −≥
70
Convertoare statice. Curs introductiv Capitolul 6
Formele de undă
a. Sarcină inductivă (ωL >> R) şi α > π/6
Fig. 6.4. Formele de undă în cazul redresorului trifazat
cu punct median, pentru unghi de comandă α > π/6
71
Convertoare statice. Curs introductiv Capitolul 6
b. Sarcină inductivă (ωL >> R) şi α < π/6
C
1
efect p
Redres
deci nu
2
redreso
fără dio
3
regimul
Fig. 6.5. Formele de undă în cazul α < π/6
oncluzii
. Introducerea diodei de nul DN (denumită şi diodă de regim liber) are ca
rincipal faptul că tensiunea redresată nu mai poate lua valori negative.
oarele cu diodă de nul funcţionează numai în cadranul I al planului (ud, id),
mai pot funcţiona în regim de invertor.
. Îmbunătăţirea formei de undă a tensiunii redresate face ca aceste
are să absoarbă de la reţea o putere reactivă mai mică decât redresoarele
dă de nul, pentru acelaşi unghi de comandă.
. În anumite condiţii, prezenţa diodei de nul poate duce la eliminarea
ui de conducţie discontinuă.
72
Convertoare statice. Curs introductiv Capitolul 6
6.2.2. Redresorul trifazat în punte Schema redresorului
Fig. 6.6. Redresor trifazat în punte,
cu diodă de nul
Funcţionare
Dioda de nul DN intră în conducţie în momentul în care valoarea
instantanee a tensiunii redresate se anulează, tinzând să treacă spre valori
negative, deoarece, începând din acel moment, tensiunea redresată o polarizează
în sens direct. Drept urmare, dioda de nul “taie’’ pulsurile negative ale tensiunii
redresate, aceasta fiind formată numai din pulsuri pozitive. Acest lucru se întâmplă
atunci când unghiul de comandă α satisface relaţia:
πππ 2
De
Ca
a)
Dio
ca şi cum
b)
πp
αp
>++−2
oarece p = 6, aceasta înseamnă:π
şi la redresorul monofazat, se dis
3πα ≤
da de nul DN nu intră niciodată
nu ar exista DN.
3πα >
3α >
ting 2 cazuri:
în conducţie, iar redresorul se comportă
73
Convertoare statice. Curs introductiv Capitolul 6
Tensiunea redresată se anulează la ωt = π, iar dioda de nul DN preia
curentul de sarcină şi conduce până la o nouă comandă, respectiv pe durata:
32ππα −=−+ α
pπ
Analizând formele de undă (fig. 6.7) se observă că fiecare tiristor comută de
2 ori într-o perioadă, iar curentul pe o fază a secundarului transformatorului are 2
pulsuri pe fiecare alternanţă. Faţă de redresorul fără diodă de nul DN, durata de
conducţie a fiecărui tiristor se reduce cu de două ori (2x) durata conducţiei DN,
deci un puls de curent are durata:
1 2
Aceasta înseamnă că valoarea maximă a unghiului de comandă este:
αππαπ−=
−−
32
332
32
maxπα =
Fig. 6.7. Formele de undă în cazul α > π/3
74
Convertoare statice. Curs introductiv Capitolul 7
Capitolul 7
REDRESOARE SEMICOMANDATE
S-a văzut că, prin montarea unei diode de nul, performanţele energetice ale
redresoarelor comandate se îmbunătăţesc. În acelaşi timp, dioda de nul nu mai
permite existenţa tensiunii negative la ieşirea redresorului, făcând imposibilă
funcţionarea în regim de invertor. Performanţe asemănătoare se obţin prin
utilizarea redresoarelor semicomandate, care sunt mai ieftine.
7.1. Redresorul semicomandat, monofazat, în punte Un astfel de redresor se obţine înlocuind 2 tiristoare cu 2 diode, schema
devenind astfel mai ieftină şi mai simplă. Acest tip de redresoare poate funcţiona
numai ca redresor în cadranul I al planului (Ud,Id).
Sunt cunoscute 2 scheme de redresor semicomandat, monofazat, în punte:
schema simetrică (fig. 7.1, a) şi schema asimetrică (fig. 7.1, b).
Din analiza formelor de undă ideale ale celor două redresoare rezultă:
a) Schema simetrică este formată din 2 celule de comutaţie: celula T1, T3,
realizată cu tiristoare şi celula D2, D4, realizată cu diode. Tiristoarele comută cu
un decalaj egal cu unghiul de comandă α, iar diodele conduc începând cu trecerea
prin zero a tensiunii de alimentare a punţii. Ca urmare, curentul prin secundar va
circula o durată θ = π - α. Pe durata unghiului de comandă α sunt simultan în
conducţie T1 şi D2 sau T3 şi D4. Acest ansamblu serie are rol de diodă de regim
liber (diodă de nul) pentru sarcină şi în acest interval de timp tensiunea redresată
rămâne nulă.
b) Schema asimetrică este formată din 2 celule de comutaţie identice,
fiecare formată din câte un tiristor şi o diodă: celula T1, D3 şi celula T4, D2.
diodele comută în mod natural la trecerea prin zero a tensiunii de alimentare a
punţii şi au un unghi de conducţie θ = π - α. Tiristoarele comută cu o întârziere
egală cu unghiul de comandă α şi se blochează la trecerea prin zero a tensiunii
de alimentare, deci unghiul lor de conducţie este tot θ = π - α.
75
Convertoare statice. Curs introductiv Capitolul 7
Rezultă că funcţionarea celor două scheme este similară, cu deosebirea că,
în cazul schemei asimetrice, tiristoarele sunt solicitate în sens invers de o
alternanţă completă a tensiunii de alimentare. Formele de undă ale tensiunii
redresate şi a curentului prin secundarul transformatorului sunt identice cu cele ale
punţii complet comandate cu diodă de nul, rezultând că se obţin aceleaşi
performanţe energetice. Curentul prin secundarul transformatorului de alimentare
este alternativ şi simetric, dar durata unei alternanţe depinde de unghiul de
comandă.
+ id
a)
2'
2
1'
1
u1
Tr
u2 ud
S
Lf
T3T1
D4 D2
is
iT1
uT1
+ id
D
2'
2
1'
1
u1
Tr
u2 ud
S
Lf
D3T1
T4 2
is
iT1
uT1
b)
Fig. 7.1. Schemele de principiu ale redresorului semicomandat,
monofazat, în punte:
a) schema simetrică; b) schema asimetrică
76
Convertoare statice. Curs introductiv Capitolul 7
Forme de undă
Fig. 7.2. Formele de undă în cazul redresorului monofazat semicomandat,
schema nesimetrică, sarcină inductivă
Concluzii
Din analiza formelor de undă se observă că:
1. În cazul sarcinii inductive (L → ∞), tensiunea redresată ud nu are decât
valori pozitive (fig. 7.2.a), iar curentul id prin sarcină este practic constant.
77
Convertoare statice. Curs introductiv Capitolul 7
2. Pe durata unei perioade a tensiunii redresate (π radiani), tiristoarele
care amorsează ca urmare a comenzii aplicate pe poartă, conduc π-α radiani, iar
dioda de nul α radiani (fig. 7.2.b).
7.2. Redresorul semicomandat, trifazat, în punte Schema acestui redresor se obţine din cea a redresorului complet
comandat, prin înlocuirea celor 3 tiristoare dintr-una din cele două celule de
comutaţie, cu diode (fig. 7.3).
P
Tr
ud
+ id
S
Lf
D3D1
T4
D5
ia
iT4
uT4T6 T2
ib
ic
N
ua
ub
uc
R
S
T
iR
1
2
3
Fig. 7.3. Schema de principiu a redresorului semicomandat,
trifazat, în punte
Funcţionare
Controlul de fază se realizează cu ajutorul tiristoarelor T1, T2, T3, numai pe
durata semialternanţelor pozitive ale tensiunilor ua, ub, uc. Tiristoarele sunt
comandate cu o întârziere α (durata unghiului de comandă) faţă de punctele de
comutaţie naturală βc, care, în cazul de faţă este de π/6 radiani. Diodele D1, D2,
D3 formează cea de a doua celulă de comutaţie. Fiecare diodă comută în punctele
de comutaţie naturală ale tensiunilor ua, ub, uc, producând blocarea diodei aflată
anterior în conducţie. Ca şi în cazul redresorului complet comandat cu diodă de
nul, în funcţionarea redresorului trifazat în punte mixtă, se disting două situaţii:
78
Convertoare statice. Curs introductiv Capitolul 7
- unghi de comandă α ≤ π/3
- unghi de comandă α ≥ π/3
Din examinarea formelor de undă se poate deduce funcţionarea
redresorului. Astfel:
a) În cazul unghiurilor de comandă α≤π/3, curentul de sarcină este asigurat,
pe rând, de grupurile (T3, D2), (T1, D2), (T1, D3), (T2, D3), (T2, D1) ş.a.m.d.
Tensiunea redresată are perioada 2π/3 radiani (fig. 7.4). Deoarece tiristoarele sunt
comandate numai pe jumătate din semialternanţele sistemului trifazat de tensiuni
care se redresează (ua, ub, uc), rezultă că tensiunea de la ieşirea redresorului nu
poate avea decât jumătate din valoarea tensiunii de la ieşirea redresorului complet
comandat.
b) În cazul unghiurilor de comandă α ≥ π/3, se poate constata că
funcţionarea redresorului este total diferită, iar forma de undă a tensiunii de la
ieşirea redresorului este modificată faţă de cea corespunzătoare unui unghi α≤π/3
(fig. 7.5). Astfel, se observă că, pe anumite intervale de timp, se află simultan în
conducţie câte un grup tiristor–diodă, aflate pe aceeaşi ramură a punţii redresoare:
(T3, D3), (T1, D1), (T2, D2) ş.a.m.d. Aceste grupuri joacă rol de diodă de nul şi
scurtcircuitează ieşirea redresorului, pe durata conducţiei lor tensiunea redresată
fiind nulă (de fapt, ea are valoarea sumei căderilor de tensiune pe dioda şi tiristorul
aflate simultan în conducţie). Tensiunea redresată are tot perioada de 2π/3 radiani
(fig. 7.5).
Formele de undă
a. Sarcină inductivă (ωL >> R) α ≤ π/3
Fig. 7.4. Formele de undă ale
sistemului trifazat de tensiuni
şi impulsurile de comandă pe
porţile tiristoarelor,
în cazul α ≤ π/3
79
Convertoare statice. Curs introductiv Capitolul 7
Fig. 7.5. Formele de undă în cazul sarcinii inductive,
pentru unghiuri de comandă α ≤ π/3
Fig. 7.6. Forma de undă ale curenţilor din înfăşurările
secundare ale transformatorului
80
Convertoare statice. Curs introductiv Capitolul 7
b. Sarcină inductivă (ωL >> R) α ≥ π/3
Fig. 7.7. Formele de undă ale tensiunilor
pentru unghiuri de comandă α ≥ π/3
Fig. 7.8. Formele de undă ale curenţilor,
pentru unghiuri de comandă α ≥ π/3
81
Convertoare statice. Curs introductiv Capitolul 7
Concluzii
1. Indiferent de valoarea unghiului de comandă α, tensiunea ud de la ieşirea
redresoarelor trifazate semicomandate are numai valori pozitive (figurile 7.5 şi
7.7). Acest tip de redresoare vor putea funcţiona, ca şi redresoarele cu diodă de
nul, numai în cadranul I al planului caracteristicilor (ud, id). Funcţionarea în regim
de invertor nu este posibilă.
2. Tensiunea redresată are perioada de 2π/3 radiani.
3. În cazul unghiurilor de comandă α ≥ π/3, pe o parte din durata unghiului
de conducţie, fiecare tiristor din punte, împreună cu dioda de pe aceeaşi ramură,
sunt simultan în conducţie. Aceste grupuri tiristor-diodă joacă, pe rând, rolul de
diodă de nul, anulând tensiunea de la ieşirea redresorului (figurile 7.5 şi 7.8).
4. Curenţii din înfăşurările secundare ale transformatorului de alimentare,
indiferent de valoarea unghiului de comandă, sunt dreptunghiulari, alternativi şi
simetrici (figurile 7.6 şi 7.8).
82
Convertoare statice. Curs introductiv Capitolul 8
Capitolul 8
COMANDA REDRESOARELOR CU COMUTAŢIE NATURALĂ
8.1. Structura blocului de comandă
Blocul de comandă al redresoarelor are rolul de a genera impulsurile pentru
amorsarea (aprinderea) tiristoarelor. El este nu este un circuit de forţă şi de aceea
se realizează cu componente electronice tipice de mică putere şi frecvenţă de
lucru ridicată. Structura sa tipică cuprinde 5 unităţi funcţionale:
1. comanda valorii medii CVM
2. generatorul de tact (ceas) GT
3. distribuitorul de impulsuri DI
4. formatorul de impulsuri
5. circuitele de control CC
RC S
CVM GT DI FI
CC
uc
Reţea
Fig. 8.1. Schema bloc a unităţii de comandă
a unui redresor [2]
RC – redresor comandat; S – sarcină
La redresoarele cu comutaţie naturală semnalul de tact este obţinut din
reţeaua de alimentare, iar acest procedeu se mai numeşte uneori şi sincronizare.
83
Convertoare statice. Curs introductiv Capitolul 8
Valoarea medie a tensiunii de ieşire a redresoarelor comandate este, de
obicei, reglabilă şi se comandă din exterior (uc).
Semnalele de comandă emise de generatorul de tact GT sunt distribuite
elementelor de comutaţie ale redresorului în ordinea determinată de topologia sa
de către un distribuitor de impulsuri DI. Ieşirile acestuia sunt validate de către
circuitul de control CC, ale cărui semnale au prioritate faţă de oricare alte
semnale.
Formatorul de impulsuri are rolul de a adapta parametrii impulsurilor de
comandă la cerinţele dispozitivelor de comutaţie folosite în redresor. El poate
realiza şi separarea galvanică între blocul de comandă şi partea de forţă folosind
transformatoare de impulsuri.
În prezent, circuitele de comandă se realizează sub formă integrată (circuite
specializate, microcontrolere etc.). Un circuit integrat tipic pentru comanda
redresoarelor este circuitul βAA 145.
8.2. Comanda valorii medii
Există 3 modalităţi de comandă a valorii medii a mărimii de ieşire dintr-un
redresor cu comutaţie naturală şi implicit de comandă a puterii furnizate sarcinii:
1. comanda în (prin) fază
2. comanda prin zero cu referinţă constantă în timp (fixă)
3. comanda prin zero cu referinţă liniar variabilă în timp
Toate cele 3 metode presupun existenţa următoarelor semnale (tensiuni):
- tensiunea de comandă uc , proporţională cu valoarea medie a tensiunii
redresate sau cu puterea furnizată sarcinii
- tensiunea de referinţă ur - tensiunea de sincronizare us, care este obţinută din tensiunea de reţea
şi trece prin zero în punctele de comutaţie naturală.
De obicei, tensiunea de referinţă este determinată, ca mod de variaţie,
de tensiunea de sincronizare şi se compară cu tensiunea de comandă.
84
Convertoare statice. Curs introductiv Capitolul 8
8.2.1. Comanda în (prin) fază În acest caz tensiunea de referinţă este liniar variabilă şi sincronizată cu
tensiunea de sincronizare, iar impulsurile de comandă sunt generate la fiecare
coincidenţă a tensiunii de comandă cu tensiunea de referinţă, pe panta
crescătoare a acesteia (fig. 8.2).
Această metodă se caracterizează printr-o rezoluţie foarte fină, putându-se
sesiza variaţii foarte mici ale tensiunii de comandă dar are dezavantajul generării
de armonici superioare.
8.2.2. În ace
comandă su
dacă uc < u
semialternan
Deoarece va
mai mică de
numeşte „co
Dezav
întârzierea c
Fig. 8.2. Explicativă privind comanda prin fază în cazul
unui redresor monofazat bialternanţă
Comanda prin zero cu referinţă constantă în timp (fixă) st caz tensiunea de referinţă are valoare constantă, iar impulsurile de
nt generate la fiecare trecere prin zero a tensiunii de sincronizare,
r. În acest fel, tensiunea redresată conţine un număr întreg de
ţe, iar acest tip de comandă se numeşte ”cu undă plină” (fig. 8.3).
riaţia tensiunii de comandă contează numai dacă este mai mare sau
cât tensiunea de referinţă, această metodă de comandă se mai
mandă în 2 puncte” (în limba engleză two points driver).
antajele metodei constau în rezoluţia limitată a reglajului puterii şi în
u care se obţine regimul staţionar al puterii comandate.
85
Convertoare statice. Curs introductiv Capitolul 8
8 Î
zeci de
comand
zero ale
F
A
engleză
permite
Fig. 8.3. Explicativă privind comanda cu undă plină şi referinţă fixă
în cazul unui redresor monofazat bialternanţă [2]
.2.3. Comanda prin zero cu referinţă variabilă n acest caz tensiunea de referinţă este liniar variabilă pe durata câtorva
semialternanţe ale tensiunii de sincronizare (fig. 8.4). Impulsurile de
ă nu sunt generate în intervalele de timp în care uc> ur, la trecerile prin
tensiunii redresate.
ig. 8.4. Explicativă privind comanda cu undă plină şi referinţă variabilă
în cazul unui redresor monofazat bialternanţă [2]
cest tip de comandă se numeşte “comandă proporţională” (în limba
proporţional driver). Are avantajul că elimină suprareglarea puterii şi
atingerea regimului staţionar într-un timp mai scurt.
86
Convertoare statice. Curs introductiv Capitolul 9
Capitolul 9
REDRESOARE CU FACTOR DE PUTERE CAPACITIV
Factorul de putere (FP) al ansamblului redresor-sarcină, văzut la intrare se
defineşte ca fiind raportul dintre puterea activă Pd transmisă sarcinii la un unghi de
comandă α şi puterea aparentă St din secundarul transformatorului care
alimentează redresorul:
în care puterea activă Pd are
dP
Pd = Pd0 cos α
Factorul de putere pe
unghiului de defazaj φ1 dintr
redresor de la reţea:
FPF = cos φ1
Dacă se consideră c
fundamentală, se poate scrie
fundamentală St1:
Pd = St1 cos φ1
În cazul redresoarelor
seama de expresiile fundame
FPF = cos φ1 =
adică unghiul de defazaj φ1 d
unghiul de comandă α. Din a
dezavantaj al redresoarelor c
cu atât mai mic cu cât unghiu
Analizând funcţionarea
vedea că, la acelaşi ung
redresoarelor (împreună cu t
schemă.
Principiul de funcţion
comandate în fază, cons
expresia: tS
FP =
fundamentală FPF se defineşte ca fiind cosinusul
e fundamentalele tensiunii şi curentului absorbite de
ă puterea activă se transmite sarcinii numai pe
puterea activă Pd în funcţie de puterea aparentă pe
comandate, pornind de la această relaţie şi ţinând
ntalei curentului din primar, se ajunge la relaţia:
cos α
intre fundamentalele curentului şi tensiunii este chiar
ceastă relaţie se vede clar că acesta este principalul
omandate şi anume funcţionarea cu factor de putere
l de comandă α este mai apropiat de π/2.
diferitelor tipuri de redresoare comandate se poate
hi de comandă α, factorul de putere global al
ransformatorul de reţea) este diferit de la schemă la
are al redresoarelor cu factor de putere capacitiv,
tă în intrarea în conducţie a fiecărui element
87
Convertoare statice. Curs introductiv Capitolul 9
semiconductor de comutaţie în punctul de comutaţie naturală şi menţinerea lui în
conducţie un unghi ψc:
ψc = 2π/m - α
în care m reprezintă numărul de faze (m = 2 pentru redresoarele monofazate,
respectiv m = 3 pentru cele trifazate), iar α este unghiul de comandă. Rezultă că
funcţionarea acestui tip de redresoare se caracterizează prin existenţa unor
perioade de timp în care elementele semiconductoare sunt blocate şi deci, pentru
menţinerea circulaţiei curentului prin sarcină, este necesară prezenţa unei diode
de nul (DN).
