Date post: | 28-Jun-2015 |
Category: |
Documents |
Upload: | vlad-adrian-roman |
View: | 1,852 times |
Download: | 23 times |
ELECTRONICA DE PUTERE II
1. M.P. Diaconescu, I. Graur, CONVERTOARE STATICE. Bazele teoretice,
elemente de proiectare, aplicaţii, Ed. „Gh. Asachi” – Iaşi, 1996.
2. M.P. Diaconescu, I. Graur, MUTATOARE. Baze teoretice, elemente de
proiectare, Rotaprint – Iaşi, 1978 (1980).
3. A. Kelemen, Maria Imecs, ELECTRONICA DE PUTERE, Ed. Didactică şi
Pedagogică, Bucureşti, 1985.
4. Florin Ionescu ş.a., ELECTRONICA DE PUTERE. Convertoare statice, Ed.
Tehnică, Bucureşti, 1988.
5. Albu Mihai, ELECTRONICA DE PUTERE, Ed. Venus – Iaşi, 2007.
6. Marcel Adam, Adrian Baraboi, ELECTRONICA DE PUTERE. Invertoare
statice, Ed. Venus, Iaşi, 2004
7. Notiţe de curs
1
ELECTRONICA DE PUTERE - cuprinde comutaţia, comanda, reglarea şi
convertirea energiei electrice, utilizând ventile semiconductoare cu dispozitivele lor
de măsură şi control.
Deci: EP este partea de comandă, care comută şi converteşte energia electrică, asigură
legătura între producătorul de energie electrică şi consumator. Partea de putere, convertorul,
conectează între ele 2 sau mai multe sisteme electrice potrivind parametrii lor electrici în vederea
conectării lor între ei.
4 funcţii de bază ale conversiei energiei electrice
1. - Convertorul de c.c. cu intrarea în c.a. (redresorul R)
2. Convertorul de c.a. cu intrarea în c.c. (invertor)
3. Convertorul de c.c. cu intrarea în c.c. (V.T.C. sau chopper)
4. Convertorul de c.c. cu intrarea în c.a (conv. de "f")
- Clasificarea făcută în funcţie de sistemele electrice între care este conectat convertorul.
Din Fig. rezultă:
- forma energiei înainte de
convertire;
- prezentarea simbolică a
modului de convertire;
- denumirea modului de
conversie şi tipul posibil de
conversie.
Sintetic C.S. se pot clasifica:
2
Producerea energiei electrice
CONVERTOR
CONSUMATOR
Conducere şi reglare
Prelucr.datelor
EP
~
~
=
=
REDRESOR
INVERTOR
V.T
.C.
V. d
e c.
c.
CONV.de c.a.
CONV.de c.c.
Cu intrareîn c.c.
Cu intrareîn c.a.
Cu intrareîn c.c.
Cu intrareîn c.a.
I
II
REGIMUL DE REDRESOR ŞI DE INVERTOR LA CONVERTOARELE COMANDATE
Din relaţia de mai sus Udi max pt. = 0 şi,Udi = 0 pt. = 90o.Pt. > 90o Udi < 0 = 0o150o (180o).Pt. puterea schimbă de semn INVERTOR- unghi de comandă de invertor = 180o - la = 180o = 0.s - unghi de stingere
max = 180o - s
În jurul lui = 90o Udi ~ Ucd
max. pt. = 90o
3
~_ ~
_
~ __
_ ~_ ~
_
~ _ ~~
~~
G
1dU1dU
1dU 1U 1U 1U 1U
~ c.a.= c.c.
2
2fU
12 dd UU
12 dd UU 2dU
12
12
ff
UU
1212
ffUU
1212
ffUU
C. de c.a. C. de c.c. C. de c.a.
G
= 30o
= 90o
= 120o
( = kUc şi k = ct.)
CONVERTORUL CU DOUĂ PULSURI- pt. puteri de cca. 10 kW - încărcare nesimetrică
- greutăţi în filtrarea curentului pe partea de c.c.- cu punct median (M2)- în punte (B2)
CONVERTORUL M2 IDEAL
- pct. de comutaţie naturală coincide cu momentul trecerii prin zero a tensiunii () se măsoară de la acest punct.
- conv. necomandabile un caz particular de la cel comandabil
4
30o 60o 90o 120o 150o 180o
1
-1
d
dU
U
ip up
M
id
Ud
LV1 V2
is1 is2
us1 us2
sU2
2
232
u
20
is1
x
x
is2
x
id
sau Ud 0,9Us cos
dar Ip = Id
de unde: .
Deci S > ca Pd cu 34%.- apare o premagnetizare a coloanei cu Id/2 primarul în inel sau secundarul în zig-
zag evită premagnetizarea, fără a modifica puterea de calcul a transformatorului.
- tensiunea pe ventilul blocat este:
pt. Ud = 110V Uinv = 700 [V] max. 200 V.
CONVERTORUL MONOFAZAT IDEAL ÎN PUNTE (B2)- ac. nr. de pulsuri (M = B)
is = ip
200Vc.c. 220Vc.a.
5
CONVERTORUL (B6) CU ŞASE PULSURI ÎN PUNTE
M31 Zs1 Is1
M32 Zs2 Is2
I0 = 0Zs1 = Zs2
Is1 = Is2
Is1 - Is2 =I0=0
Din M31 şi M32 B6 ( La conductorul de nul se poate renunţa)
- tensiunea de ieşire pentru B6 cu 2 M3 înseriate;
- tensiunea sistemelor legate în dublă stea în opoziţie a celor 2 stele sarcina R,L
- fiecare ventil conduce câte
(din 2 din 2 tiristori
înseriaţi pe fazele alăturate)- nu componentă continuă
6
ip up
us/2 us/2
id
V1
V2
V3
V4
ML Ud
R S T
Tr.
M31 M32
D1D3
Zs1
D4D6
Zs2
+ +
R S T
Tr.
(1) (2) 3)
Up1 Up3
ip1 ip2 ip3
us1 us2 us3
V1
V2
V3
V4
V5
V6
RL
id
Ud
- curenţii primari pe fază se deduc pe baza relaţiei de solenaţii:
(cu )
sau Ud 2,34 Us
- iar în sarcină:
- ip = is
- puterile aparente ale primarului şi secundarului transformatorului sunt egale
7
3
3
x
u
V1 V2 V3
V5 V6 V4
0
Ud (B6)
U1d (M31)
U2d (M32)
x
xisR(ipR)
isS(ipS)
isT(ipT)
iLR=ipR-ipT
x
x
x
- foarte bună utilizare a transf. pentru B6- iLR = ipR - ipT ~ sinusoidă- pt. B6 comandabil
CONECTAREA DCG LA CONVERTOR
- aşa cum s-a arătat, în general pt. un convertor este necesar un nr. de DCG egal cu
nr. de pulsuri al conv.
- la M2, M3, B2 - treburile sunt mai simple
- la B6 sunt 6 DCG sincronizate la alternanţele pozitive respectiv negative ale
sistemului trifazat de alimentare
- comanda tirist. se complică întrucât fiecare tiristor dintr-o latură a punţii
funcţionează pe rând cu alte două tiristoare din cealaltă ramură a punţii
- T1 - T5 şi T6; T2 T6 şi T4; t3 cu T4 şi T5
8
R S T
T1
T2
T3
T4
T5
T6Lf
x
0
T1 T2 T3 T1 T2 T3
T5 T6 T4 T5 T6 T4
R S TUs
- tiristorul care funcţionează împreună cu 2 th. ce comută se întăreşte conducţia cu
un impuls suplimentar
CONVERTOARE CU PUNŢI SEMICOMANDATE
- schemă cu valoare redusă a puterii
reactive punţi semicomandate, nu
se com. funcţ. ca inv.
- ramuri de descărcare ( = 180o) nu
poate trece în regim de inv.