9.1. Redresorul monofazat în punte
9.1.1. Schema redresorului. Funcţionare Schema folosită este aceea a unui redresor în punte, la care s-a adăugat o
diodă de nul. Dispozitivele semiconductoare de comutaţie nu mai sunt însă
elemente semicomandate – tiristoare – ci elemente complet comandate.
Caracteristic acestor elemente este faptul că ele pot nu numai amorsate, ci şi
blocate prin comandă.
+ id
2'
2
1'
1
u1
Tr
u2 ud
-
S
L
Q3Q1
Q4 Q2
is
DN
Fig. 9.1. Redresor monofazat în punte,
cu factor de putere capacitiv
88
Convertoare statice. Curs introductiv Capitolul 9
Din categoria dispozitivelor semiconductoare complet comandate, folosite
în comutaţie, fac parte: tiristoarele cu blocare pe poartă (GTO – Gate Turn –Off
Thyristor), tranzistoarele bipolare de putere, tranzistoarele unipolare de putere,
tranzistoarele cu inducţie statică şi altele, deci dispozitive care conduc tot numai
într-un singur sens.
În locul dispozitivelor complet comandate pot fi folosite şi tiristoare
prevăzute cu circuite de stingere.
Analizând formele de undă, se disting următoarele secvenţe:
- în intervalul ωt∈(0; π-α) conduc elementele comandate Q1 şi Q2,
tensiunea de la ieşirea redresorului are valoarea ud = us, iar curentul din secundar
are valoarea is = Id, unde Id ≅ const. reprezintă valoarea curentului prin sarcină, în
ipoteza unei sarcini puternic inductive;
- în intervalul ωt∈(π-α; π) în conducţie se află doar dioda de nul DN,
tensiunea de la ieşirea redresorului este nulă ud = 0, iar curentul din secundarul
transformatorului este de asemenea nul is = 0;
- în intervalul ωt∈(π; 2π-α) conduc dispozitivele comandate Q3 şi Q4,
tensiunea de la ieşirea redresorului are valoarea ud = -us, iar curentul din secundar
are valoarea is = -Id;
- în intervalul ωt∈(2π-α; 2π) în conducţie se află doar dioda de nul DN,
tensiunea de la ieşirea redresorului este nulă ud = 0, iar curentul din secundarul
transformatorului este de asemenea nul: is = 0.
Formele de undă
Sarcină inductivă (ωL >> R)
Fig. 9.2. Tensiunea redresată şi curentul prin sarcină
89
Convertoare statice. Curs introductiv Capitolul 9
9.1.2. Mărimi caracteristice
1. Tensiunea medie redresată la mersul în gol
Din formele de undă (fig. 9.2) se observă că tensiunea redresată este
periodică şi are perioada π. Valoarea ei este:
ud = u2 pentru ωt ∈(0, π-α)
ud = u0 pentru ωt ∈( π-α, π)
( ) ( )
2cos22sin211 22
2
00
απ
ωωπ
ωπ
αππ UttdUtduU dd === ∫∫−
Fig. 9.3. Formele de undă ale curenţilor în cazul
redresorului cu factor de putere capacitiv
90
Convertoare statice. Curs introductiv Capitolul 9
Valoarea ei maximă se obţine pentru α = 0 şi este:
2. Puterea medie absorbită de sarcină
Puterea instantanee este:
pd = udid
iar valoarea medie:
1P =
3. Puterea aparentă a transformatorului
4. Puterea aparentă pe fundamentală
5. Factorul de putere pe fundamentală
( ) ( )2
cos1 20
00
αωπ
ωπ
ππ
dddddddd IUIUtduItdp === ∫∫
παπ −
== dt IUIUS 222
2cos
2cos22
022121
ααπ dddt IUIUIUS ==
2cos
2cos
2cos
0
20
1
αα
α
===dd
dd
t
d
IU
IU
SPFPF
222 UUdo
π=
6. Unghiul de defazaj al fundamentalei curentului, în secundarul
transformatorului
Dacă se notează cu ψ1 unghiul de defazaj dintre fundamentala curentului şi
tensiune şi deoarece din formulele de mai sus se obţine:
FPF = cosψ1
rezultă că: cosψ1 =cosα/2
Concluzie: ψ1 = α/2, adică defazajul ψ1 este întotdeauna pozitiv, ceea ce
semnifică faptul că fundamentala curentului este întotdeauna în avans faţă de
tensiune cu unghiul α/2.
91
Convertoare statice. Curs introductiv Capitolul 9
9.2. Schemă economică de redresor
cu factor de putere capacitiv
Schema redresorului
Studiul funcţionării redresorului monofazat în punte, cu factor de putere
capacitiv, a scos în evidenţă faptul că acest redresor prezintă similitudini cu
redresorul semicomandat clasic. Pornind de la această observaţie, s-a conceput o
schemă mai simplă, în care elementele comandate de pe o latură a punţii au fost
înlocuite cu diode (fig. 9.4).
Fig
+ id
Funcţionare
secţiunea precede
în conducţie în p
blocate cu un ava
Observând forme
secvenţe:
- în interv
redresorului are v
unde Id ≅ const. re
puternic inductive;
- în interva
de nul, tensiunea
transformatorului e
. 9.4. Schemă economică de redresor monofazat
2'
2
1'
1
u1
Tr
u2 ud
-
R
L
Q1
Q2
isD1
D2
în punte, cu factor de putere capacitiv
a acestui redresor este similară cu a redresorului studiat în
ntă. Astfel, dispozitivele complet comandate Q1, Q2 sunt forţate
unctele de comutaţie naturală ale tensiunii de reţea şi sunt
ns reglabil α înainte de următorul punct de comutaţie naturală.
le de undă, în funcţionarea redresorului se disting următoarele
alul ωt∈(0; π-α) conduc Q1 şi D2, tensiunea de la ieşirea
aloarea ud = us, iar curentul din secundar are valoarea is = Id,
prezintă valoarea curentului prin sarcină, în ipoteza unei sarcini
lul ωt∈(π-α; π) conduc diodele D1 şi D2, care joacă rol de diodă
de la ieşirea redresorului este nulă, iar curentul din secundarul
ste de asemenea nul;
92
Convertoare statice. Curs introductiv Capitolul 9
- în intervalul ωt∈(π; 2π-α) conduc Q2 şi D1, tensiunea de la ieşirea
redresorului are valoarea ud = -us, iar curentul din secundar are valoarea is =-Id;
- în intervalul ωt∈(2π-α; 2π) conduc diodele D1 şi D2, care joacă rol de
diodă de nul, tensiunea de la ieşirea redresorului este nulă us=0, iar curentul din
secundarul transformatorului este de asemenea nul id=0;
Se observă că în punctele de comutaţie naturală are loc transferul de
curent (comutaţia) între cele două diode D1 şi D2.
Concluzii
Redresoarele cu factor de putere capacitiv, comandate în fază, prezintă
câteva caracteristici comune:
1. Nu consumă putere reactivă, ca în varianta clasică, ci ele însele devin
surse de putere reactivă.
2. Defazajul φ1 dintre fundamentalele curentului şi tensiunii, după cum se
observă şi din examinarea formei de undă a curentului is din secundarul
transformatorului, este întotdeauna pozitiv (fig. 8.7 şi 8.10), deci fundamentala
curentului este în avans faţă de tensiune. Se poate demonstra uşor că defazajul
este egal cu α/2.
3. Curentul din secundarul transformatorului de alimentare este, în ambele
cazuri analizate, dreptunghiular, alternativ şi simetric.
4. Acest tip de redresoare nu permit funcţionarea în regim de invertor, deci
nu permit funcţionarea în regim de frânare recuperativă, regim esenţial în cazul
acţionărilor cu motoare de c.c.
5. Datorită conţinutului mare de armonici superioare al curentului absorbit
de redresor, factorul de putere global rămâne subunitar.
6. În cazul schemei economice se observă că, pe durata unghiului α,
conducţia celor două diode D1, D2 se suprapune, ele jucând rol de diodă de nul.
Pe această durată, tensiunea de la ieşirea redresorului se anulează (fig. 8.9).
93
Convertoare statice. Curs introductiv Capitolul 9
Formele de undă
Sarcină inductivă (ωL >> R)
Fig. 9.5. Tensiunea redresată şi curentul prin sarcină
Fig. 9.6. Formele de undă ale curenţilor
94
Convertoare statice. Curs introductiv Capitolul 9
9.3. Redresor trifazat în punte cu factor
de putere capacitiv
Schema redresorului. Funcţionare
Fiecare element de comutaţie este închis pe durata a 2π/3 radiani în fiecare
perioadă a tensiunilor redresate, începând cu un unghi de comandă α reglabil, faţă
de punctul de comutaţie naturală. Trebuie menţionat că această schemă permite
şi funcţionarea în regim de invertor.
Dacă se consideră succesiunea directă a sistemului de tensiuni ua, ub, uc,
atunci ordinea de comandă va fi ordinea numerotării elementelor de comutaţie: Q1,
Q2….Q6.
ud
+
-
id
S
L
Q3Q1
Q4 Q2
Q5
Q6
ia
ib
ic
ub
uc
R
S
T
iR
1
2
3
ua
P
N
Fig. 9.7. Redresor trifazat în punte cu factor
de putere capacitiv – schema de principiu
Dacă se consideră ca origine a timpului tensiunea de linie:
tUu ωsin2=
care este în avan
corespunzător ele
ψ1= 2
sab
s cu π/6 faţă de tensiunea fazei a, iar unghiul de conducţie
mentului Q1 este:
π/3 - α
95
Convertoare statice. Curs introductiv Capitolul 9
socotit chiar din punctul de comutaţie naturală βc = π/2 - π/6 = π/3, atunci valoarea
medie a tensiunii redresate la mersul în gol, pentru intervalul ωt ∈(π/3-α, 2π/3 -α)
în care tensiunea redresată este uab va fi:
Această expresie este identică cu cea de la redresorul cu comutaţie
naturală. De asemenea, toate celelalte mărimi caracteristice şi indicii de calitate
sunt identici cu cei ai redresorului cu comutaţie naturală, unghiul de comandă fiind
α.
Se observă, de asemenea, că fundamentala curentului fazei a este în
avans faţă de tensiune cu un unghi:
ψ1 = α
( ) ( ) απ
ωωπ
ωπ
απ
απ
απ
απ
cos23sin233 3/2
3/
3/2
3/ssabd UtdtUtduU =⋅== ∫∫
−
−
−
−
Fig. 9.8. Formele de undă idealizate pentru redresorul trifazat
în punte cu factor de putere capacitiv
96
Convertoare statice. Curs introductiv Capitolul 10
Capitolul 10
REDRESOARE CU FACTOR DE PUTERE UNITAR
Principiul de funcţionare al acestor redresoare este următorul: pentru
obţinerea unui factor de putere unitar în raport cu fundamentala curentului şi
pentru a putea regla valoarea medie a tensiunii redresate, comanda elementelor
semiconductoare ale redresorului se face simetric faţă de punctele în care
tensiunea care se redresează este maximă. În acest fel, intrarea în conducţie a
acestora se produce cu o întârziere reglabilă α faţă de trecerea prin zero a
tensiunii care se redresează (ca la redresoarele cu comutaţie naturală), iar
blocarea se produce în avans cu acelaşi unghi α faţă de următoarea trecere prin
zero a tensiunii.
10.1. Redresorul monofazat în punte
Schema redresorului Schema redresorului cu factor de putere unitar este aceeaşi cu a
redresorului comandat monofazat în punte, cu deosebirea că, în locul tiristoarelor
sunt folosite fie dispozitive complet comandate, fie tiristoare prevăzute cu circuite
de stingere. Astfel, se va putea realiza comanda lor cu o întârziere α faţă de
punctul de comutaţie naturală, la amorsare, respectiv cu un avans α faţă de
următorul punct de comutaţie naturală, la blocare (stingere). Aceste redresoare
necesită, de obicei, o diodă de nul pentru a asigura circulaţia continuă a curentului
prin sarcină. Folosind scheme de comandă mai complicate, redresoarele cu factor
de putere unitar pot funcţiona şi fără diodă de nul .
Comanda perechilor de tranzistoare Q1, Q2 respectiv Q3, Q4 se face în
antifază, folosind impulsuri dreptunghiulare de tensiune având amplitudinea şi
durata adecvate tipului de elemente de comutaţie folosite şi defazajul faţă de
punctele de comutaţie naturală (care, în acest caz, sunt chiar trecerile prin zero
97
Convertoare statice. Curs introductiv Capitolul 10
ale tensiunii de reţea), egal cu unghiul de comandă α. Deoarece elementele de
comutaţie din punte sunt dispozitive complet comandate, rezultă că acestea se vor
bloca cu un avans faţă de următorul punct de comutaţie naturală egal tot cu
unghiul α.
+ id
Funcţio
Dacă se
redresate se d
a) ωt ∈
-
-
-
b) ωt ∈
-
-
-
c) ωt ∈
-
-
-
neces
semic
2'
2
1'
1
u1
Tr
u2 ud
-
R
L
Q3Q1
Q4 Q2
is
DN
Fig. 10.1. Schema de principiu a unui redresor cu
factor de putere unitar
nare
examinează formele de undă (fig. 10.2), într-o perioadă a tensiunii
eosebesc următoarele secvenţe:
(α, π-α):
în conducţie se află Q1 şi Q2
tensiunea redresată este u2
curentul prin secundarul transformatorului is are valoarea Id
(π+α, 2π-α):
în conducţie se află Q3 şi Q4
tensiunea redresată este -u2
curentul prin secundarul transformatorului is are valoarea -Id
(0, α) ∪ (π-α, π+α ) ∪ (2π-α, 2π):
tensiunea redresată este nulă
curentul prin secundarul transformatorului is este nul
pentru menţinerea curentului de sarcină în acest interval este
ară o diodă de nul sau menţinerea în conducţie a două elemente
onductoare de pe aceeaşi ramură (Q1 şi Q4 sau Q2 şi Q3)
98
Convertoare statice. Curs introductiv Capitolul 10
Formele de undă
Sarcină inductivă (ωL >> R)
Fig. 10.2. Formele de undă ale tensiunilor şi curenţilor
în cazul redresorului cu factor de putere unitar
F
ig. 10.3. Formele de undă ale tensiunii şi curentului din
secundarul transformatorului de alimentare
99
Convertoare statice. Curs introductiv Capitolul 10
10.1.1. Mărimi caracteristice 1. Tensiunea medie redresată la mersul în gol :
Din formele de undă (fig. 9.2) se observă că tensiunea redresată este
periodică şi are perioada π. Valoarea ei medie este:
( ) ( ) απ
ωωπ
ωπ
απ
α
π
α
cos22sin211 22
UttdUtduU dd === ∫∫−
adică valoare identică cu cea de la ieşirea unui redresor cu comutaţie naturală, la
care însă α∈(α, π/2). Valoarea ei maximă se obţine pentru α = 0:
222 UUdo
π=
2. Puterea activă (medie) absorbită de sarcină
Puterea instantanee este:
pd = udid
iar valoarea medie:
1P = ( ) ( ) ααωπ
ωπ
ππ
coscos100
00ddddddddd PIUIUtduItdp ==== ∫∫
3. Puterea aparentă din secundarul transformatorului:
πα21222 −== dt IUIUS
4. Puterea aparentă pe fundamentală:
ddddt PIUIUIUS === ααπ
coscos22022121
5. Factorul de putere pe fundamentală:
1cos
11 ===
t
d
SPFPF ϕ
Concluzii Redresoarele cu factor de putere unitar, comandate în fază, prezintă câteva
caracteristici comune:
1. Curentul din secundarul transformatorului de alimentare este
dreptunghiular, alternativ şi simetric şi în fază cu tensiunea (fig. 9.3). Din această
cauză, acest tip de redresoare nu consumă putere reactivă de la reţea.
100
Convertoare statice. Curs introductiv Capitolul 10
2. Datorită conţinutului mare de armonici superioare al curentului absorbit
de redresor de la reţea (în special a celor de ordin 5 şi 7), factorul de putere global
rămâne subunitar.
3. Folosind o schemă de comandă adecvată, redresoarele cu factor de
putere unitar pot funcţiona şi în regim de invertor. Pentru aceasta, se inversează
comanda dispozitivelor de comutaţie, adică Q1 şi Q2 sunt în conducţie pe
semialternanţa negativă a tensiunii, iar Q3 şi Q4 pe semialternanţa pozitivă.
10.2. Redresorul trifazat în punte
Schema redresorului Este identică cu cea a unui redresor cu factor de putere capacitiv destinate
alimentării motoarelor de c.c., cu deosebirea că se va folosi o metodă de comandă
adecvată acestui redresor. Trebuie manţionat că această schemă conţine numai
elemente semiconductoare complet comandate.
+ iP
a,
ud
-
d
S
L
Q3Q1
Q4 Q2
Q5
Q6
ia
ib
ic
ub
uc
R
S
T
iR
1
2
3
ua
N
Fig. 10.4. Schema de principiu a unui redresor trifazat în punte,
cu factor de putere unitar
Funcţionare
Dacă se consideră ca origine a timpului trecerea prin zero a tensiunii fazei
se disting 3 situaţii particulare (figurile 10.5 şi 10.6):
101
Convertoare statice. Curs introductiv Capitolul 10
a) α ≤ π/6, unde π/6 este întârzierea punctului de comutaţie naturală a lui
Q1 faţă de trecerea prin zero a tensiunii fazei a. În acest caz, fiecare element este
comandat în avans faţă de punctul de comutaţie naturală, dar nu va intra în
conducţie decât în punctul de comutaţie naturală, deci redresorul se va comporta
ca un redresor necomandat. Valoarea medie a tensiunii redresate nu se poate
regla.
b) α∈[π/6, π/3], când există intervale de timp în care sunt blocate toate
elementele semiconductoare. În acest caz, pentru a permite existenţa curentului
de sarcină este necesar să se prevadă o diodă de nul sau să se adopte o
comandă adecvată, astfel încât să fie în conducţie fiecare element atunci când
conduce elementul de pe aceeaşi fază cu el, iar elementele de pe aceeaşi parte
cu el sunt blocate.
c) α ≥ π/6 – în acest caz elementele de pe faze şi părţi diferite nu sunt
comandate simultan, iar ud este nulă.
Fig. 10
c
.5. Formele de undă pentru redresorul trifazat
u factor de putere unitar, în cazul α ≤ π/6
102
Convertoare statice. Curs introductiv Capitolul 10
Fig. 10.6. Formele de undă pentru redresorul trifazat
cu factor de putere unitar, în cazul α∈ [π/6, π/3]
Concluzii 1. Curentul de fază, în secundarul transformatorului, conţine în fiecare
semialternanţă cel puţin un puls simetric faţă de maximumul tensiunii fazei
respective (2 pulsuri pentru cazul α∈[π/6, π/3]).
2. Curentul circulă prin sarcină în permanenţă.
103
Convertoare statice. Curs introductiv Capitolul 11
Capitolul 11
FUNCŢIONAREA REDRESOARELOR COMANDATE ÎN REGIM DE INVERTOR
Teoria generală a redresoarelor comandate pune în evidenţă faptul că
valoarea medie a tensiunii redresate are expresia generală:
Ud = Ud0 cosα
în care α reprezintă unghiul de comandă, iar Ud0 reprezintă tensiunea medie
redresată la mersul în gol şi unghi de comandă nul: π
Din a
redresor com
pozitive cât ş
De as
expresia:
P
în care p re
(considerată
negativă. As
- Dac
redresor este
la redresor s
- Dac
redresor este
la sarcină sp
În figu
redresor com
p
psinU2
Us
d0 π=
ceste relaţii se poate observa clar că tensiunea de la ieşirea unui
andat poate avea, în funcţie de unghiul de comandă α, atât valori
i negative.
emenea, puterea activă debitată de un redresor comandat, care are
++ αππ
( ) cosαUIUdiupdd0dddd === ∫
+−
⋅ ωtπ
p2
αpπ
2π
prezintă numărul de faze, iar Id = const. este curentul prin sarcină
puternic inductivă), se constată că poate fi atât pozitivă cât şi
tfel:
I
ă unghiul de comandă α ∈(0; π/2), puterea activă debitată de
pozitivă (P > 0), ceea ce semnifică faptul că se transmite putere de
pre sarcină. Acest regim se numeşte “regim de redresor”.
ă unghiul de comandă α ∈(π/2; π), puterea activă debitată de
negativă (P < 0), ceea ce semnifică faptul că se transmite putere de
re redresor. Acest regim se numeşte “regim de invertor”.
ra 11.1 sunt ilustrate cele două regimuri de funcţionare ale unui
andat cu sarcină activă RLE.
104
Convertoare statice. Curs introductiv Capitolul 11
Î
preciză
1
active (
a curen
cazul sa
comenz
Funcţio
2
alternat
energie
frecven
putere a
3
funcţion
4
că func
medii a
0), iar
curentu
redreso
id
Ra
La
Ea=ud
Sarcină activăRdresor
comandat
Reţea dealimentare
de c.a.
uc
Flux de energie
Flux de energie
Regim de redresor
Regim de invertor
Fig. 11.1. Regimurile de funcţionare ale unui redresor
comandat, cu sarcină activă
n legătură cu funcţionarea în regim de invertor trebuie făcute câteva
ri. Astfel:
. Funcţionarea în regim de invertor este posibilă numai în cazul sarcinilor
motoare de c.c., de exemplu), care pot menţine sensul pozitiv de circulaţie
tului, chiar dacă valoarea medie a tensiunii redresate este negativă. În
rcinilor pasive, chiar dacă unghiul de comandă are valori corespunzătoare
ii în regim de invertor, nu se obţine funcţionarea în acest regim.
narea redresorului este, în acest caz, în regim de curent întrerupt.
. Funcţionarea în regim de invertor presupune ca reţeaua de curent
iv să fie suficient de puternică încât să se poată realiza schimbul de
activă şi deformantă cu redresorul, fără să-şi modifice forma, valoarea şi
ţa tensiunilor sale [6]. În acest regim, reţeaua primeşte de la redresor
ctivă, dar continuă să furnizeze putere reactivă.
. În regim de invertor, prin intermediul tensiunii electromotoare Ea, sarcina
ează ca generator, asigurând acelaşi sens de circulaţie a curentului.
. Dacă ne referim la planul caracteristicilor de sarcină (ud, id), este evident
ţionarea în regim de redresor se produce în cadranul I, în care valorile
le tensiunii redresate şi ale curentului prin sarcină sunt pozitive (Ud > 0, Id >
funcţionarea în regim de invertor are loc numai în cadranul IV, în care
l prin sarcină are acelaşi sens de circulaţie, dar tensiunea de la ieşirea
rului este negativă (Ud < 0; Id > 0).
105
Convertoare statice. Curs introductiv Capitolul 11
11.1. Redresorul trifazat cu punct median
Schema redresorului
idT1i
Fig. 11.2. Redresorul folosit pentru ilustrarea
funcţionării în regim de invertor
Pentru exemplificarea funcţionării în regim de invertor a fost folosit un
redresor trifazat în stea cu sarcină activă, unghiul de comandă α fiind în domeniul
α ∈(π/2; π). Mai precis, s-a ales α ≅ 2π/3 radiani (cca. 7ms), putând astfel să se
facă o comparaţie cu funcţionarea în regim de redresor, în care, pentru comanda
aceluiaşi tip de redresor, s-a folosit un unghi de comandă α ≅ π/3 (cca. 3,33ms).
Valoarea tensiunii electromotoare s-a ales Ea = 10V
ud LaR
S
T
iR
1
2
3
T2
T3
a
c b
1
23
T1
uT1
Ra
Ea
Sarcinãactivã
n
Fig. 11.3. Schema PSPICE folosită pentru simularea
regimului de invertor
106
Convertoare statice. Curs introductiv Capitolul 11
Formele de undă
Sarcină activă (ωL>> R; R =1ohm; Ea= 10V); α≅2π/3
Fig. 11.4. Formele de undă ale tensiunii redresate
şi curentului prin sarcină
Fi
g.
11.5. Formele de undă ale curenţilor şi tensiunilordin înfăşurările secundare ale transformatorului
107
Convertoare statice. Curs introductiv Capitolul 11
11.2. Erori de comutaţie
O mărime caracteristică regimului de invertor al redresoarelor comandate
este aşa-numitul unghi de comandă maxim αmax, corespunzător unui curent de
sarcină maxim Idmax [6].
Valoarea limită a unghiului de comandă maxim αmax pentru funcţionarea ca
invertor a unui redresor comandat este funcţie de valoarea unghiului de comutaţie
µ şi de valoarea unghiului de stingere β (unghi de siguranţă) (vezi şi figura 11.6).
El este dat de relaţia:
αmax + µ + β = 180°
Reamintim că unghiului de comutaţie µ este definit ca fiind unghiul
(intervalul de timp) necesar comutării curentului de sarcină al unui redresor
(comandat) de pe o ramură (cale de comutaţie) pe alta.
T
şi de
uan
0ubn
Lk
Lk
Rk
Rk
1
T2
iT1
iT2
uK
id=IdiT2=ik
Id
µα
Id
iT1 iT2
ik
Fig. 11.6. Explicativă privind definirea unghiurilor de comutaţie µ
şi de comandă α în cazul unui redresor trifazat cu punct median
Valoarea unghiului de comutaţie depinde valoarea unghiului de comandă α
valorile medii ale curenţilor pe ramură ik şi de sarcină id [6]:
−
αIIcosαarcosµ d −
−= ∧
k
108
Convertoare statice. Curs introductiv Capitolul 11
În regim de redresor, la curent de sarcină constant, deci la raport
k∧
−
I
Id
constant, unghiul de comutaţie µ scade odată cu creşterea unghiului de comandă
α până când atinge un minim la α= 90°.
Fig. 11.7. Dependenţa unghiului de comutaţie µ de parametrul
−
În regim de invertor unghiul de comutaţie µ creşte cu α până
α + µ = 180°
impusă de funcţionarea fără răsturnare în acest regim (fig. 11.7) [6].
Depăşirea curentului maxim Idmax sau a unghiului de comand
provoacă ceea ce se numeşte o eroare de comutaţie (răsturnare a inv
În mod normal, cauzele funcţionării unui redresor comandat
răsturnare sunt următoarele [6]:
- creşterea unghiului de comandă α peste valoarea αmax;
- creşterea unghiului de comutaţia µ ca urmare a unei supra
micşorării tensiunii de alimentare, care ar conduce la micşorarea
stingere β sub valoarea minimă necesară blocării tiristorului aflat în co
- un defect în circuitul de comandă sau absenţa accidentală
de comandă pentru tiristorul care trebuie să intre în conducţie.
În circuitele reale folosite în practică, pentru curenţi de sarcină
constatat că un unghi de comandă α < 150° asigură protecţia împotr
de comutaţie [6].
kI
∧
Id
la li
ă m
ert
în
sar
un
nd
a
no
iva
mita:
axim αmax
orului).
regim de
cini sau a
ghiului de
ucţie;
impulsului
rmali, s-a
defectelor
109
Convertoare statice. Curs introductiv Capitolul 11
F
ig. 11.8. Defect de comutaţie (răsturnare) apărut în funcţionarea
redresorului trifazat comandat cu punct median [6]
110
Convertoare statice. Curs introductiv Capitolul 12
Capitolul 12
COMANDA MID (PWM) A REDRESOARELOR
După cum s-a constatat la studiul redresoarelor cu factor de putere unitar
(Capitolul 10), spectrul de armonici al curenţilor de fază absorbiţi de redresor pune
în evidenţă o pondere mare a armonicilor superioare, în special a celor de ordinul
5 şi 7 (cazul unghiului de comandă α = π/4). Pentru a reduce conţinutul de
armonici absorbit de redresor de la reţea, redresoarele cu factor de putere unitar
pot fi comandate prin metoda modulării impulsurilor în durată MID (PWM - Pulse
With Modulation în limba engleză). În acest fel, curentul pe fază va avea, pe fiecare
alternanţă, un număr mare de pulsuri de amplitudine constantă, dar a căror durată
poate fi modificată prin comandă.
Principalele metode de modulaţie folosite sunt următoarele:
- metoda modulaţiei sinusoidale
- metoda modulaţiei sinusoidale bilogice
- metoda modulaţiei sinusoidale trilogice
12.1. Redresorul monofazat în punte
12.1.1. Metoda modulaţiei sinusoidale Această metodă constă în determinarea momentelor de comutaţie a
dispozitivelor semiconductoare (tiristoare, tranzistoare de putere etc.) ale
redresorului prin compararea unui semnal de comandă sinusoidal uc cu un semnal
de referinţă ur care este, de regulă, triunghiular. Semnalul de comandă are
frecvenţa egală cu frecvenţa tensiunii de alimentare a redresorului şi amplitudinea
reglabilă, iar semnalul de referinţă are amplitudinea fixă şi frecvenţa mult mai mare
decât frecvenţa semnalului de comandă.
Conform acestei metode, în mod normal, comanda unui element al
redresorului se face numai pe alternanţa tensiunii de alimentare pe care acesta
111
Convertoare statice. Curs introductiv Capitolul 12 poate intra în conducţie. De exemplu, în cazul unui redresor monofazat în punte,
se vor comanda simultan elementele Q1 şi Q2, respectiv Q3 şi Q4. Pentru a
permite existenţa curentului de sarcină în intervalele în care toate elementele sunt
deschise (blocate), este necesară existenţa unei diode de nul (fig. 12.1).
+ idP
2'
2
1'
1
u1
Tr
u2 ud
-
R
L
Q3Q1
Q4 Q2
is
DN
N
Fig. 12.1. Principiul modulaţiei sinusoidale
ururuc uc
tω
tω
tω
tω
T1T2
T4T3
iS
Id
-Id
a)
b)
în cazul redresorului monofazat în punte
a) schema de principiu a redresorului comandat;
b) formele de undă ale tensiunilor şi curenţilor
112
Convertoare statice. Curs introductiv Capitolul 12
12.1.2. Metoda modulaţiei sinusoidale bilogice
Principiul modulaţiei bilogice constă în comanda în permanenţă şi în
opoziţie a elementelor semiconductoare de pe aceeaşi ramură a punţii (Q1 şi Q4,
respectiv Q2 şi Q3). Astfel, dacă am descrie starea elementelor semiconductoare
prin două valori logice ±1, atunci am aloca valoarea +1 stării în care un element
de pe partea P a punţii conduce şi valoarea –1 stării în care un element de pe
partea N a punţii conduce. De aici şi denumirea metodei de modulaţie bilogică.
Metoda modulaţiei sinusoidale bilogice constă în comanda combinată a
elementelor punţii, în aşa fel încât fiecare element este comandat pe
semialternanţa corespunzătoare după modulaţia sinusoidală, iar pe cealaltă
semialternanţă – după modulaţia bilogică (fig. 12.2).
că
cu
-Id
Fig. 12.2. Principiul modulaţiei sinusoidale bilogice exemplificat
ururuc uc
tω
tω
tω
tω
T1T2
T3T4
iS
+Id
-Id
pentru cazul redresorului monofazat în punte [2]
Din analiza formelor de undă ale redresorului astfel comandat se constată
prin sarcină circulă în permanenţă un curent is. Pe fiecare semialternanţă a
rentului absorbit de sarcină există atât pulsuri pozitive +Id cât şi pulsuri negative
, deci este de aşteptat ca factorul de distorsiune să aibă valori semnificative.
113
Convertoare statice. Curs introductiv Capitolul 12
12.1.3. Metoda modulaţiei sinusoidale trilogice În cazul acestui tip de modulaţie, starea elementelor de pe aceeaşi latură a
punţii este descrisă prin 3 valori logice: ±1, care au aceeaşi semnificaţie ca la
modulaţia sinusoidală bilogică şi valoarea ”0”. Valoarea “0” înseamnă că ambele
elemente de pe o ramură a punţii sunt ori deschise (nu conduc), ori închise
(conduc). Astfel, curentul absorbit de redresor din secundarul transformatorului
conţine, pe fiecare semialternanţă, numai pulsuri de aceeaşi polaritate (pozitive
sau negative) şi amplitudine, dar de durate variabile. În acelaşi timp, se creează
posibilitatea ca prin sarcină să circule în permanenţă curent (fig. 12.3), fără să mai
fie nevoie de diodă de nul.
Se observă că, în cazul modulaţiei sinusoidale trilogice, rolul diodei de nul
este preluat de elementele Q2 şi Q3. Pentru aceasta însă este necesar ca Q3 să
fie comandat în opoziţie cu Q1, iar Q2 în opoziţie cu Q4.
Fig. 12.3. Principiul modulaţiei sinusoidale trilogice exemplificat
pentru redresorului monofazat în punte [2]
ururuc uc
tω
tω
tω
tω
T1
T2
T4
T3
iSId
-Id
tω
tω
114
Convertoare statice. Curs introductiv Capitolul 13
Capitolul 13
CONVERTOARE STATICE C.C.-C.C. (CHOPPERE)
13.1. Generalităţi. Clasificare
Convertoarele statice curent continuu – curent continuu sunt echipamente
electronice care realizează conversia energiei de c.c. având parametrii constanţi
tot în energie de c.c., dar cu parametrii reglabili (se poate regla valoarea medie a
tensiunii livrată de convertor). Din această cauză, acest tip de convertoare mai
este cunoscut şi sub denumirea de variatoare de tensiune continuă (VTC). În
literatura de specialitate de limbă engleză, dar nu numai, pentru aceste
echipamente se foloseşte denumirea de chopper (de la englezescul chop – a tăia).
Chopper-ul se intercalează între sursa de tensiune continuă constantă şi
sarcina care se doreşte a se alimenta la o tensiune având valoarea medie
reglabilă (fig. 13.1).
VTC
folose
fie d
tranzi
izolată
cât ş
determ
(forţat
următ
SARCINÃUs reglabilã
++
- -
Ui fixã
is
Fig. 13.1. Chopper
Chopper-ele sunt convertoare cu comutaţie comandată (forţată) care
sc în partea de forţă fie tiristoare prevăzute cu circuite auxiliare de stingere,
ispozitive complet comandate (tiristoare cu blocare pe poartă GTO,
stoare de putere bipolare sau MOSFET, tranzistoare bipolare cu poartă
IGBT etc.). Comanda acestor dispozitive, atât pentru intrarea în conducţie
i pentru blocarea lor se realizează numai la momente de timp bine
inate, de unde şi denumirea de convertoare cu comutaţie comandată
ă).
Principiul de funcţionare al variatoarelor de tensiune continuă este
orul: ele transformă o tensiune continuă constantă într-un tren de impulsuri,
115
Convertoare statice. Curs introductiv Capitolul 13 de obicei dreptunghiulare, a căror durată şi/sau frecvenţă pot fi modificate prin
comandă, astfel încât valoarea medie a tensiunii rezultate este reglabilă.
Aplicaţiile principale ale variatoarelor de tensiune continuă sunt:
- comanda motoarelor de c.c. folosite în tracţiunea electrică
- sudura electrică
- surse de alimentare cu tensiune reglabilă etc.
• În funcţie de raportul dintre tensiunea de intrare Ui şi cea de ieşire Us,
chopper-ele se pot clasifica în:
- choppere coborâtoare (step-down converter) sau choppere serie
(buck converter), la care tensiunea de ieşire este mai mică sau cel mult egală cu
tensiunea de intrare;
- choppere ridicătoare (step-up converter) sau choppere paralel (boost
converter), la care tensiunea de ieşire este mai mare sau cel mult egală cu
tensiunea de intrare;
- choppere coborâtoare-ridicătoare (buck-boost converter), la care
tensiunea de ieşire poate fi mai mică sau mai mare decât tensiunea de intrare.
• După cadranul din planul (us, is) în care funcţionează, chopper-ele se
pot clasifica în:
- choppere pentru un cadran, care funcţionează numai în cadranul I al
planului (us, is);
- choppere pentru 2 cadrane, care funcţionează în cadranele I-II sau
I-IV ale planului (us, is);
- choppere pentru 4 cadrane.
• În funcţie de modul în care se realizează transferul energiei către sarcină,
chopper-ele se pot clasifica în:
- choppere cu legătură directă, la care nu există un element de stocare
(acumulare) a energiei între intrarea şi ieşirea chopper-ului;
- choppere cu legătură indirectă (cu acumulare), la care există un
element de stocare a energiei între intrarea şi ieşirea chopper-ului.
116
Convertoare statice. Curs introductiv Capitolul 13
13.2. Variatoare de tensiune continuă pentru un cadran
În această categorie de choppere intră: chopperul coborâtor (serie),
chopperul ridicător (paralel) şi chopperul coborâtor-ridicător. Caracteristica
comună a acestor choppere este aceea că tensiunea medie Us şi curentul mediu Is
de la ieşirea lor sunt pozitive, astfel încât ele funcţionează numai în cadranul I al
planului (us, is).
13.2.1. Chopperul coborâtor (serie)(buck, step-down converter) Acest tip de chopper este constituit, în esenţă, din două întrerupătoare K1 şi
K2, care funcţionează complementar: când întrerupătorul K1 se închide,
întrerupătorul K2 se deschide şi invers.
Întrerupătorul K2 constituie calea prin care se închide curentul de sarcină is
atunci când întrerupătorul K1 este deschis (fig. 13.2).
K1
În pract
contactor stati
Contactorul st
sau un dispoz
sau MOSFET,
circuit a unei in
SA
RC
INÃ
K2Ui Us
is
i2
i1+ +
- -
Fig. 13.2. Schema de principiu a unui
chopper coborâtor (serie)
ică, cele două întrerupătoare K1 şi K2 sunt constituite K1 - dintr-un
c, iar K2 - dintr-o diodă redresoare care joacă rol de diodă de nul.
atic K1 poate fi un tiristor prevăzut cu un circuit auxiliar de stingere
itiv semiconductor complet comandat (tranzistor de putere bipolar
GTO etc.). Pentru funcţionarea corectă este necesară prezenţa în
ductivităţi care trebuie să aibă o valoare importantă.