- L suficient de mare la "" mari
9
R S T
DCG1
DCG2
DCG3
DCG4
DCG5
DCG6
T1
T2
T3
T4
T5
T6
Ucdă
Tr. sincr.
R S T
T1
T2
T3
D1
D2
D3Zs
0....Un CV1 - complet cd. reglarea între
tensiunea "0" şi "Un" pe partea de c.c.
CV1 cu unghi de cd. limitat la 150o
pt. CV1
CONVERTOARE CU RAMURI DE DESCĂRCARE
pt. < 30o - dioda nu se deschide
pt. > 30o - începe să preia curentul
- forma tensiunii este similară cu cea
corespunzătoare "c.î."
Expresia tensiunii redresate va fi:
10
ud
x
isR
x=0
isR
x=60o
isR
x=120o
CV1 CV2
(T) (D)
Zs
R S T
T1 T2 T3
Tr.
DZs
Pt. CV cu M3 fără diodă
de descărcare
Deci U'di - Udi
sau , are sens pt.
- pt. , U'di = Udi
- pt. U'di > Udi CV nu mai trece în regim de inversor şi ca urmare
valoarea medie a tensiunii redresate la acelaşi unghi de comandă (faţă de M3 fără
D).
Deci pentru CV cu comandă de descărcare:
11
ud
x0
xid
x
x
x
is1
is2
is3
ud
x0
xid
x
x
x
is1
is2
is3
Din M3 fără "D" şi cu "D"
şi
de unde:
deci
- deci diagrama de putere reactivă a
lui M3 cu diodă de descărcare - pt. cazul real ac. valoare a puterii
reactive trebuie majorată cu
puterea reactivă datorată
comutării.
CONVERTOARE PENTRU COMENZI REVERSIBILE
- reglarea vitezei
- reversarea polarităţii
CONVERTOARE CU SCHEMA ÎN CRUCE SAU PARALEL ÎN OPOZIŢIE- cel mai simplu 2 M3 cu
- se poate extinde la cda. simultană a
celor două convertoare
R
I
- dacă URed UInv curent circulaţie pt.
că Ztotală a circ. este mică icirc
12
30o
20o
0o
0
di
diU
U
ddiIU'Q
RS
T
Tr1 Tr2
T1 T3T2 T4 T6T5
T11 T13T12 T21 T23T22
L1 L2
-(+)+()
RS
T
Tr1
T11 T13T12 T21 T23T22
ML2L1
x x x
x x x
RS
T
Tr1
x x x
T11 T13T12
M
T21 T23T22
L2
L1
- schema cruce
schemă antiparalelă sau mai corect
paralel în opoziţie
- scheme cruce în montaje cu M
- cele paralel în opoziţie B
- valorile instantanee ale tensiunilor pe cele 2 CONV diferă
- curentul de circulaţie
UmedR = UmedInv
13
uc = f() ic prin :
- secundar trafo
- L2
- tirisroare deschise
ic are aspectul unui curent pulsatoriu
- sarcina pentru ic este inductivă (aproape "pur" L)
între Uc şi ic = 90o
- Uc apare prins sumarea tens. de fază pe două faze vecine;
- pt. şi Uc. se poate lua aceeaşi origine de fază şi anume momentul eg. tens. pe 2
faze sccesive
şi
"k" din condiţia ca în momentul intrării în conducţie a
tiristoarelor (t = ) curentul ic să fie "0"
- ecuaţia cu ajutorul căreia se determină
legea de variaţie a curentului mediu de
14
1=90o
xCS I
INV
0
RED
1=60o
2=90o
xCS II
INV
0
RED
1=120o
u
0x
CS1
CS2
ic
c
30o 90o 150o60o 120o
Ic
0
circ. f() se obţine prin integrarea ic - conv. R ic + is
- conv. I conduce numai "ic"
- "ic" - constituie o sarcină permanentă a conv. evitând funcţionarea acestuia în reg.
de c.î.