117
Convertoare statice. Curs introductiv Capitolul 13
F
În schem
un tranzistor bip
impulsuri V3. Im
şi durata de 0,6
deoarece primeş
duratei de cond
acumulate în ind
sarcină (fig. 13.5
ieşirea chopperu
TtUs =
în care tc repr
comutaţie. Acea
Raportul tc/T se
numele de ondu
Dacă Ism
situaţia în care I
de curent întreru
poate funcţiona
urmă caz apare
perioadei de com
de curent întreru
când este vorba
caracteristicilor e
ig. 13.3. Schema PSPICE folosită pentru simularea
chopperului coborâtor
a folosită pentru simulare, contactorul static K1 a fost realizat cu
olar de putere Q1, de tip npn, comandat de un generator de
pulsurile de comandă au amplitudinea de 5V, frecvenţa de 1KHz
ms. În timpul conducţiei tranzistorului Q1 dioda D1 este blocată
te pe catod plusul sursei Ui. Când Q1 se blochează, la sfârşitul
ucţie tc, dioda D1 intră în conducţie datorită energiei magnetice
uctanţa circuitului şi devine calea prin care se închide curentul de
). Se poate demonstra uşor că valoarea medie a tensiunii de la
lui este dată de relaţia:
c
1Ui ≤ezintă durata conducţiei tranzistorului Q1, iar T perioada de
sta explică numele de chopper coborâtor dat acestui circuit.
numeşte factor de umplere, iar diferenţa ∆Is = Ismax - Ismin poartă
laţie a curentului (de sarcină) sau pulsaţie (fig. 13.4).
in ≥ 0, conducţia este continuă (regim de curent neîntrerupt). În
smin < 0, conducţia este discontinuă şi avem de a face cu un regim
pt. Trebuie precizat că şi în cazul sarcinii active RLE, chopperul
fie în conducţie continuă, fie în conducţie discontinuă. Acest din
atunci când curentul prin sarcină is se anulează înainte de sfârşitul
utaţie T (fig. 13.6). Regimul conducţiei discontinue este un regim
pt care prezintă o serie de dezavantaje pentru sarcină, mai ales
de un motor de c.c. (şocuri de cuplu, neliniaritate pronunţată a
xterne, pierderi suplimentare etc.) şi el trebuie evitat.
118
Convertoare statice. Curs introductiv Capitolul 13
Formele de undă
a) Sarcină rezistiv-inductivă RL
Fig. 13.4. Formele de undă în cazul choperului coborâtor
(serie): tensiunea de ieşire us şi curentul prin sarcină is
Fig. 13.5. Formele de undă ale curenţilor prin
tranzistor (iQ) şi prin dioda de nul (iD)
119
Convertoare statice. Curs introductiv Capitolul 13
b) Sarcină activă RLE
Fig. 13.6
dioda d
Concluzi
1. Regimu
când curentul de
înainte ca tranzis
2. Limita
tensiunii Ea la c
curentului prin
sarcină sub ace
. Forma de undă ale tensiunii şi curenţilor de ieşire şi prin
e nul în cazul regimului de curent întrerupt, sarcină RLE
i
l de curent întrerupt (regimul conducţiei discontinue) apare atunci
sarcină is se anulează în intervalul (tc, T), la momentul td, adică
torul Q1 să fie comandat pentru a intra în conducţie (fig. 13.7).
de apariţie a conducţiei discontinue este caracterizată de valoarea
are Ismin = 0. Această valoare corespunde unei valori medii a
sarcină numită valoare critică. Scăderea curentului mediu prin
astă valoare va face ca dioda de nul să se blocheze, datorită
120
Convertoare statice. Curs introductiv Capitolul 13 anulării curentului prin ea, înainte de o nouă comandă de închidere a tranzistorului
Q1 (fig. 13.7). 13.2.2. Chopperul ridicător (paralel)(boost, step-up converter)
Chopperul ridicător (paralel) este constituit, ca şi cel serie, tot din două
întrerupătoare K1, K2 care funcţionează complementar, deosebirea fiind aceea că,
în acest caz, sursa de tensiune de intrare Ui are caracterul unui generator de
curent (impedanţă internă infinită), ea furnizând schemei curentul iL. (fig. 13.7).
Sarcina chopperului se comportă în acest caz ca un receptor de tensiune.
Denumirea de “paralel” provine de la faptul că întrerupătorul principal, care este
întrerupătorul K1, este conectat în paralel cu sarcina.
K2
Pr
principa
aceea
tiristor
semico
MOSFE
GTO et
In
ea cons
durata
energie
închidă
Fig. 13.7. Schema de principiu a unui
K1
SA
RC
INÃ
Ui Us
isi2
i1
+ +
- -
iLL
uL
chopper ridicător (paralel)
incipiul de funcţionare al chopperului ridicător este următorul: întrerupătorul
l K1 trebuie să poată fi comandat atât la blocare cât şi la conducţie şi de
el este realizat fizic sub forma unui contactor static, constituit fie de un
prevăzut cu un circuit auxiliar de stingere, fie de un dispozitiv
nductor de putere, complet comandat (tranzistor de putere bipolar sau
T, tranzistor bipolar cu poartă izolată IGTB, tiristor cu blocare pe poartă
c.).
ductanţa L este esenţială pentru funcţionarea corectă a schemei deoarece
tituie elementul de stocare (acumulare) în care se acumulează energie pe
conducţiei contactorului static K1. În momentul blocării acestuia, datorită
i magnetice acumulate în inductanţa L, întrerupătorul K2 trebuie să se
pentru a crea o cale pentru curentul de sarcină şi pentru a permite
121
Convertoare statice. Curs introductiv Capitolul 13 transferul acestei energii către sarcină. De aici rezultă că acest întrerupător poate
fi o diodă semiconductoare. Schema folosită pentru simulare respectă acest principiu, contactorul static
K1 fiind implementat cu un tranzistor bipolar de putere de tip npn, iar întrupătorul
K2 cu o diodă semiconductoare (fig. 13.8).
Fig. 13.8. Schema PSPICE folosită pentru simularea
chopperului ridicător
Comanda tranzistorului se face cu impulsuri dreptunghiulare având
perioada T = 1ms, durata tc = 0,6ms şi amplitudinea de 5V (generatorul de
impulsuri V2).
Caracterul de generator de curent la sursei de tensiune de intrare V1 este dat
de către inductanţa L1, iar caracterul de receptor de tensiune al sarcinii R1 de
către condensatorul C1 cuplat în paralel cu aceasta. Tranzistorul Q1 conduce
(saturat) în intervalul de conducţie tc, dioda D1 este blocată, iar condensatorul C1,
care era încărcat, se descarcă exponenţial prin sarcina R1 (fig. 13.9). La sfârşitul
perioadei de conducţie tc Q1 se blochează, dioda D1 se deschide şi comută
curentul care circulase prin L1 şi Q1. Energia acumulată în câmpul magnetic al
inductanţei L1 pe durata conducţiei lui Q1 este transferată sarcinii R1 şi
condensatorului de filtraj C1. Deoarece curentul prin L1 nu se poate modifica
instantaneu, la bornele acesteia apare o supratensiune care face ca potenţialul
colectorului lui Q1 să fie mai mare decât plusul sursei de alimentare V1.
Dacă elementele schemei sunt dimensionate corespunzător, se poate
demonstra că valoarea medie a tensiunii de ieşire este:
Ui
1
Tt1
Uc
s ≥−
=
122
Convertoare statice. Curs introductiv Capitolul 13 în care tc reprezintă durata conducţiei tranzistorului Q1, iar T – perioada de
comutaţie. Aceasta formulă constituie relaţia generală de calcul a tensiunii de la
ieşirea chopperelor ridicătoare şi explică denumirea dată acestui circuit.
Pentru vizualizarea formelor de undă s-a ales intervalul de timp (97-100)ms
pentru a se evita regimul tranzitoriu care apare la punerea sub tensiune a
circuitului, datorită valorii mari a inductanţei L1 şi a faptului că, iniţial,
condensatorul C1 este considerat descărcat (IC = 0).
Formele de undă
Fig. 13.9. Formele de undă în cazul
chopperului ridicător (paralel)
123
Convertoare statice. Curs introductiv Capitolul 13
Concluzii
1. Reglajul valorii medii Us a tensiunii de la ieşirea chopperului ridicător se
realizează prin modificarea raportului tc/T.
2. Pulsaţiile curentului prin sarcina R1, pentru o anumită valoare a acesteia,
depind de valoarea condensatorului de filtraj C1. Pentru o anumită valoare a
ansamblului sarcina R1- condensator C1, pulsaţiile curentului prin R1 depind de
valoarea inductanţei L1.
3. În cazul în care curentul prin bobina L1 se anulează înainte de apariţia
comenzii de deschidere a tranzistorului Q1, avem de-a face cu un regim de curent
întrerupt, caracterizat prin existenţa unor intervale de timp în care curentul de
sarcină se anulează.
13.3. Variatoare de tensiune continuă pentru două cadrane
Variatoarele de tensiune prezentate în secţiunile anterioare asigură o
singură polaritate a tensiunii pe sarcină şi un singur sens al curentului prin sarcină
(funcţionare în primul cadran). În cazul unor aplicaţii cum ar fi acţionările electrice
cu motoare de c.c., pentru a realiza frânarea unui motor care funcţionează în
primul cadran, este necesar ca variatorul de tensiune continuă să poată asigura
ambele polarităţi a tensiunii pe sarcină, adică posibilitate funcţionării motorului în
două cadrane ale planului (us, is). Aceasta se realizează cu ajutorul chopperelor
pentru două cadrane, care pot fi:
- choppere reversibile în tensiune, care furnizează o tensiune de ambele
polarităţi (±Us), deci asigură funcţionarea în cadranele I şi IV;
- choppere reversibile în curent, care furnizează un curent de ambele
polarităţi prin sarcină (± Is), deci asigură funcţionarea în cadranele I şi II.
Schema de principiu a unui chopper pentru două cadrane, reversibil în
tensiune este prezentată în fig. 13.10.
Se observă că chopperul este constituit din 4 întrerupătoare conectate în punte: 2
întrerupătoare complet comandate (tranzistoarele Q şi Q2) şi două întrerupătoare
124
Convertoare statice. Curs introductiv Capitolul 13 necomandate (diodele D1 şi D2). Sarcina chopperului este o sarcină activă
constituită din (R1, L1, V2) şi este conectată în diagonala punţii.
Fig. 13.10. Chopper pentru două cadrane, reversibil
în tensiune
Cele două tranzistoare Q1 şi Q2 sunt comandate simultan la închidere şi
deschidere. În intervalele de conducţie tc ale tranzistoarelor, la bornele sarcinii
este aplicată tensiunea de intrare Ui, iar în intervalele de blocare td = T - tc, diodele
D1 şi D2 se deschid şi la bornele sarcinii se aplică tensiunea -Ui. Sensul curentului
prin sarcină rămâne neschimbat (fig. 13.11).
Se poate demonstra că tensiunea medie la bornele sarcinii este dată de
relaţia:
ccdc tTttt −
Din acea
- dacă tc/
- dacă tc/
Modificar
modificând fac
tranzistoare.
Chopper
neîntrerupt (con
regim de curent
iiiis UT
UT
UT
UT
U −=−=
stă relaţie se vede clar că:
T > 0,5 → Us > 0, deci chopperul funcţionează în primul cadran;
T < 0,5 → Us < 0, deci chopperul funcţionează în al 4-lea cadran.
ea valorii medii a tensiunii de ieşire a chopperului se realizează
torul de umplere tc/T al semnalului de comandă a celor două
ele pentru două cadrane pot funcţiona atât în regim de curent
ducţie continuă), care este regimul normal de funcţionare, cât şi în
întrerupt (conducţie discontinuă).
125
Convertoare statice. Curs introductiv Capitolul 13
Formele de undă
a) Sarcină activă: Ea=15V; tc/T=0,7
Fig.13.11. Formele de undă ale tensiunii de ieşire us şi ale curentului
is prin sarcină, pentru un factor de umplere tc/T = 0,7
a) Sarcină activă: Ea=15V; tc/T=0,3
Fig.13.12. Formele de undă ale tensiunii de ieşire us
şi ale curentului prin sarcină is, pentru un factor
de umplere tc/T = 0,3
126
Convertoare statice. Curs introductiv Capitolul 13
Observaţii
1. În cazul unui factor de umplere al semnalului de comandă a chopperului
având valoarea tc/T=0,7 se constată că valorile medii ale tensiunii de ieşire us şi
ale curentului prin sarcină is sunt pozitive, deci chopperul funcţionează în primul
cadran (Us>0; Is>0). Curentul prin sarcină variază între o valoare maximă Ismax şi o
valoare minimă Ismin, dar rămâne tot timpul pozitiv (fig. 13.11).
2. În cazul unui factor de umplere al semnalului de comandă a chopperului
tc/T=0,3 se constată că valoarea medie ale tensiunii de ieşire us este negativă, în
timp ce curentul prin sarcină variază între o valoare maximă Ismax şi o valoare
minimă Ismin, dar rămâne tot timpul pozitiv (fig. 13.12). Chopperul funcţionează deci
în al 4-lea cadran (Us<0; Is>0).
127
Convertoare statice. Curs introductiv Capitolul 14
Capitolul 14
CONVERTOARE STATICE C.A.- C.A. CU COMUTAŢIE NATURALĂ
Convertoarele statice c.a.-c.a. sunt echipamente electronice care realizează
conversia energiei de c.a. cu parametri constanţi (amplitudine şi frecvenţă), tot în
energie de c.a., dar cu parametri variabili (reglabili prin comandă). Aceste
convertoare se pot clasifica în două mari categorii:
- variatoare de tensiune alternativă (VTA), care permit reglarea valorii
efective a tensiunii de la ieşire, frecvenţa rămânând constantă şi egală cu a
tensiunii de alimentare (fig. 14.1. a);
- convertoare statice de tensiune şi frecvenţă (CSTF), care permit
reglarea atât a valorii efective a tensiunii de ieşire, cât şi a frecvenţei acesteia (fig.
14.1. b).
Var
transformă
valoarea
deoarece
semicondu
acestuia.
Com
ieşire, se r
a) b)
Fig. 14.1. Convertoare statice c.a.-c.a.
iatoarele de tensiune alternativă VTA sunt convertoare statice care
energia de c.a. tot în energie de c.a., prin comandă modificându-se
efectivă a tensiunii furnizate. Funcţionează în comutaţie naturală,
tensiunea aplicată fiind alternativă, curentul prin elementele
ctoare de comutaţie se anulează în mod natural, la trecerea prin zero a
anda variatoarelor, în scopul reglării valorii efective a tensiunii de
ealizează după două principii:
128
Convertoare statice. Curs introductiv Capitolul 14
- reglajul de fază
- controlul numărului de perioade de conducţie
Reglajul (controlul) de fază este metoda cea mai utilizată deoarece
presupune o schemă de comandă a tiristoarelor foarte simplă. În această lucrare
vor fi analizate numai variatoarele de tensiune alternativă cu reglaj de fază.
Principiul de funcţionare al variatoarelor de tensiune alternativă (VTA) este
următorul: deoarece ele trebuie să permită circulaţia curentului prin sarcină în
ambele sensuri, înseamnă că dispozitivele semiconductoare de comutaţie de pe
fiecare cale de curent sunt dispozitive bidirecţionale. Acestea pot fi triace sau,
pentru puteri mai mari, perechi de tiristoare conectate antiparalel. Comanda
acestor dispozitive se face prin reglaj (control) de fază, impulsurile de comandă
fiind aplicate cu aceeaşi întârziere de α radiani faţă de trecerile prin zero ale
tensiunii de intrare şi fiind defazate între ele în mod corespunzător.
Variatoarele de tensiune alternativă (VTA) au numeroase aplicaţii, dintre
care amintim: reglarea intensităţii surselor de iluminat, reglajul puterii instalaţiilor
de încălzire, al temperaturii cuptoarelor, reglajul vitezei maşinilor electrice etc.
14.1. VTA monofazate
Un variator de tensiune alternativă (VTA) monofazat este constituit dintr-un
dispozitiv de comutaţie bidirecţional (triac sau pereche de tiristoare conectate
antiparalel) care este montat între sarcină şi sursa de tensiune alternativă (fig.
14.2).
Impulsurile de comandă furnizate de un circuit de comandă CC sunt
defazate între ele cu π radiani şi sunt distribuite alternativ atunci când se folosesc
tiristoare. Ele sunt întârziate cu unghiul α faţă de trecerile prin zero ale
semialternanţelor tensiunii de alimentare. Momentul blocării tiristoarelor depinde
de caracterul sarcinii.
129
Convertoare statice. Curs introductiv Capitolul 14 a) b)
Fig. 14.2. Schema de principiu a unui VTA monofazat
realizat cu tiristoare (a) sau cu triac (b)
Cazurile tipice de studiu pentru variatoarele de tensiune alternativă
monofazate vor fi deci:
- cazul sarcinii rezistive (R),
- cazul sarcinii rezistiv – inductive (RL)
- cazul sarcinii inductive (L).
În toate cazurile se va considera că tensiunea de intrare uin este o tensiune
sinusoidală de forma uin = √2 Uinsinωt, iar comanda tiristoarelor se va face prin
reglaj de fază. Unghiul de comandă α reprezintă, în acest caz, întârzierea cu care
sunt aplicate impulsurile de comandă pe poarta tiristoarelor faţă de momentele
trecerilor prin zero ale tensiunii de intrare vin. În cazul VTA realizat cu tiristoare,
tiristorul T1 va conduce pe durata semialternanţelor pozitive ale tensiunii vin, iar
tiristorul T2 – pe durata semialternanţelor negative ale acesteia.
Fig. 14.3. Schema PS
PICE folosită pentru simulare
130
Convertoare statice. Curs introductiv Capitolul 14 În cazul sarcinii rezistive curentul este în fază cu tensiunea. Expresia lui este:
Modificân
efectivă a tensiu
a)
Fig. 14
În cazul s
atât timp cât ce
scurtcircuit. Pen
se obţine:
2
Ussin2
din care rezultă
LUi
ts
s ω
ω
α
2= ∫
Curentul se
cos
adică atunci cân
d unghiul de comandă α între 0 şi π, se poate regla valoarea
nii la bornele sarcinii.
b)
.4. Formele de undă şi intervalele de conducţie în cazul
sarcinii pur rezistive (a) şi pur inductive (b)
arcinii pur inductive, un tiristor nu poate fi introdus în conducţie
lălalt este în conducţie, deoarece acesta din urmă l-ar pune în
tru ωt > α, aplicând teorema a II-a a lui Kirchoff pe ochiul format,
[ ] [
[ ] [ ]αππαω
παππαωωπ
+∪∈=
+∪∈=
,,00
2,,sin
tpentrui
tpentrutUi
s
s ]
dis
dtLt 1=ω
prin integrare:
Us2
( ) (Lttd αω
ωω coscossin −=
va anula dacă:
α - cosωt = 0
d:
)tω
131
Convertoare statice. Curs introductiv Capitolul 14
Din această condiţie rezultă momentul anulării curentului:
ωt = 2π - α
Deoarece durata maximă a conducţiei unui tiristor este π radiani, relaţia de mai
sus poate furniza valoarea minimă a unghiului de comandă αmin punând condiţia:
2π - αmin - αmin = π
Se obţine:
αmin = π/2
valoare pentru care există permanent curent prin sarcină.
Deoarece αmax = π, după care tiristorul care a condus este polarizat invers,
se poate deduce plaja de valori în care poate varia unghiul de comandă α:
Pentru α > π/2, ţinând seama că is se anulează la momentul 2π - α, se obţine
regimul de curent întrerupt pentru ωt ∈[2π - α, π + α].
În cazul sarcinii rezistiv-inductive, inductivitatea sarcinii determină
reducerea intervalului de variaţie a unghiului de comandă α la intervalul [ϕ, α],
unde ϕ reprezintă unghiul de defazaj dintre curentul şi tensiunea pe sarcină.
02
sin2
sin2 =−+ tt ωααω
∈ ππα ,
2
Fig. 14.5. Formele de undă şi intervalele de conducţie în cazul
sarcinii rezistive-inductive
132
Convertoare statice. Curs introductiv Capitolul 14 Formele de undă
a) Sarcină pur rezistivă α ≅45°
b) Sar
c) Sar
Fig. 14.6. Formele de undă ale tensiunii de intrare uin şi
ale tensiunii us şi curentului is prin sarcină
cină rezistivă α ≅ 120°
c
Fig. 14.7. Formele de undă în cazul VTA monofazat
cu sarcină pur rezistivă, pentru α > π/3 (α ≅ 120°)
ină rezistiv-inductivă α ≅ 45°
Fig. 14.8. Tensiunea la ieşirea variatorului
133
Convertoare statice. Curs introductiv Capitolul 14
d) Sarcină
F
Fig. 14.9. Formele de undă în cazul variatorului
cu sarcină rezistiv - inductivă, pentru α ≅ 45°
pur inductivă α ≅ 120°
ig. 14.10. Forma de undă în cazul VTA monofazat
cu sarcină pur inductivă, pentru α > π/2 (α ≅ 120°)
134
Convertoare statice. Curs introductiv Capitolul 14
Concluzii
Din analiza formelor de undă se pot desprinde următoarele concluzii:
1. Chiar în cazul sarcinii pur rezistive, se constată (fig. 14.7) că
fundamentala curentului prin sarcină este defazată în urma tensiunii sursei uin,
ceea ce înseamnă că VTA este un consumator de energie reactivă. Se poate
demonstra că acest defazaj depinde de unghiul de comandă α , el variind între (0;
π/2) când unghiul de comandă se modifică între (0; π). Deoarece şi puterea
reactivă consumată de VTA depinde de unghiul de comandă α, ea se mai
numeşte putere reactivă de comandă.
2. Curentul absorbit de la reţea în cazul sarcinii pur rezistive are un conţinut
mare de armonici, ceea ce face ca VTA să fie o sursă de perturbaţii pentru reţea.
Acest fapt constituie, împreună cu consumul de putere reactivă (de comandă),
două dezavantaje notabile ale VTA.
În ceea ce priveşte conţinutul de armonici, deoarece curentul absorbit de la
sursa de alimentare este în acelaşi timp şi curentul prin sarcină, rezultă că el va
avea un conţinut de armonici superioare cu atât mai mare cu cât unghiul de
comandă este mai mare (fig. 14.11).
Fig. 14.11. Conţinutul de armonici al curentului furnizat de un
VTA monofazat cu sarcină rezistivă, pentru diferite
unghiuri de comandă
135
Convertoare statice. Curs introductiv Capitolul 14
14.2. Variatoare trifazate
Un variator de tensiune alternativă trifazat se obţine conectând pe fiecare
fază a sursei de alimentare, de obicei secundarul unui transformator, câte un
variator monofazat (fig. 14.12).
Fig. 14.12. Schema de principiu a unui VTA trifazat
cu tiristoare
Fiecare tiristor este comandat cu o întârziere reglabilă α faţă de trecerea
prin zero a semialternanţei corespunzătoare a tensiunii de fază. Impulsurile de
comandă vor fi defazate între ele cu acelaşi defazaj ca şi tensiunile sistemului
trifazat, adică între impulsurile de comandă ale tiristoarelor T1 T3, T5, respectiv
T2, T4, T6 va fi un defazaj de 2π/3 radiani, iar între tiristoarele de pe aceeaşi fază
π/ radiani.
Considerând cazul cel mai simplu – cel al sarcinii pur rezistive, echilibrate,
conectate în stea – se constată că, în funcţie de valoarea unghiului de comandă α,
există mai multe moduri de funcţionare [2]:
a) Cazul 0 < α < π/3 când în conducţie sunt 2 tiristoare, fiecare conducând (π
- α) radiani (fig. 14.13)
În cazul particular α = 0, variatorul de tensiune alternativă funcţionează cu
undă plină, iar fiecare tiristor conduce câte o semialternanţă şi în fiecare moment
sunt în conducţie câte 3 tiristoare (câte unul pe fiecare fază).
b) Cazul π/3 <α < π/2 când în conducţie sunt 2 tiristoare, fiecare conducând
2π/3 radiani.
c) Cazul π/2 < α < 5π/6 când în conducţie sunt fie 2 tiristoare, fie niciunul
136
Convertoare statice. Curs introductiv Capitolul 14
d) Cazul α > 5π/6 când toate tiristoarele rămân blocate şi sarcina nu este
conectată la sursa de energie alternativă
Î
monofa
condiţia
adică u
tensiun
C
constan
prin c
Fig. 14.13. Formele de undă în cazul VTA monofazat,
cu sarcină pur rezistivă şi α < π/3
n cazul sarcinilor inductiv rezistive R-L, ca şi la variatoarele de tensiune
zate, funcţionarea normală nu este posibilă decât dacă este îndeplinită
:
α ≥ ϕ
nghiul de comandă trebuie să fie mai mare decât unghiul de defazaj dintre
ea şi curentul din sarcină.
14.3. CICLOCONVERTOARE
icloconvertoarele realizează conversia energiei de c.a. cu parametrii
ţi, în mod direct, tot în energie de c.a., ai cărei parametri pot fi modificaţi
omandă. Funcţionarea cicloconvertoarelor se bazează pe principiul
137
Convertoare statice. Curs introductiv Capitolul 14 redresoarelor bidirecţionale, obţinute prin conectarea în antiparalel a două
redresoare identice, complet comandate (fig. 14.14)
Fig. 14.14. Schema de principiu a unui cicloconvertor
monofazat
Diferenţa faţă de redresoarele bidirecţionale constă în comanda celor 2
redresoare, deoarece tensiunea u0 pe sarcină trebuie să fie alternativă. Prin
comandă se urmăreşte ca valorile medii ale tensiunilor redresate de cele 2
redresoare să fie cât mai apropiate de o sinusoidă.
Dacă α şi β sunt unghiurile de comandă ale tiristoarelor redresorului A
respectiv B, se constată că cicloconvertoarele pot avea curent de circulaţie, dacă:
α + β = π
sau pot funcţiona fără curent de circulaţie.
Pentru a identifica modul de comandă necesar, se presupune că tensiunea
de referinţă din circuitul de comandă este cosinusoidală, de forma:
ur = Urmaxcosωt
Ţinând cont de relaţia anterioară, rezultă că între valorile medii corespunzătoare
unei perioade a tensiunilor redresate există relaţia:
U0 = UdA - UdB
Se poate demonstra că impulsurile de comandă trebuie generate în circuitul
de comandă la coincidenţa valorilor tensiunilor de referinţă şi de comandă (fig.
14.14), respectiv pentru ωt = α.
Ţinând seama de expresia tensiunii de referinţă ur, rezultă că:
uc = Urmaxcosα
de unde:
cosα = uc /Urmax
138
Convertoare statice. Curs introductiv Capitolul 14
Fig. 14.15. Explicativă privind comanda cicloconvertoarelor
Fig. 14.16
R – reg
A – r
. Reg
im d
egim
imurile de funcţionare ale unui cicloconvertor
e redresor; P – regim de convertor pasiv;
de convertor activ; I – regim de invertor
139
Convertoare statice. Curs introductiv Capitolul 15
Capitolul 15
CONVERTOARE STATICE C.C.-C.A. (INVERTOARE)
Invertoarele sunt convertoare statice de putere care transformă energia de
curent continuu în energie de curent alternativ, de amplitudine şi/sau frecvenţă
variabilă. Ele sunt utilizate, de obicei, ca surse de tensiune alternativă de siguranţă
(UPS – Uninterruptible Power Supply) sau pentru alimentarea şi reglajul vitezei de
rotaţie a maşinilor electrice. Se mai numesc şi invertoare autonome.
Invertoarele sunt convertoare cu comutaţie forţată, deoarece atât
închiderea (intrarea în conducţie) cât şi deschiderea (blocarea) elementelor de
comutaţie folosite se realizează prin comandă. Comanda elementelor
semiconductoare de comutaţie atât la deschidere cât şi la închidere permite
adoptarea unor strategii de comandă a invertoarelor din ce în ce mai sofisticate.
15.1. Invertoare cu comutaţie comandată
Invertoarele cu comutaţie comandată (forţată) sunt invertoare care folosesc
ca elemente de comutaţie tiristoare şi sunt numite astfel deoarece necesită circuite
auxiliare speciale pentru stingerea acestora. Aceste circuite conţin condensatoare
şi/sau inductanţe pentru acumularea energiei necesare blocării tiristoarelor.
15.1.1. Clasificare Invertoarele cu comutaţie comandată se pot clasifica după mai multe
criterii:
a) după numărul de faze ale semnalului de ieşire:
- curent monofazat → invertor monofazat;
- curent trifazat → invertor trifazat.
140
Convertoare statice. Curs introductiv Capitolul 15
b) după natura circuitului de alimentare şi după mărimea comutată în
circuitul de ieşire:
- invertoare de tensiune - sunt invertoare alimentate de la o sursa de
tensiune continuă, mărimea comutată in circuitul de ieşire fiind tensiunea, iar
forma curentului este impusă de sarcină;
- invertoare de curent - sunt invertoare alimentate de la o sursă de
curent continuu, mărimea comutată în circuitul de ieşire fiind curentul, iar forma
tensiunii este impusă de sarcină.
Atât invertoarele de tensiune cât şi cele de curent, pot fi monofazate sau
trifazate. Natura sursei de curent continuu care alimentează invertorul impune
natura receptorului de curent alternativ, pentru că sursa şi receptorul (sarcina)
trebuie să fie de natură diferită:
- invertoarele de tensiune alimentează receptoarele de curent
- invertoarele de curent alimentează receptoarele de tensiune
c) după forma de undă la ieşire:
- invertoare cu semnal de ieşire dreptunghiular;
- invertoare cu semnal de ieşire dreptunghiular modulat în durată;
- invertoare cu semnal de ieşire sinusoidal;
- invertoare cu semnal de ieşire care aproximează sinusoida prin
trepte.
d) după modul de comandă:
- invertoare comandate cu undă plină;
- invertoare comandate pe principiul modulării în durată a impulsurilor
de comandă (MID; MLI – în limba franceză, PWM – în limba engleză)
Invertoarele de tensiune mai pot fi clasificate şi după numărul de nivele de
tensiune de la ieşire:
- invertoare cu două nivele;
- invertoare cu trei nivele cu punct neutru flotant;
- invertoare multinivel cu celule de comutaţie imbricate.
Majoritatea invertoarelor monofazate şi trifazate sunt construite având la
bază braţul de semipunte monofazată. Puntea monofazată conţine două braţe, iar
cea trifazată trei. Fiecare braţ conţine două comutatoare care funcţionează în
141
Convertoare statice. Curs introductiv Capitolul 15 contra-timp: când unul este închis (conduce), celalalt este deschis (nu conduce) şi
invers.
Comanda comutatoarelor este realizată astfel încât mărimea alternativă de
ieşire, dacă este monofazată, are valoarea medie nulă, iar dacă este trifazată are
valoarea medie a mărimii de fază nulă.
O categorie specială de invertoare sunt invertoarele cu circuit rezonant.
Comutaţia întreruptoarelor se face cu o frecvenţă apropiată de frecvenţa de
rezonanţă a sarcinii, iar sarcina este aceea care controlează comutaţia. De aceea,
aceste invertoare mai sunt numite şi cu invertoare cu comutaţie de la sarcină.
Pentru fiecare tip de invertor, funcţionarea depinde de natura sarcinii.
Diferenţele de funcţionare se vor exemplifica pentru anumite cazuri, considerând
diverse tipuri de sarcini.
Pentru a uşura înţelegerea fenomenelor legate de funcţionare, în unele
cazuri se vor considera valabile trei ipoteze simplificatoare:
1. Sursa care furnizează mărimea de intrare continuă este perfectă (sursă
de tensiune cu impedanţă internă neglijabilă, sursă de curent cu impedanţă internă
infinită);
2. Întreruptoarele sunt ideale, (căderea de tensiune în conducţie este nulă,
curent de scurgere în blocare este nul, comutaţiile se produc instantaneu);
3. Receptorul de curent alternativ este perfect (absoarbe un curent sau o
tensiune sinusoidală).
15.1.2. Aplicaţii Marea majoritate a aplicaţiilor invertoarelor o reprezintă convertoarele
statice indirecte de tensiune şi frecvenţă (CSTF), care transformă energia de c.a.
cu parametri constanţi (U1, f1) în energie de c.a. cu parametri reglabili (U2, f2),
trecându-se prin starea intermediară, de energie de c.c. Acest tip de CSTF este
compus (fig. 1.1) dintr-un redresor (R), un circuit intermediar de c.c. (CI) şi un
invertor (I). Când circuitul intermediar are caracter de sursă de curent
(inductivitatea Ld are valoarea importantă, iar Cd poate lipsi), invertorul are o
structură specială şi se numeşte invertor de curent. Dacă circuitul intermediar are
caracter de sursă de tensiune (capacitatea Cd are valoarea importantă iar Ld poate
142
Convertoare statice. Curs introductiv Capitolul 15 lipsi), invertorul are, de asemenea, o structură specifică şi se numeşte invertor de
tensiune.
coma
modif
moda
se re
interm
ampli
este
Ampl
tensiu
conve
Modu
tensiu
alime
pentr
medie
U1,f1=ct. U2,f2
~ ~ ~~=
=
uc1 uc2
CI
CdUd
R I
Ld
Fig. 15.1. Schema bloc a unui CSTF
Modificarea frecvenţei tensiunii de la ieşirea CSTF se realizează prin
nda invertorului, respectiv prin intermediul semnalului uc2. În ceea ce priveşte
icarea valorii efective (U2) a tensiunii de la ieşirea invertorului, există două
lităţi: prin comanda redresorului sau prin comanda invertorului. În primul caz,
glează valoarea medie (Ud) a tensiunii din circuitul intermediar (prin
ediul semnalului uc1), iar convertorul se numeşte cu modulaţie în
tudine. La cea de-a doua modalitate, fiecare alternanţă a tensiunii de ieşire
formată din unul sau mai multe pulsuri, ale căror lăţimi se pot modifica.
itudinea acestor pulsuri este constantă, proporţională cu valoarea medie a
nii din circuitul intermediar. Rezultă că redresorul este necomandat, iar
rtorul se numeşte cu modulaţie în durată MID (în engleză Pulse Width
lation - PWM).
De asemenea, invertoarele sunt utilizate, pe scară largă, ca surse de
ne alternativă de siguranţă (aşa numitele surse neîntreruptibile de
ntare, cunoscute mai mult ca UPS – Uninterruptible Power Supply) sau
u alimentarea şi reglajul vitezei maşinilor electrice.
15.2. Invertoare cu modulaţie de amplitudine
15.2.1. Generalităţi. Regimuri de lucru După cum s-a precizat în capitolul precedent, invertoarele la care valoarea
(Ud) a tensiunii din circuitul intermediar se reglează prin intermediul
143
Convertoare statice. Curs introductiv Capitolul 15 semnalului de comandă, se numesc invertoare cu modulaţie în amplitudine.
Pentru a ilustra principiul de funcţionare al acestui tip de invertoare, se va
considera un invertor monofazat reprezentat ca un cuadripol (Fig. 15.1)
Fig. 15.2. Invertorul: mărimi de intrare şi de ieşire
InvertormonofazatUd Cd u0
i0
Se presupune că tensiunea de ieşire u0 este suficient de bine filtrată, astfel
încât să nu conţină decât fundamentala, iar sarcina are un caracter R-L, ceea ce
va determina defazarea curentului i0 în urma tensiunii u0. Formele de undă ale
celor două mărimi (fig. 15.3) evidenţiază regimurile de funcţionare ale invertorului.
4 1 2 3 4 1
u0
i0
u0
t
i0
Fig. 15.3. Formele de undă (filtrate) ale mărimilor de la ieşirea invertorului
Invertorul se alimentează de la o sursă de c.c., care permite reglarea valorii
medii a tensiunii şi, implicit, reglarea valorii efective a tensiunii u0. Reglarea
frecvenţei tensiunii u0 se obţine prin modificarea frecvenţei de comandă a
invertorului. Considerând numai fundamentalele tensiunii şi curentului la ieşirea
invertorului, în funcţie de semnele lor, într-o perioadă se disting patru zone de
funcţionare (Fig. 15.3):
1. Zonele 1 şi 3, în care u0 şi i0 au acelaşi semn, iar puterea la ieşirea
invertorului este pozitivă (p0 = u0 i0 > 0), ceea ce arată că sensul de circulaţie a
energiei este dinspre circuitul de c.c. către sarcină, regimul de funcţionare fiind de
invertor.
144
Convertoare statice. Curs introductiv Capitolul 15 2. Zonele 2 şi 4, în care u0 şi i0 au semne opuse, rezultând o putere de
ieşire negativă (p0 = u0 i0 < 0), ceea ce înseamnă că sensul de circulaţie a energiei
este dinspre sarcină spre circuitul de c.c., regimul de funcţionare fiind de redresor.
Rezultă deci că invertorul trebuie să poată funcţiona, într-o perioadă, în toate patru
cadranele planului (u0, i0). Aceasta se poate obţine doar dacă invertorul este
realizat cu elemente de comutaţie bidirecţionale, care să asigure ambele polarităţi
ale tensiunii u0, indiferent de sensul curentului i0. Practic, această condiţie este
asigurată prin conectarea în antiparalel, pe fiecare element semiconductor, a câte
unei diode.
Fig. 15.4. Regimurile de funcţionare ale invertorului
Principiul de funcţionare al invertoarelor se va explica pe baza unei scheme
simple şi anume, invertorul monofazat cu punct median.
15.2.2. Invertoare cu modulaţie în amplitudine Invertorul monofazat cu punct median
Acest invertor (fig. 15.4) este realizat cu două elemente bidirecţionale
înseriate. În circuitul de c.c. se creează un punct median (O), prin înserierea a
două condensatoare identice. Sarcina se conectează între punctul median al
circuitului de c.c. şi punctul median al braţului cu elementele de comutaţie, care
sunt comandate în opoziţie.
Se definesc următoarele noţiuni:
145
Convertoare statice. Curs introductiv Capitolul 15
- element închis - este elementul la care tensiunea între terminalele de
forţă este nulă; această stare a elementului se obţine prin comanda
corespunzătoare pe terminalul de comandă;
- element în conducţie - este elementul închis ce este parcurs de curent.
Rezultă că nu orice element închis este în conducţie.
Fig. 15.5. Schema de forţă a invertorului monofazat cu punct median
Pe intervalele de timp în care T+ este comandat, deci închis, tensiunea u0 se
află aplicând teorema a II-a a lui Kirchoff pe ochiul T+ – S – C+, obţinându-se:
20dUu = (15.1)
Pe intervalele de timp în care T- este comandat, teorema a II-a a lui Kirchoff
pe ochiul T- - S – C-, conduce la:
20dUu −= (15.2)
Considerând că fiecare element este închis un interval de π radiani într-o
perioadă, tensiunea la ieşirea invertorului se va modifica între valorile 2dU şi -
2dU , în funcţie de elementul comandat (Fig. 15.5). Sarcina fiind de c.a., se va
comporta însă cu atât mai bine, cu cât curentul ce o parcurge este mai puţin
distorsionat, respectiv are un conţinut de armonici mai redus. Aceasta se poate
obţine dacă armonicile tensiunii au amplitudini cât mai mici, sau sunt de ordin cât
mai mare.