- ic cu ~ 90o să nu depăşească (1020)% din curentul nominal al conv.
- conv. preia şi un Q ~ ic şi d.p. dv. el trebuie limitat 1+2 = 180o sau ceva mai
mare, câteva grade pot micşora ic.
CONVERTOARE STATICE DE FRECVENŢĂ
- modifică parametri c.a.
- o parte sunt cu comutaţie naturală
Sist. de 2 clase: - convert. statice cu c. înter. c.c.
- conv. st. directe
(CSF, convertoare inseriate de frecvenţă, convertoare cu circuit intermediar de c.c.)
- din ce în ce mai utilizate pt. acţionările moderne cu viteză reglabilă cu
motoare de c.a. (asincrone sau de inducţie, sincrone, rotative sau liniare)
După natura filtrului din circuitul intermediar de c.c. se deosebesc două
categorii de CSF, şi anume:
- cu circuit intermediar de tensiune continuă;
- cu circuit intermediar de curent continuu.
Invertoarele sunt componente de bază ale convertoarelor statice de frecvenţă.
- Invertor de tensiune-tensiune de ieşire "imprimată"
- Invertor de curent - curent de ieşire "imprimat"
- tensiune continuă constantă
- tensiune continuă variabilă
15
~
~
M~
U=ct.f=ct.
U=var.f=var.
RL
C Ud
I
~
~
M~
U=ct.f=ct.
U=var.f=var.
UL
Id=ct
I
Referitor la dispozitivele semiconductoare utilizate pentru realizarea
invertoarelor din componenţa CSF se pot menţiona următoarele:- tiristoare SCR tq = 150-300s, rapide tq = 15-50s (puteri medii, mari)
- tiristoare de putere (MOS sau bipolare)
- tiristoare GTO.
CONVERTOARE STATICE CU CIRCUIT INTERMEDIAR DE C.C.
- 2 surse de frecv. diferite
- cascade subsincrone
- CS1 I, CS2 R
n > n0 - suprasincron
- la trecerea prin n0, curentul este "0" şi
este necesar un mijloc de antrenare din
exterior.
CONVERTOARE STATICE DIRECTE (CICLOCONVERTOARE)
- se folosesc M 1/2 < f1; aprox. cu o sin. cu cât raport frecv. este mai mare, cu cât nr. de
pulsuri este mai mare
16
f1=50Hz
f2=Sf1
CS1 CS2
3~
RD sau T
Icu comut de la reţea
- în ambele cazuri sunt de preferat convertoare statice cu 6 pulsuri;
- din punct de vedere al reţelei de alimentare ac. tipuri de conv. este echivalent cu
un convertor care funcţionează la comandă variabilă;
- factorul mediu de decalare al curentului faţă de tensiune devine relativ mic;
cu Id = ct.
- în regim de conv. de "f", curentul nu mai este constant
- ale cărui valori instantanee sunt proporţionale cu tensiunea continuă.
Oricum Id, este valoarea de vârf a lui "ia" şi se obţine pt.
Puterea pentru un unghi se obţine prin înlocuirea în expresia puterii a lui Id
cu ia.
17
Pauză
III Cadran I II III
Pauză
f1 = 50Hz
020Hz020Hz
50Hz
Puterea medie se poate calcula la 1/4T, deoarece "" variază liniar cu timpul,
= x.
în acelaşi mod pt. un conv. obişnuit.
şi ţinând cont de modificarea curentului de ieşire a conv.
Deci factorul de decalare mediu, din: (relaţiile anterioare)
şi .
- nu se realizează comanda tensiunii de ieşire a conv., ci se recurge la un reglaj
direct al curentului de ieşire, pt. care se prescrie o valoare sinusoidală la "f" dorită.
COMUTAŢIA FORŢATĂ CU TENSIUNE ALTERNATIVĂ SUPRAPUSĂ
- propus de KŰBLER
CV1 - comutaţie naturală
CV2 - funcţ. ca invertor
- puterea reactivă necesară
comutaţiei este asigurată
de MS cu înfăşurare de
excitaţie.