146
Convertoare statice. Curs introductiv Capitolul 15
Fig. 15.6. Tensiunea la ieşirea invertorului cu punct median
Mărimi caracteristice
Mărimile caracteristice furnizează informaţii asupra calităţii energiei
furnizate sarcinii şi intervin în calculele de proiectare. Cele mai semnificative sunt:
1. Amplitudinea fundamentalei tensiunii pe sarcină
Dezvoltarea în serie Fourier a tensiunii u0 (Fig. 15.5) conduce la:
2
4sin2
2sin200 001
ddT Utdt
Utdtu
TU
πω
πω
π=== ∫∫ (15.3)
Este evident că tensiunea pe sarcină se poate regla doar prin modificarea
tensiunii din circuitul intermediar Ud.
2. Tensiunea de c.c. Ud – care se poate calcula în două moduri:
a. Se pune condiţia ca valoarea eficace a fundamentalei tensiunii de ieşire
(15.3), să fie egala cu tensiunea nominală a sarcinii (UN):
24
21 d
NU
Uπ
= , rezultând
Nd UU2π
= (15.4)
b. Se pune condiţia ca valoarea eficace a tensiunii de ieşire (Uo), să fie
egală cu tensiunea nominală a sarcinii:
2
110
200
200
dT
NUtdudtu
TUU ==== ∫∫
πω
π (15.5)
3. Valorile maxime ale tensiunii ce solicită elementele de comutaţie
(UbT,UbD)
(15.6) dbDbT UUU ==
4. Curentul mediu prin elementele semiconductoare comandate (ITAV), care
se calculează considerând curentul de sarcină i0 sinusoidal, de valoare eficace IN
147
Convertoare statice. Curs introductiv Capitolul 15 (curentul nominal al sarcinii), în fază cu tensiunea u0. Fiecare dintre elemente va
conduce câte o semiperioada a curentului i0 şi deci:
NN
T
TTAV ItdtItdidtiT
Iπ
ωωπ
ωπ
ππ 2)sin(221
211
00 00==== ∫∫∫ (15.7)
5. Curentul mediu prin diode (IFAV), care se calculează în funcţie de
defazajul maxim ( maxΦ ) dintre tensiunea u0 şi curentul i0, respectiv:
NNFAV ItdtItdiIπ
ωωπ
ωπ 2
)cos(1)sin(2
21
21 max
000
maxmax Φ−===
ΦΦ
∫∫ (15.8)
Invertorul monofazat în semipunte
Invertoarele în semipunte (fig. 15.7) numite şi invertoare cu sursă de
tensiune cu punct median sunt numite şi dubloare de curent.
Comutatoarele Ki (i = 1,2), aici prezentate ca fiind formate din câte un
tiristor Ti şi o diodă Di conectate antiparalel, sunt bidirecţionale în curent şi
unidirecţionale în tensiune. ie
Punctu
condensatoar
Avem:
de unde:
şi:
UeZs
i2
i1
T1
T2
uT1
uT2
uc1
uc2
ic2
ic1
C
C
D1
D2
iT2
iT1
K1
K2
iD1
iD2
2eU+
2eU−
usO
Fig. 15.7. Invertor în semipunte
l O este punctul median al sursei, obţinut prin intermediul celor două
e C.
u ccc Uu =+ 21 (15.9)
dtdu
dtdu cc 21 −= (15.10)
cc
cc
c idtdu
Cidtdu
Ci =−=−== 22
11 (15.11)
148
Convertoare statice. Curs introductiv Capitolul 15 adică un condensator se încarcă şi celălalt se descarcă sub acelaşi curent ic.
Teorema lui Kirchoffaplicată în nodul O ne permite să scriem:
(15.12) 12 ccs iii −=
cs ii 2−= (15.13)
Deci curentul care ajunge la punctual median O este dublul curentului care
circulă prin braţul divizorului capacitiv.
Când T1 sau D2 conduc, există următoarele relaţii între curenţi:
` (15.14) ccccsce iiiiiiii =+−=+=+= 211
şi cu relaţia (15.13) rezultă:
es ii 2+= (15.15)
Când T2 sau D1 conduc, avem:
ccccscce iiiiiiiiii =−=−−=−=+= 2222 (15.16)
apoi:
es ii 2−= (15.17)
Aşadar, comutatoarele sunt mai solicitate în curent ( )ei2 decât în tensiune
, în comparaţie cu invertorul paralel alimentat la o aceeaşi sursă şi având
aceeaşi sarcină.
( eU )
Formele de undă pentru funcţionare cu sarcină inductivă şi capacitivă, cu
luarea în consideraţie a ipotezelor amintite anterior, sunt date în fig. 15.8.
Se observă că, pentru funcţionarea atât cu sarcina inductivă cât şi
capacitivă, comutatoarele trebuie să fie complet comandate (comandabile atât la
deschidere, cât şi la închidere).
În fig. 15.9,a este prezentat un montaj simplu, cu elemente pasive necesare
comutaţiei. În fig. 15.9,b şi c sunt prezentate doua variante: cu ameliorarea
comutaţiei b) şi a recuperării c).
Montajul din fig. 15.9,c este cel mai des utilizat. Existenţa diodelor de
recuperare permite înapoierea la sursă a unei parţi din energia înmagazinată în
inductanţa L la începutul comutaţiei.
149
Convertoare statice. Curs introductiv Capitolul 15
2eU+
2eU−
2T 2T
t
0
us
2eU+
2eU−
2T 2T
t
0
us
t t
tt
t
t t
t
D1
D1T1T2D2
D2
T2T1
0 0
0 0
0 0
isis
ieie
uK1 uK1
Îs Îs
Îs2
Îs2
Îs Îs
ωϕ ωϕ
în conducţie în conducţie
Fig. 15.8. Forme de undă pentru invertorul monofazat în semipunte
ei ei ei
2T
1T 1D
2D C
C
eU
2L
2L
1T
2T
C
C 2D
1D
'L 'L 'L2L
2L
eU eU2L
2L
1T
2T
C
C2D
1D 1D
2D
)a )b )c
Fig. 15.9. Montaje practice pentru invertoarele în semipunte
150
Convertoare statice. Curs introductiv Capitolul 15
Invertorul monofazat în punte
Invertorul este constituit din două braţe de semipunte. Pentru generalitate,
în fig. 15.10 comutatoarele Ki au fost prezentate ca fiind constituite dintr-un
întreruptor Ti şi o diodă Di, ( ).41÷=i Comutatoarele Ki pot conduce atât curenţi
pozitivi, cât şi curenţi negative. Pe durata de conducţie a diodelor Di se restituie
sursei de curent continuu energia înmagazinată în sarcină.
În fig 15.10 s-au notat cu Ti, ( ).41÷=i întreruptoarele unidirecţionale în
curent (conduc doar curenţi pozitivi). Comanda cu undă plină a comutatoarelor Ki
se poate face:
a) simetric
b) asimetric
Invertorul din fig. 15.7 poate furniza la ieşire o tensiune alternativă de
valoare maximă 2dU . La puteri mari, utilizarea unui astfel de invertor va
determina solicitări mari, în curent, ale elementelor semiconductoare. O soluţie
mai avantajoasă, din acest punct de vedere, o reprezintă invertorul monofazat în
punte (fig. 15.10). Elementele semiconductoare ale unei laturi vor fi comandate în
opoziţie, pe durata a π radiani într-o perioadă rezultând că sunt închise, simultan,
elementele în diagonala (T1 şi T4;T2 şi T3). Tensiunea la bornele sarcinii este:
(15.18) închiseînchise
TTTT
pentrupentru
UU
ud
d
32
410
−
=
Ud
i0
D1
T3
T1
D3 u0
SarcinaACd
D2
T4
T2
D4
B
Fig. 15.10. Schema de forţă a invertorului monofazat în punte
Tensiunea de la ieşirea invertorului va fi compusă dintr-o succesiune de
impulsuri dreptunghiulare, de amplitudine Ud. Considerentele privind modificarea
amplitudinii şi frecvenţei tensiunii de ieşire sunt aceleaşi ca la invertorul cu punct
151
Convertoare statice. Curs introductiv Capitolul 15 median. La aceeaşi putere debitată sarcinii, solicitarea în curent a elementelor
semiconductoare este jumătate faţă de ceea a elementelor invertorului cu punct
median, deoarece amplitudinea fundamentalei tensiunii pe sarcină:
dd
TUtdtUtdtu
TU ∫∫ ===
π
πω
πω
00 0014sin2sin2 (15.19)
este dublă . Pentru o sarcină cu acceşi tensiune nominală, va rezulta o tensiune
de alimentare (Ud), cu 50% mai mica decât în cazul invertoarelor cu punct median.
Valorile maxime ale tensiunii ce solicită elementele (UbT,UbD) sunt egale şi în
consecinţă utilizarea elementelor semiconductoare este mai eficientă în cazul
invertoarelor monofazate în punte.
Invertorul trifazat de tensiune cu modulaţie în amplitudine
Schema de principiu a unui invertor trifazat de tensiune (fig. 15.11), este
realizată dintr-o punte de elemente bidirecţionale (T1-T6, în antiparalel cu D1-D6).
Contactele T1-T6 nu sunt solicitate la tensiune inversă şi de aceea, pot fi realizate
cu tranzistoare de putere.
F
Pe
închiderii
elemente
situate p
Ud
Cd
D5
D2T2
T5
T6
T3 D3
D6T4
T1 D1
D4
A BC
P
N
uA0
uABuBC
iA iCiB
uB
uA
uC
uA10 uB10 uC10
ig. 15.11. Schema de principiu a invertorului trifazat de tensiune
ntru obţinerea unui sistem de tensiuni trifazat şi simetric, momentele
elementelor T1-T6 sunt defazate cu 3π radiani şi se distribuie succesiv
lor semiconductoare de comutaţie de pe părţile P şi N ale invertorului
e faze diferite. Sunt posibile două succesiuni de comandă: în ordinea
152
Convertoare statice. Curs introductiv Capitolul 15 numerotării elementelor, rezultând la ieşirea invertorului un sistem trifazat de
succesiune directă sau, în ordine inversă numerotării(T1 - T6 - T5 - T4 - T3 - T2), care
determină obţinerea la ieşirea invertorului, a unui sistem trifazat de tensiuni, de
succesiune inversă.
Contactele pot rămâne închise fie 32π , fie π radiani. O utilizare mai
eficientă a elementelor se obţine dacă fiecare element rămâne închis π radiani
într-o perioadă. În acest fel, elementele de pe o fază se găsesc permanent în stări
inverse.
Stările elementelor T1-T6 vor determina, în mod univoc, tensiunile de linie
uAB, uBC şi uCA. Pentru obţinerea acestora, se va aplica teorema a II-a a lui Kirchoff
pe circuitul format de fazele respective şi elementele închise de pe acestea.
Astfel, pentru obţinerea tensiunii de linie uAB, ţinând seama de comenzile
elementelor (fig.15.12 a, b), rezultă:
- pentru intervalul ( )32,0 πω ∈t , sunt închise, pe fazele A şi B
contactele T1 şi T6 şi, aplicând teorema a II-a a lui Kirchoff pe circuitul T1- faza A -
faza B –T6 - Cd,se obţine uAB=Ud
- pentru intervalul ( )ππω ,32∈t , sunt închise, pe fazele A şi B
contactele T1 şi T3 şi, aplicând teorema a II-a a lui Kirchoff pe circuitul T1- faza A -
faza B –T3,se obţine uAB=0
- pentru intervalul ( )35, ππω ∈t , sunt închise, pe fazele A şi B
contactele T4 şi T3 şi, aplicând teorema a II-a a lui Kirchoff pe circuitul T4- A - B –
T3-Cd, se obţine
uAB=-Ud
În genere, tensiunea de linie este nulă pe intervalele când sunt închise
elementele de pe aceeaşi parte, de pe fazele respective, şi este pe
intervalele în care sunt închise elemente ale fazelor respective, de pe părţi diferite
(fig 15.12 c, d).
dU±
Tensiunile de fază sunt determinate de cele de linie, ţinându-se seama că:
uAB=uA-uB (15.20)
uBC=uB-uC (15.21)
uA+uB+uC=0 (15.22)
Explicitând uC din (15.22) şi înlocuind în (15.21), rezultă:
uBC=uA+2uB (15.23)
153
Convertoare statice. Curs introductiv Capitolul 15 apoi eliminând uB din (15.20) şi (15.23) se obţine
( BCABA uuu += 231 ) (15.24)
Construind tensiunea de fază uA, pe relaţiei (15.24), aceasta este formată
din trepte de amplitudini 3dU± şi 32 dU± (fig 15.12,e), ceea ce face ca, datorită
caracterului RL al sarcinii, curentul de sarcină să fie format din segmente de
exponenţială. Caracterul inductiv al sarcinii determină defazarea în urmă a
trecerilor prin zero ale curentului faţă de trecerile prin zero ale tensiunii cu unghiul
Φ.
a)
b)
tω3π
32π
π π2
tω
c)tω
d)tω
e)tω
f)tω
φ
comanda
comanda
P
N
iA
uA
uB C
uA B
Ud
-Ud
32 dU 3dU
Ud
-Ud
T5 T1 T3 T5 T1 T3 T5
T6 T2 T4 T6 T2 T4
Fig. 15.12. Formele de undă aferente invertoarelor trifazate de tensiune cu
modulaţie în amplitudine: a), b) comenzile elementelor; c), d) tensiunile de
linie uAB şi uBC ; e) tensiunea de fază uA; f) curentul de fază iA [2]
154
Convertoare statice. Curs introductiv Capitolul 15 Pe baza formelor de undă ale tensiunii şi curentului de fază, se pot face
următoarele observaţii:
1. pentru calculul valorilor medii ale curenţilor prin elemente şi diode,
curentul de fază poate fi aproximat cu o variaţie sinusoidală;
2. pe intervalul ( )Φ∈ ,0tω , elementul T1 este închis, dar curentul de fază
fiind invers sensului de conducţie al acestuia, se va închide prin dioda D1;
3. pe intervalul ( )πω ,Φ∈t , elementul T1 este închis, iar curentul de fază
este pozitiv, deci se închide prin T1;
4. pe intervalul ( )ππω 2,∈t , rolul elementului T1 este preluat de T4, iar al
lui D1 de D4;
5. fiecare element conduce, într-o perioadă, ( )Φ−π radiani, iar diodele
un unghi radiani; pentru calculul valorilor medii ale curenţilor prin elemente, se
consideră cazurile cele mai defavorabile, respectiv
Φ
0min =Φ pentru elemente şi
pentru diode; maxΦ
6. dacă sarcina este un motor asincron, ce poate funcţiona în regim de
frână, defazajul maxim dintre tensiune şi curent poate fi mai mare de 2π .
Acoperitor, se poate considera 32max π=Φ .
Mărimi caracteristice
1. Valoarea eficace a fundamentalei tensiunii de linie
Se va considera originea timpului astfel încât, tensiunea de linie să fie
funcţie impară (să conţină numai armonici în sinus) (fig.15.12). Valoarea eficace a
fundamentalei tensiunii de linie este:
( ) ( ) ddAB UttdUttduUπ
ωωπ
ωωπ
π
π
π 6sin2sin21 65
6
2
01 === ∫∫ (15.25)
2. Valoarea eficace a tensiunii de linie
( ) ( )321
21 32
0
22
0
2ddABef UtdUtduU === ∫∫
ππ
ωπ
ωπ
(15.26)
3. Tensiunea din circuitul de c.c.(Ud), care se poate calcula egalând una
din valorile (15.25) sau (15.26) cu tensiunea nominală a sarcinii (UN),
U1=UN,sau
155
Convertoare statice. Curs introductiv Capitolul 15
Uef=UN, obţinându-se
Nd UU6π
= (15.27)
respectiv:
Nd U23
=U (15.28)
4. Valorile medii ale curenţilor prin elemente (ITAV) şi diode (IFAV), care se
calculează în aceleaşi ipoteze avute în vedere în cazul invertorului monofazat cu
punct median;
5. Valoarea medie a curentului din circuitul de c.c. (Id)
Ţinând seama de faptul că circuitul de c.c. furnizează, în orice moment,
suma alternanţelor pozitive ale celor trei curenţi de fază, considerând curenţii
perfect sinusoidali şi defazajul Φ nul, se obţine:
( ) ( ) ( ) NBCAd ItditditdiIπ
ωωωπ
π π π
π
231
0
3
0 32
=
+= ∫ ∫ ∫ (15.29)
Fig.
uABUd
tω
π26π 65π
π
15.13. Explicativă pentru calculul valorii eficace a
fundamentalei tensiunii de linie
156
Convertoare statice. Curs introductiv Capitolul 16
Capitolul 16
INVERTOARE CU MODULAŢIE ÎN DURATĂ MID (PWM)
16.1. Principiul MID (PWM)
Principiul modulării impulsurilor de comandă în durată este cunoscut în literatura
de specialitate sub abrevierile MID în limbă română , MLI în limba franceză şi PWM
(Pulse With Modulation) în limba engleză.
Cu invertoarele comandate pe principiul modulaţiei impulsurilor în durată (MID) se
obţin forme de undă calitativ mai bune, care nu mai trebuie filtrate, sau sunt mult mai uşor
de filtrat. Realizarea lor a devenit mult mai facilă odată cu dezvoltarea dispozitivelor
semiconductoare care permit comutaţia cu frecvenţă ridicată a unor tensiuni şi curenţi de
valoare mare.
Modulaţia în lăţime a impulsurilor de comandă permite variaţia fundamentalei
tensiunii la ieşire ca valoare efectivă şi frecvenţă şi translatează spre domeniul
frecvenţelor înalte armonicile tensiunii de ieşire, ceea ce explică filtrarea mai uşoară.
În acest tip de invertoare, semnalele de comandă sunt generate prin comparaţie
între o undă triunghiulară up(t) numită undă purtătoare, de frecvenţă fp şi amplitudine U
şi o undă de referinţă, asemănătoare ca formă cu cea pe care dorim să o obţinem la
ieşirea invertorului, notată cu u
pˆ
r, de frecvenţă fr şi amplitudine U . Comparaţia celor două
unde se face în cadrul unui comparator. Forma undei de referinţa poate fi una oarecare,
dar este preferată forma sinusoidală, atunci când dorim să obţinem o undă sinusoidală la
ieşirea invertorului. Frecvenţa undei de referinţă nu trebuie să fie egală cu cea dorită
pentru fundamentala undei de ieşire. Tensiunea de ieşire a comparatorului, prelucrată,
este tensiunea de comandă a dispozitivelor semiconductoare ale invertorului. Această
tensiune, notată u
rˆ
c este pozitivă dacă , sau negativă, dacă . Frecvenţa fpr uu ⟩ pr uu ⟨ p dă
frecvenţa de comutaţie a dispozitivelor semiconductoare.
Strategia MID poate fi:
• singulară, când dispozitivele semiconductoare primesc un singur impuls de
comandă în timpul fiecărei perioade a tensiunii de ieşire. Durata conducţiei dispozitivului
semiconductor poate fi modificată
157
Convertoare statice. Curs introductiv Capitolul 16
• multiplă, când dispozitivele semiconductoare primesc mai multe impulsuri de
comandă in timpul fiecărei perioade a tensiunii de ieşire. Aceste impulsuri de comandă
pot avea o durată reglabilă şi pot fi egale (când tensiunea de referinţă este de valoare
constantă) sau neegală (când unda de referinţă este alternativă) în timpul fiecărei
perioade.
O bună calitate a undei de ieşire a invertorului este obţinută aplicând modulaţia
multiplă, cu undă de referinţă sinusoidală, numită si modulaţie sinusoidală.
Strategia MID este caracterizată de doi parametrii:
• indicele de modulaţie (sau modulare), notat cu m şi definit de:
r
p
ff
m = (16.1)
• coeficientul de reglaj în tensiune (sau gradul de modulare), notat r şi definit
de relaţia:
p
r
UUr ˆˆ
= (16.2)
Modulaţia poate fi:
- sincronă, când ; Nm∈
- asincronă, când . Rm∈
Când modulaţia este sincronă, fundamentala este periodică, de perioadă
rfT 1= , conţinutul de armonici superioare depinzând de valoarea lui m .
Centrarea se spune că este optimală când poziţia relativă a undei de referinţă ur şi
a purtătoarei up face ca fiecare alternanţă a tensiunii us să fie simetrică faţă de mijlocul ei.
Variaţia valorii efective a tensiunii us se face prin modificarea lui r, iar variaţia frecvenţei
prin modificarea lui m.
16.2. Comanda invertoarelor prin MID (PWM)
În prezent se folosesc mai multe modalităţi de comandă MID (PWM) a
invertoarelor:
1. Modulaţia MID (PWM) sinusoidală
2. Modulaţia MID (PWM) calculată (numerică)
3. Modulaţia MID (PWM) fazorială
4. Modulaţia MID (PWM) dipolară
158
Convertoare statice. Curs introductiv Capitolul 16
16.2.1. Modulaţia MID (PWM) sinusoidală Principiul modulaţiei sinusoidale pure, caracterizate printr-un semnal de referinţă
triunghiular şi un semnal de comandă sinusoidal, constă în comanda elementelor
semiconductoare de comutaţie T+ şi T- de pe aceeaşi fază (vezi Capitolul 15), pe
intervalele în care u , respectiv urc u⟩ rc u⟨ (fig 16.1 a,b,c).
uruc
Ucma
Urma
2dU+
2dU−
u0
+T
-T
fm2π
Fig
median
ur uc
x
x
tω
tω
tω
tω
a)
b)
c)
d)
. 16.1. Formele de undă corespunzatoare invertorului monofazat cu punct
, pentru modularea sinusoidală: a) - tensiunile de comandă şi referinţă;
b), c) - comenzile elementelor; d) – tensiunea pe sarcină
159
Convertoare statice. Curs introductiv Capitolul 16
Se constată ca tensiunea de ieşire a invertorului (fig.16.1 d) nu este sinusoidală.
Pentru a ilustra posibilitatea modificării pe sarcină, se va considera o valoare suficent de
mare a factorului de modulare în frecvenţă, astfel încât, într-o perioadă a tensiunii de
referinţă, tensiunea de comandă sa poată fi considerată constantă (fig. 16.2). Se va
calcula valoarea medie, într-o perioadă a tensiunii de referinţă a tensiunii pe sarcină (U0d).
Fig. 16.2. Explicativă la modularea sinusoidală
A
A
B
C
C
ur
ur uc
uc
Ur max
u0
2dU+
2dU−
t
t
t1t1 t2T
−+
+
−== ∫ 222
11121
000
dddT
dU
tU
tU
tT
dtuT
U (16.3)
Rezultă:
)2(2
1120 tt
UT
U dd −= (16.4)
Din asemănarea triunghiurilor ABC şi A’BC’, se obţine:
1
41
max
max
tuUU
cr
r =−
(16.5)
din care se deduce durata intervalului t1:
−=
max1 1
4 r
c
UuTt (16.6)
Similar, rezultă şi intervalul t2:
160
Convertoare statice. Curs introductiv Capitolul 16
+=−=
max12 1
22
r
c
UuTtTt (16.7)
Înlocuind (16.6) şi (16.7) în (16.4), rezultă:
cr
dd u
UU
Umax
0 1= (16.8)
Relaţia (16.8) evidenţiază faptul că valoarea medie a tensiunii pe sarcină,
pe o perioadă a tensiunii de referinţă, este proporţională cu valoarea instantanee a
tensiunii de comandă. Pentru alimentarea sarcinii cu tensiune sinusoidală, tensiunea de
comandă trebuie să fie sinusoidală:
(16.9) ,sin 1max tUu cc ω=
Această expresie, înlocuită în (16.8), conduce la:
,sin2 1max
max0 tU
UU
U cr
dd ω= 16.10)
În consecinţă, frecvenţa tensiunii pe sarcină este egală cu frecvenţa tensiunii de
comandă, iar amplitudinea este proporţională cu amplitudinea tensiunii de comandă.
Aproximarea tensiunii pe sarcină cu o sinusoidă va fi cu atât mai bună, cu cât
perioada tensiunii de referinţă va fi mai mică în raport cu perioada tensiunii de comandă,
respectiv cu cât factorul de modulare în frecvenţă (mf) va fi mai mare.
Prin comanda MID (PWM), faţă de comanda cu undă plină, se îmbunătăţeşte
factorul total de distorsiune, prin diminuarea amplitudinilor armonicilor de ordin redus şi
cresterea ordinului armonicilor cu amplitudine semnificativă în raport cu fundamentala [2].
Dacă ma=0, lăţimea pulsurilor din tensiunea de ieşire este aceeaşi, tensiunea de
ieşire u0 conţinând doar armonici de ordin multiplu al lui mf, cu amplitudini invers
proporţionale cu ordinul acestora.
Odată cu creşterea lui ma, dacă mf este impar, dezvoltarea în serie Fourier a
tensiunii de ieşire va conţine doar armonici de ordin impar, dar apar următoarele efecte:
- termenul de frecvenţă fc (fundamentala) creşte;
- termenii de frecvenţe mf fc, 3mf fc, 5mf fc… scad, dar apar alte perechi de armonici,
având frecvenţe de o parte şi de alta a frecvenţelor multiple de mf fc (fig 16.3).
Generalizând, armonicile tensiunii de ieşire sunt grupate în familii centrate pe
frecvenţele:
, cfi fmif ⋅⋅= ...,3,2,1=i
iar frecvenţele diferitelor armonici într-o familie sunt:
( ) .cfcij fkmifkff ±⋅=⋅±= (16.11)
161
Convertoare statice. Curs introductiv Capitolul 16
An
A
00 20 40 60 80 100 120 140 160 180 200 220 240
0,2
0,4
0,6
0,8
1
1
n
Fig. 16.3. Spectrul de armonici al tensiunii de ieşire u0 pentru mf=35 [2]
Amplitudinile armonicilor unei familii sunt simetrice în raport cu armonica de
frecvenţă centrală, iar separarea familiilor de armonici este cu atât mai clară cu cât mf
este mai mare [2].
Întrucât spectrul de armonici conţine doar armonici de ordin impar, pentru ca
( )kmi f ±⋅ să fie impar, i impar determină k par şi invers.
De regulă, se iau în consideraţie doar armonicile primelor două familii,
amplitudinile celorlalte fiind reduse.
Pentru i=1 (prima familie), se obţin frecvenţele 2±fm , iar pentru mf mare, şi
frecvenţele . 4±fm
Se constată că, spre exemplu, armonica de ordin 2mf nu există, însă au apărut
cele din familia centrată pe aceasta.
Amplitudinile armonicilor curentului prin sarcină (i0), vor rezulta în funcţie de
reactanţele sarcinii pe armonicile corespunzătoare.
Factorul de modulare în frecvenţă este limitat superior, datorită pierderilor în
elementele semiconductoare, pierderi ce cresc liniar cu frecvenţa de comutaţie (fcmf).
Referitor la modificarea tensiunii pe sarcină, ţinând cont de (16.10), rezultă
amplitudinea fundamentalei tensiunii u0,
201d
aU
mU = (16.12)
Relaţia (16.12) este valabilă, cu o aproximaţie acceptabilă, pentru valori mari ale
lui mf ( )6≥fm , atât timp cât există toate intersecţiile dintre uc şi ur. astfel, U01 variază
liniar cu ma, pentru m , unde m( aMa m,0∈ ) aM corespunde situaţiei în care se obţine prima
dispariţie a unei inersecţii. Există două situaţii în funcţie de valorile lui mf.
162
Convertoare statice. Curs introductiv Capitolul 16
- Pentru mf=2k sau mf=4k+1, Nk ∈ (fig 48 a), se obţine maM=1.
- Pentru mf=4k+3, (fig.16.4 b), maximul tensiunii de comandă se atinge cu
minimul tensiunii de referinţă, rezultând că:
Nk ∈
max2sin r
fcM U
m=
−
ππU , deci
1cos
1
max
⟩==
f
r
cMaM
mUU
mπ
(16.13)
rucu
t
ru cu
MCU
ru cu
MCU cu
ru
t
5=fm 7=fm)a )b
Fig. 16.4. Influenţa factorului de modulare în frecvenţă asupra valorii
maxime a tensiunii de comandă [2]
Se constată că, odată cu creşterea lui mf, factorul de modulare în amplitudine tinde
la 1 (spre exemplu , pentru mf=7, se obţine maM=1,101, iar pentru mf=11, rezultă
maM=1,042).
La creşterea valorii maxime a tensiunii de comandă peste UcM, dependenţa
amplitudinii fundamentalei tensiunii pe sarcină de factorul de modulare în amplitudine nu
mai este liniară, comanda numindu-se cu supramodulare. Situaţia limită o reprezintă cazul
în care, nu există decât o comutaţie a fiecărui element într-o perioadă, respectiv fiecare
element este comandat câte π radiani într-o perioadă (fig. 16.5). Acest tip de comandă
se mai numeşte şi comnadă cu undă plină.
0u
tω2dU
+
2dU
−
π π2
Fig. 16.5. Tensiunea pe sarcină, la comanda cu undă plină
163
Convertoare statice. Curs introductiv Capitolul 16
În acest caz, pierderile în elemente semiconductroare sunt reduse, datorită
numarului redus de comutaţii, dar nu se mai poate modifica tensiunea la ieşirea
invertorului, amplitudinea fundamentalei tensiunii pe sarcină fiind cea dată de relaţia (2.2).
Valoarea factorului de modulare în amplitudine, de la care rezultă comanda cu
undă plină (fig.16.1), rezultă punând condiţia
max2 rf
c Um
u ≥
π (16.14)
Ţinând seama de (16.9), se deduce:
≥
f
aup
m
m
2sin
1
π (16.15)
Pentru mf =7 se obţine . Aceasta arată că, practic, este imposibil de a
obţine comanda cu undă plină din modulaţia sinusoidală. Aşa spre exemplu, dacă
U
5,4≥aupm
rmax=10V, ar fi necesar ca Ucmax=45 V, ceea ce este inadmisibil. Dependenţa U01=f(ma)
este reprezentată în fig. 16.6.
Fig.
În ca
normalizat (m
Pentru
La inv
fazele, dacă m
164
π4( )201 dUU
ma M
ma M ma u p
ma
16.6. Dependenţa amplitudinii fundamentalei tensiunii pe sarcină în funcţie
de gradul de modulare, în unităţi relative [2]
zul modulaţiei sinusoidale, valoarea maximă a gradului de modulare
anM) va fi:
42
2
01
01 ππ aM
d
daM
a
ManM m
UUm
UU
m ===
maM =1 se obţine manM =0,785.
ertoarele trifazate se obţine modulaţie sincronă şi corelarea optimă pe toate
f este impar şi multiplu de 3.
Convertoare statice. Curs introductiv Capitolul 17
Capitolul 17
SIMULAREA FUNCŢIONĂRII CONVERTOARELOR STATICE
17.1. Simulatorul PSPICE
Programul SPICE a fost elaborat la University of California, Berkeley la
începutul anilor ’70. Acronimul SPICE provine de la Simulation Program with
Integrated Circuits Emphasis şi, după cum sugerează şi numele, a fost iniţial
destinat simulării circuitelor integrate. În prezent există câteva versiuni comerciale
de SPICE destinate calculatoarelor personale, pentru diferite sisteme de operare.
Toate însă utilizează nucleul original îmbunătăţit de SPICE, datorită disponibilităţii
codului de la UC Berkeley. Principalele deosebiri dintre versiuni constau în
modelele disponibile, bibliotecile de subcircuite, postprocesarea grafică, uşurinţa
de a specifica modelele comportamentale ale controllerului ş.a. Anumite versiuni
comerciale au încercat îmbunătăţirea convergenţei programului atunci când se
simulează sisteme rigide.
Una dintre versiunile cele mai răspândite de SPICE este PSPICE. Foarte
mulţi studenţi sunt familiarizaţi cu ea pentru că este uşor de procurat, varianta
evaluativă (student, classroom) fiind gratuită, accesibilă pe Internet, iar copierea şi
răspândirea ei este încurajată de firmă. Versiunea evaluativă s-a dovedit a fi foarte
puternică în electronica de putere, cel puţin din punct de vedere didactic,
acoperind o largă gamă de sisteme de putere.
PSPICE este un simulator multinivel în care, aşa cum s-a amintit,
controllerele pot fi reprezentate prin modele comportamentale, adică prin
comportamentul intrări-ieşiri, fără a fi necesară o simulare la nivel de componentă.
Ultimele versiuni au editor schematic, ceea ce le face şi mai atractive.
Postprocesorul grafic se numeşte Probe şi este uşor de utilizat.
PSPICE are posibilitatea de a face simulări atât în domeniul timp cât şi în
domeniul frecvenţă. Pentru simularea în domeniul timp ecuaţiile circuitului sunt
construite în urma unei analize nodale. Se obţine astfel un sistem de ecuaţii
algebrice ce trebuie rezolvate la fiecare pas de simulare. Funcţie de tipul de
165
Convertoare statice. Curs introductiv Capitolul 17
sistem ce trebuie analizat (sistem liniar şi invariant în timp, sistem neliniar şi
invariant în timp sau sistem dinamic neliniar şi variant în timp), programul alege o
metodă matematică specifică de rezolvare.
Metoda de integrare numerică implicită este cea trapezoidală dar, la cerere,
se pot obţine versiuni ce au şi algoritmi Gear cu rutină de integrare opţională.
Paşii de simulare sunt automat ajustaţi de program funcţie de formulele de
estimare a erorii. Paşii de simulare sunt modificaţi de aşa manieră încât sunt
plasate puncte de simulare la toate „colţurile” surselor liniare pe porţiuni. În
PSPICE întrerupătoarele comandate în tensiune sunt modelate prin rezistenţe
neliniare. Programul poate manipula neliniarităţi în elemente de circuit şi controller.
Cu toate acestea PSPICE va continua să fie utilizat intensiv în viitorul
apropiat datorită largii răspândiri şi cunoaşteri, a bibliotecilor de componente foarte
cuprinzătoare şi a uşurinţei de procurare şi folosire.
Pachetul de programe PSPICE – destinat analizei prin simulare cu ajutorul
calculatoarelor a funcţionării circuitelor electronice, conţinând modele pentru
componente şi dispozitive electronice – este capabil să simuleze circuite analogice
şi digitale, datele de intrare determinând circuitul ce se doreşte a fi simulat. Deşi
programele de simulare a circuitelor electronice diferă considerabil ca mărime şi
performanţe, structura celor mai multe dintre ele, deci şi a programelor PSPICE,
este simulară, conţinând în principal subprograme de editare, de analiză şi de
prezentare a rezultatelor obţinute (programele fiind de tipul IDE - Integrated
Development Environment).
Cea mai importantă parte a programului de simulare o reprezintă
subprogramul de analiză, care execută analizele de circuit specificate în fişierul
editat, ieşirile din acest subprogram furnizând date pentru a fi utilizate ulterior de
subprogramul de prezentare a rezultatelor care, de regulă, materializează aceste
date sub formă de grafice şi texte. Subprogramul de analiză conţine procedeele
numerice ale reprezentării matematice (modelul) a circuitului.
Pentru a trece de la circuitul propriu-zis la un sistem matematic de ecuaţii,
elementele de circuit utilizate în PSPICE – rezistoare, condensatoare, inductoare
simple şi cuplate, surse de curent şi tensiune, diode, tranzistoare bipolare cu
joncţiuni, tranzistoare cu efect de câmp cu poartă izolată etc. – sunt reprezentate
prin modele matematice. Sistemul de ecuaţii care descrie întregul circuit este
determinat de ecuaţiile modelului fiecărui element şi relaţiile topologice care sunt
166
Convertoare statice. Curs introductiv Capitolul 17
date de interconectarea elementelor. Relaţiile topologice au la bază legile lui
Kirchhoff, iar comportarea generală a circuitului este descrisă printr-un sistem de
ecuaţii algebric-diferenţial, ale cărui soluţii se obţin prin analiza circuitului, pentru
diferite cazuri particulare de abordare: analiza de curent continuu (.DC), analiza de
curent alternativ (.AC), analiza regimului tranzitoriu (.TRAN) şi altele. Aceste
analize se realizează pe baza unor metode numerice, care implică: formularea
ecuaţiilor, rezolvarea ecuaţiilor lineare, a ecuaţiilor nelineare şi integrarea
numerică. Simulatorul SPICE conţine şi alte posibilităţi de analiză, cum ar fi:
analiza Fourier, analiza funcţiei de transfer, analiza zgomotului, analiza
distorsiunilor şi altele.
Programul de simulare PSPICE oferă următoarele avantaje: uşurinţa şi
eficienţa în exploatare, simplitate şi generalitate în proiectare. Evident, un program
de simulare trebuie să fie uşor de folosit de către proiectanţii de circuite
electronice, programul de simulare fiind un instrument prin care se doreşte
uşurarea muncii de proiectare şi analiză. Eficienţa unui program de simulare este
determinată de costul simulării pe calculator (timpul de execuţie, capacitatea
memoriei interne, capacitatea memoriei externe, la care se adaugă timpul necesar
unor analize repetate pentru diverse valori ale parametrilor electrici şi climatici).
17.1.1. Simularea convertoarelor de putere în PSPICE
Pachetul de programe PSPICE dezvoltat de firma MicroSim constituie unul
dintre cele mai puternice instrumente de analiză în domeniul electronicii.
Simularea circuitelor cu ajutorul acestui pachet de programe a devenit un adevărat
standard al analizei de circuit utilizat atât în proiectare, cât şi în domeniul
educaţional.
Privită la început cu unele rezerve, utilizarea programului PSPICE în
analiza circuitelor de putere a început să ia amploare în ultima perioadă de timp,
datorită performanţelor care se pot obţine atât prin simularea circuitelor la nivel de
dispozitiv cât şi prin posibilităţile pe care le oferă programul pentru analiza la nivel
sistem. În aceste condiţii, prezentarea în acest capitol a modului de realizare şi a
rezultatelor simulării convertoarelor de putere cu circuite rezonante reprezintă o
completare absolut necesară a funcţionării circuitelor descrise în capitolele
anterioare.
167
Convertoare statice. Curs introductiv Capitolul 17
Simularea unui circuit presupune transpunerea acestuia într-o schemă
adecvată programului de analiză. Elementele de circuit sunt descrise de modele
corespunzătoare funcţionării acestora. Programul PSPICE dispune de o bibliotecă
impresionantă de modele de componente, printre care şi un număr semnificativ de
modele ale elementelor de circuit utilizate în electronica de putere. Minimizarea
problemelor de convergenţă care pot apare şi reducerea timpului necesar
efectuării simulării impune utilizarea unor modele adecvate ale elementelor din
componenţa circuitelor analizate.