Tr. - forţează comutaţia la viteze
mici, prin suprapunerea unei Uc.a.
(ud)ci = (E) < ku=Cu t.e.m. indusă
CV2 - este cu comutaţie externă
- comanda se face cu trenuri de impulsuri şi nu cu impulsuri izolate
- puterea lui Tr nu depăşeşte 10% din puterea MS.
COMUTAŢIA FORŢATĂ FOLOSIND REGIMUL DE INVERTOR
- trecând de la schema anterioară se poate întocmi o schemă la care dispare
Tr;
- se adaugă RI circ. intermediar de c.c. cu reacţie şi de la sincronizatorul
"S";
18
CV1
T11
DCG1116
L
Tr
M
T16T21
T26
CV2
DCG2126
S
RST
Uc
- în prezenţa tensiunii în circ. intermediar de c.c. funcţ. începe cu comanda celor 2 tiristori
înseriaţi compatibil cu funcţionarea
MS - presupusă cu o singură pereche de
poli
RI - ac. dă la ieşire o tensiune
corespunzătoare comenzii maxime de
invertor (=150o) pt. CV1.
CV2 - este cu comutaţie de la reţea şi
comandă de la MS - conv. cu comutaţie
de la MS.
- TP1TP6 - traductoare de poziţie SINCRONIZATORUL "S" trenuri
de impulsuri cu lăţimea de 60o, urmate de o pauză de 300o el.
19
CV1
T11
DCG1116
L
M
T16T21
T26
CV2
DCG2126
S
RST
RI
XY
Z
GT
TP1
TP2
TP3
TP4
TP1
TP2
SAU5
SAU1
SAU6
SAU2
SAU4
SAU3
SI1
SI6
SI2
SI4
SI3
FI
SI5 A5 T25
A1 T21
A6 T26
A2 T22
A4 T24
A3 T23
RI
C5
R5D5
C1
R1D1
C6
R6D6
C2
R2D2
C4
R4D4
C3
R3D3
TP1TP6 60o 6 domenii
cu 120o el.
GT (15) kHz
PIERDERI LA COMUTAREA VENTILELOR ŞI MĂSURI PT. MICŞORAREA LOR
- blocat sau în conducţie completă
nu apar pierderi pierderile sunt minime
Intrarea în conducţie - anularea efectului de blocare axială
- propagarea radială a zonei de rezistivitate
minimă
- L saturabile înseriate cu Th. timpi morţi pt. conv. limitează "f" max. a conv.
DISPOZITIV DE COMANDĂ PT. V.T.C. COMANDATE PRIN FRECVENŢĂ
- V.T.C. cu un singur Th.
- T2 este în montaj de osc. de relaxare
20
TP1
TP2
TP3
TP4
TP5
TP6
60 120 180 240 300 360 60 120 180o
[o el.]
R1
R2 R5C1
R3
T2
T1
R6R2
Uc
R9
R10
R11
R8
R7
R12
C2
D1
D3
D2T3
T4 T5
C4
Tr
+
C3
- "f" imp. furnizate depinde de C1 şi curentul său de încărcare
- T3T4 monostabile (C2R4)
D.C.G. PT. V.T.C. COMANDATE PRIN LAŢ. IMP
- sunt scheme mai complexe
- 2 succesiuni de impulsuri Tp şi Ts (Ts de "p" fixă)- T5T6 - CBB, uşor asimetrizat în starea T6 saturat, T5 blocat.
Ts înainte de Tp
- R19 - reglajul frecvenţei la o valoare optimă.
COMUTAŢIA FORŢATĂ
- convertoarele cu comutaţie forţată nu dispun de "Q" necesar procesului de
comutaţie, din exteriorul convertorului
- comutaţia este forţată de însăşi convertorul cu o structură mai specială
a. cu acumulator de energie capacitiv;
b. cu acumulator de energie inductiv;
c. tensiune alternativă necesară comutaţiei produsă de sarcină (convertoare cu
comutaţie de sarcină).