Prezenţa dispozitivelor semiconductoare în componenţa convertoarelor de
putere conduce la ideea utilizării modelelor corespunzătoare acestor dispozitive.
Simularea convertoarelor de putere modelate corespunzător permite efectuarea
unor analize la nivel de dispozitiv, cum ar fi studiul pierderilor de comutaţie şi de
conducţie ale dispozitivelor semiconductoare, studiul comportării circuitelor de
protecţie, evaluarea mărimilor cu grad de pericol ridicat pentru componente, etc.
Modelarea la nivel de dispozitiv are însă şi câteva dezavantaje, dintre care sunt de
remarcat următoarele:
• dispozitivele active de putere sunt descrise în aceste modele ca
surse neliniare comandate cu ajutorul unor funcţii ce conţin termeni exponenţiali,
ceea ce impune pentru efectuarea analizei efectuarea unor calcule relativ
complicate realizate cu un pas mai mic de integrare numerică şi generarea unor
secvenţe mari de date.
• modelarea cu acurateţe a circuitelor de putere comandate, având un
grad mare de complexitate, impune utilizarea unui număr mare de componente.
Analiza unor astfel de circuite complexe impune un consum mare de memorie şi
necesită un timp de analiză ridicat.
• utilizarea circuitelor rezonante care pot lucra la frecvenţe mari
determină creşterea timpului de simulare, impusă de necesitatea ajustării
corespunzătoare a timpului de integrare.
• apariţia frecventă a problemelor de convergenţă în cazul simulării
circuitelor de putere, determinate în general de variaţiile rapide ale mărimilor din
circuit.
Pentru rezolvarea problemelor ridicate de analiza la nivel de dispozitiv,
parametrii de analiză ai programului PSPICE trebuie ajustaţi corespunzător. Astfel,
168
Convertoare statice. Curs introductiv Capitolul 17
valorile recomandate pentru simularea convertoarelor de putere la nivel de
dispozitiv sunt:
• eroarea absolută de calcul a curenţilor din laturile circuitului
(ABSTOL): 0,1µA - 10µA;
• eroarea absolută de calcul a tensiunilor din nodurile circuitului
(VNTOL): 1µV şi 1mV;
• eroarea relativă de calcul a curenţilor sau tensiunilor (RELTOL):
0,001 şi 0,01;
• numărul maxim de iteraţii posibil pe parcursul întregii analize a
regimului tranzitoriu (ITL5).
Pentru modelarea dispozitivelor active din convertoarele de putere pot fi
utilizate şi modele mai simple, corespunzător funcţiei de comutatoare comandate
pe care acestea o îndeplinesc în majoritatea cazurilor. Varianta cea mai simplă de
modelare a dispozitivelor semiconductoare din componenţa convertoarelor de
putere o reprezintă utilizarea comutatoarelor comandate în tensiune sau curent.
Astfel de comutatoare pot înlocui cu succes dispozitivele active, dacă scopul
analizei îl reprezintă studiul performanţelor de ansamblu ale convertorului de
putere.
17.2. Simulatorul CASPOC
Programul CASPOC a fost dezvoltat de firma Simulation Research din
Olanda, acronimul provenind de la Circuit Analysis of Power Electronic Circuits.
Prima versiune a apărut în 1989 şi a fost destinat calculatoarelor personale care
foloseau sistemul de operare MS-DOS. În prezent, ultima versiune este destinată
sistemului de operare Windows XP. Este un simulator multinivel, special dedicat
pentru simulări în electronica de putere şi acţionări electrice. Nivelele de modelare
cuprind următoarele:
- nivelul circuit pentru modelarea convertoarelor de putere,
- nivelul componentă pentru modelarea maşinilor electrice şi a sarcinilor
în general
169
Convertoare statice. Curs introductiv Capitolul 17
- nivelul sistem pentru modelarea controller-elor şi a algoritmilor de
comandă.
Firma producătoare menţionează că programul nu prezintă probleme de
convergenţă, iar viteza de simulare este de 10 până la 100 de ori mai mare decât
în celelalte programe de simulare de circuite.
Programul funcţionează cu pas fix de simulare, dar există posibilitatea
opririi programului, a modificării pasului şi apoi a continuării simulării din punctul
de oprire. De altfel, această facilitate se aplică şi în cazul în care se doreşte
modificarea valorii unui element de circuit sau a unui parametru al comenzii.
Utilizatorul poate alege din trei metode de integrare numerică: trapezoidală,
backward Euler şi Gear de ordin superior.
Programul are un editor schematic uşor de utilizat. Întrerupătoarele sunt
modelate ca rezistenţe cu două valori, la diode putându-se preciza şi tensiunea în
conducţie. De asemenea, există o serie de blocuri predefinite, în majoritate
neliniare, prin care se uşurează substanţial descrierea controllerului. O facilitate
importantă este modelarea algoritmilor de comandă şi descrierea controllerelor
într-un limbaj de nivel înalt (C sau Pascal), care apoi este compilat într-un fişier
DLL ce este uşor asimilat de program. Această tehnică (denumită Standard
Modelling Language) este recomandată atunci când circuitul de comandă este
sofisticat, cu un număr mare de intrări, ieşiri şi variabile interne. O a doua
posibilitate pentru utilizator este de a defini propriile blocuri (Library Modelling
Language). Pentru că numărul variabilelor interne din blocurile LibML este limitat
la 20, se recomandă ca aceste blocuri să fie utilizate pentru a defini controllere
mai simple.
Programul este livrat cu o colecţie de exemple (Workbook), majoritatea
putând fi simulate cu versiunea Student a programului CASPOC, accesibilă pe
Internet.
170
Convertoare statice. Curs introductiv Capitolul 17
17.3. Schema de principiu a convertorului analizat
Pentru simulare s-a ales o schemă tipică de convertor static şi anume un
invertor monofazat de tensiune cu MID (PWM).
17.3.1. Circuitul de forţă al invertorului Circuitul de forţă al invertorului este realizat cu 4 elemente de comutaţie
bidirecţionale S1 - S4, complet comandate, înseriate câte două pe fiecare latură a
unei punţi (fig. 17.1). Aceasta presupune că elementele semiconductoare ale unei
laturi vor fi comandate în opoziţie, pe durata a π radiani într-o perioadă, ceea ce
înseamnă că elementele în diagonală sunt închise şi deschise simultan.
F
Tensiunea
impulsuri dreptun
variabilă după o
invertorului.
17.3.2. Cir Circuitul d
necesare pentru
ig. 17.1. Circuitul de forţă al invertorului analizat
de la ieşirea invertorului va fi compusă dintr-o succesiune de
ghiulare, de amplitudine egală cu tensiune de intrare Ui şi durata
anumită lege, rezultată din strategia folosită pentru comanda
cuitul de comandă e comandă a invertorului are rolul de a genera impulsurile
comanda elementelor de comutaţie folosite în construcţia
171
Convertoare statice. Curs introductiv Capitolul 17
acestuia. Deoarece prin tema de proiectare s-a precizat că invertorul trebuie
comandat cu impulsuri modulate în durată, modulaţia folosită fiind cea sinusoidală,
schema de comandă va conţine următoarele blocuri funcţionale (fig. 17.2):
- un generator de semnal triunghiular GST, care furnizează aşa numita
undă purtătoare, de frecvenţă fp şi amplitudine Up;
- un generator de semnal sinusoidal GSS, care furnizează aşa numitul
semnal de referinţă, care trebuie să aibă o formă asemănătoare cu cea pe care
dorim să o obţinem la ieşirea invertorului, semnal având frecvenţa fr şi
amplitudinea Ur;
- un comparator de tensiune C
- un inversor I
Fig. 17.2. Sche
Funcţionarea Elementele de
intervalele în care se
respectiv când semn
ieşirea comparatorulu
constantă şi durata
semnalul triunghiular.
este nevoie de două
elemente de comutaţ
comandă în antifază
comparatorului C cu a
Modificând fre
modifica durata şi nu
raportul frecvenţelor
numitul factor de mo
puţin apropiată de o s
În fig. 17.3 es
invertorului, iar în fig.
GSS
GSTC I
+
-
ma bloc a circuitului folosit pentru comanda invertorului
schemei comutaţie de pe aceeaşi parte (fază) vor fi comandate în
mnalul purtător este mai mare decât semnalul de referinţă,
alul purtător este mai mic decât semnalul de referinţă. La
i se vor obţine impulsuri dreptunghiulare de amplitudine
variabilă, funcţie de momentul intersecţiei sinusoidei cu
Deoarece avem de-a face cu un invertor în punte, rezultă că
semnale în antifază, câte unul pentru fiecare pereche de
ie: S1, S4 respectiv S2, S3. Pentru obţinerea semnalului de
este necesar să se inverseze semnalul de la ieşirea
jutorul inversorului I.
cvenţa şi amplitudinea semnalului triunghiular se poate
mărul impulsurilor de comandă. Alegând în mod adecvat
celor două semnale – sinusoidal şi triunghiular – deci aşa
dulaţie, se obţine pe sarcină o tensiune mai mult sau mai
inusoidă.
te prezentată schema PSPICE a circuitului de comandă a
17.4, formele de undă de la ieşirile acestuia.
172
Convertoare statice. Curs introductiv Capitolul 17
Fig. 17.3. Schema de principiu a circuitului folosit pentru comanda invertorului
(triu
de
sinu
lucr
com
folo
căru
une
tens
a se
Fig. 1
În exem
nghiular V1
tip MID (P
soidal se
u, în cali
ponente a
sit un amp
ia s-au ap
Inversar
i porţi inve
iuni negat
mnaluilui d
7.4. Formele de undă din circuitul de comandă a invertorului
plul de faţă se observă că raportul frecvenţelor celor 2 semnale
2 şi sinusoidal V11) folosite pentru obţinerea semnalui de comandă
WM) este întreg, de 5/1, adică la fiecare alternanţă a semnalului
obţin 5 impulsuri de comandă MID. Dată fiind frecvenţa redusă de
tate de comparator de tensiune (inexistent în biblioteca de
programului PSPICE, disponibil doar în versiune demonstrativă) s-a
lificator operaţional LM 324 conectat în buclă deschisă, pe intrările
licat cele două semnale.
ea semnalului de la ieşirea comparatorului s-as realizat cu ajutorul
rsoare TTL 7413 de tip trigger Schmitt. Pentru a evita aplicarea unei
ive la intrarea porţii s-a folosit o diodă D6 care “taie” partea negativă
reptunghiular de la ieşirea comparatorului.
173
Convertoare statice. Curs introductiv Capitolul 17
17.4. Simularea funcţionării schemei folosind programul PSPICE
Schema invertorului în punte monofazată, comandat pe principiul modulaţiei
MID (PWM) sinusoidale este prezentată în fig. 17.5.
Comu
schema PSP
cărui funcţi
caracteristic
conducţiei în
sunt înseriat
Raţiu
folosirea ace
fi comandat
tranzistoare
respectiv înt
Fig. 17.5. Schema PSPICE a invertorului simulat
tatoarele comandate din structura invertorului sunt implementate în
ICE cu comutatoare bidirecţionale comandate în tensiune, S1- S4, a
onare este descrisă de modelul Sbreak1, având următoarele
i: Ron = 0,01Ω, Ron = 10MΩ, Von = 1V, Voff =-1V. Pentru asigurarea
tr-un singur sens a curentului prin comutatoarele comandate, acestea
cu diode.
nea pentru care s-a folosit acest tip de comutator este simplitatea:
stor comutatoare simplifică foarte mult schema, prin faptul că ele pot
e, toate, faţă de masă. Folosind tranzistoare de putere MOS sau
cu joncţiuni, acestea ar trebui comandate între poartă şi sursă,
re bază şi emitor, ceea ce ar complica foarte mult schema deoarece
174
Convertoare statice. Curs introductiv Capitolul 17
ar trebui folosite 4 generatoare de impusuri sincronizate pentru comanda celor 4
comutatoare (tranzistoare bipolare sau MOS).
Inductanţa sarcinii L1 a invertorului şi rezistenţa de sarcină R1 sunt
modelate cu componentele corespunzătoare din biblioteca de componente a
programului, având valorile specificare în fig. 17.5. Pentru început, valoarea iniţială
a curentului prin inductanţa L1 nu este setată, ea fiind considerate implicit de către
program ca fiind egală cu 0. Tensiunea continuă de la intrarea invertorului este
asigurată prin intermediul sursei de tensiune Vcc de valoare 400V.
Pentru obţinerea impulsurilor de comandă de tip MID (PWM) este utilizată o
sursă de tensiune dreptunghiulară V36 de tip VPULSE, cu parametrii TR şi TF
aleşi în mod corespunzător, pentru a se obţine un semnal triunghiular. Aceast
generator de impulsuri dreptunghiulare are următoarele caracteristici:
• V1 = -1V, V2 = +1V, TD = 0, TR = 0,5ms, PW = 1µs, PER = 1ms. Se observă că timpii de creştere TR şi de scădere TF sunt setaţi la valori
comparabile cu perioada PER a semnalului şi durata PW foarte mică a palierului
superior al impulsurilor în comparaţie cu timpii specificaţi anterior. În acest mod,
sursa de semnal dreptunghiular VPULSE va genera, de fapt, un semnal de formă
triunghiulară, necesar pentru obţinerea impulsurilor de comandă MID (PWM).
Ampitudinea semnalului s-a ales să fie cuprinsă între valorile de –1V (V1) şi +1V
(V2). Pentru a realiza simularea invertorului, schema PSPICE a acestuia,
reprezentată în fig. 17.5, este supusă unei analize de regim tranzitoriu,
caracterizată de următorii parametrii:
• timp de analiză: 50ms (între 300 şi 350ms), pas de tipărire1ms, pas
maxim de integrare: 1ms. Pentru analiza formelor de undă ale invertorului s-a ales, după cum se
observă, o fereastră de timp de 50ms (adică 2,5 perioade ale curentului prin
sarcină) în intervalul 300 - 350ms, pentru a se vizualiza semnalele în regim
staţionar şi nu în regim tranzitoriu, acesta având o durată relativ mare datorită
valorii mari a inductivităţii L1 a sarcinii invertorului.
Evoluţia curentului prin inductanţa de sarcină L1 şi a tensiunii de la bornele
de ieşire ale invertorului pe durata intervalului de timp analizat sunt reprezentate în
fig. 17.6.
175
Convertoare statice. Curs introductiv Capitolul 17
Pentru vizualizarea tensiunii de la ieşirea invertorului, tensiune care nu
poate fi raportată la punctul de masă, s-a folosit opţiunea Mark Voltage Diferential
a comenzii Mark din bara de instrumente a programului de simulare.
Fig. 17.6. Formele de undă ale tensiunii şi curentului prin sarcina
invertorului cu comandă MID (PWM)
Se observă forma de undă practic sinusoidală a curentului prin sarcina
invertorului. Analiza Fourier a acesteia pune în evidenţă conţinutul mic de armonici
superioare (fig. 17.7). De fapt, această reprezentare scoate în evidenţă avantajul
esenţial al comenzii de tip MID (PWM) şi anume reducerea drastică a conţinutului
de armonici superioare din semnalul de la ieşirea invertoarelor care folosesc acest
tip de comandă.
Fig. 17.7. Analiza Fourier a curentului prin sarcina de la ieşirea invertorului
176
Convertoare statice. Curs introductiv Capitolul 17
17.5. Simularea funcţionării schemei folosind programul CASPOC
Schema CASPOC a invertorului simulat (fig. 17.8) a fost realizată folosind,
în calitate de comutatoare bidirecţionale comandate în tensiune, tranzistoare MOS
de putere, având diode conectate antiparalel. Porţile tranzistoarelor sunt
comandate în antifază, câte două odată, cu ajutorul unei scheme de comandă MID
(PWM) implementată cu un comparator COMP şi un inversor NOT. Semnalele
aplicate la intrarea comparatorului sunt obţinute de la 2 blocuri Signal şi un bloc
Time din biblioteca Components/Blocks/Source a programului CASPOC.
Fig. 17. 8. Schema folosită pentru simularea în programul CASPOC
Caracteristicile semnalul sinusoidal (de referinţă) şi ale celui triunghiular
sunt setate în funcţie de caracteristica semnalului MID (PWM) care se doreşte a
se obţine, cu ajutorul ferestrelor de dialog (de setare) ale celor 2 blocuri Signal.
177
Convertoare statice. Curs introductiv Capitolul 17
Gradul de modulare al semnalului MID (PWM) este dependent de
amplitudinile celor două semnale - sinusoidal şi triunghiular – şi poate fi modelat
setând amplitudinile AC ale semnalelor celor 2 blocuri Signal la valorile 0,9
respectiv 1, aşa cum apar şi în schemă. Simularea s-a făcut în domeniul timp, într-
un interval de 50ms, pasul de integrare fiind de 10µs. Metoda numerică folosită la
simulare este metoda Euler.
Fig. 17. 8. Tensiunea şi curentul prin sarcină pentru un
grad de modulaţie de 0,9
Fig. 17. 9. Formarea impulsurilor de comandă MID (PWM)
dintr-o tensiune sinusoidală şi una triunghiulară
178
Convertoare statice. Curs introductiv Capitolul 17
Se poate observa cu uşurinţă modificarea formelor de undă atunci când se
modifică gradul de modulaţie (raportul amplitudinilor semnalelor).
Fig. 17. 10. Tensiunea şi curentul prin sarcină pentru un
grad de modulaţie de 0,7
179
Convertoare statice. Curs introductiv BIBLIOGRAFIE
BIBLIOGRAFIE 1. Alexa, D., Ionescu, F., Gâtlan, L., Lazăr, A. – Convertoare de putere cu circuite
rezonante. Editura Tehnică, Bucureşti, 1998
2. Bitoleanu, A., Ivanov, S., Popescu, M. - Convertoare statice. Editura Infomed,
Craiova, 1997
3. Ceangă, E., Saimac, E. - Electronică industrială. Editura Didactică şi
Pedagogică, Bucureşti, 1981
4. Constantin, P. ş.a. - Electronică industrială. Editura Didactică şi Pedagogică,
Bucureşti, 1976
5. Constantin, P., Ceangă, E. ş.a. - Electronică industrială. Editura Didactică şi
Pedagogică, Bucureşti, 1980.
6. Ionescu, F., Floricău, D., Six, Jean-Paul, Delarue, P. ş.a. – Electronică de
putere. Convertoare statice. Editura Tehnică, Bucureşti, 1998
7. Popa, Dan – Convertoare statice. Simulări pe calculator. Editura Nautica,
Constanţa, 2005
8. Popescu, V., Lascu, D., Negoiţescu, D. – Convertoare de putere în comutaţie.
Aplicaţii. Editura de Vest, Timişoara, 1999
9. Sztojanov, I., Paşca, S. - Analiza asistată de calculator a circuitelor electronice.
Ghid practic SPICE. Editura Teora, Bucureşti 1998
10. Sofron, E. ş.a. – SPICE. Simularea circuitelor analogice. Editura Militară,
Bucureşti, 1994
11. Tudor, M. - SPICE. Editura Teora, Bucureşti, 1996.
12. Vătăşescu, A. ş.a. - Circuite cu semiconductoare în industrie. Editura Tehnică,
Bucureşti, 1971
180