După natura tensiunii de intrare şi cea de ieşire sunt convertoare:
- curent continuu - curent continuu (Choppere sau V.T.C.);
- curent continuu - curent alternativ (invertoarele).
21
R11
R2
C1 T4
T2
R2Uc
R10
C2T3
T5
T6
C4 +
C3Rc
T1C5
C6
T7
C7
T8
C8
T9
T10
Tp
T11
T12Ts
+
Tr2Tr1
R19
COMUTAŢIA FORŢATĂ
Explicativă la funcţionarea ansamblului convertor static – motor electric,
constructiv de tipul motor asincron (MECS – MECE).
Din analiza funcţionării ansamblului MECS rezultă poziţionarea spaţială a fazorului
spaţial a tensiunii induse în stator
- din 0o el. în 60o el. se deplasează fazorul spaţial şi va determina şi deplasarea
rotorului;
- poziţionarea sincronizatorului (SS) influenţează funcţionarea ansamblului, identic
cu calarea colerului de perii de la motorul de c.c.;
22
- aşa cum la motorul de c.c. o calare greşită a colerului de perii faţă de axa neutră, la
fel şi la MECE poziţionarea incorectă a sincronizatorului (traductorului de poziţie)
pot înrăutăţi comutaţia: şocuri de curent, imposibilitatea funcţionării.
DCG
Redresor Invertor+
_I
RST
MS
Uex
TP
_
+
1 3 5
4 6 2
U
V
W
U
Wi
t1
t2
t3
60o
60o
_
+
1 3 5
4 6 2
U
V
W
VW
i
_
+
1 3 5
4 6 2
U
V
WV
U
i
23
VARIATOARELE DE TENSIUNE CONTINUĂ (v.t.c.) SAU CHOPPERELE
Sunt convertoare continuu-continuu, utilizate pt. alimentarea sarcinii cu c.c., sub tensiune
reglabilă.
2
P
2
2
Comutare sfârşit
Comutare început
Sens RMS1 2 3
Pt. I’
Pt. I
R Qa
A’
S Accelerare
A
B’
B
FrânareOC1 OC2 OC3
1 2 3Accelerare
1 2 3Accelerare
24
==
Sarcină+
iU constantă sU reglabilă
sI+
V.T.C.
V.T.C. cu comutaţie comandată (intrarea în conducţie ca şi blocarea
chopperelor se realizează la momente bine precizate, definite prin comandă).
- cu comutaţie forţată (cu tiristoare SCR) deoarece trebuie utilizat pentru blocarea lor un circuit
auxiliar special de stingere;
- pentru puteri între zeci şi milioane de watt
- uzual frecvenţa de comutaţie cuprinsă până către 1 kHz, mai rar până la 10 kHz.
Clasificarea după raportul între tensiunea de ieşire şi tensiunea de intrare:
- chopper coborâtor (STEP DOWN converter) sau chopper serie (BUCK
converter) Ue Ui)
- chopper ridicător (STEP UP converter) sau chopper paralel (BOOST
converter) (Ue Ui)
- chopper coborâtor-ridicător (STEP DOWN/UP converter) sau chopper
serie-paralel (BUCK-BOOST converter) ( )
Clasificarea după cadranul planului ( ) în care funcţionează:
- chopper pentru un cadran; ;
- chopper pentru două cadrane ;
- chopper pentru cadrane .
25
Circuit de comandă
Circuit auxiliar de stingere
Semnalpentru blocare
T
I II
III IV
sU
sU
sIsI
CHOPPER COBORÂTOR (SERIE) (BUCK)
- este construit din două întrerupătoare T1 şi T2 care funcţionează complementar
- Ui - sursă de tensiune (cu impedanţa internă nulă)
Se observă că tensiunea de intrare este tăiată (choppată) de cele două
întrerupătoare T1 şi T2. Întrerupătorul principal T1 este în serie cu sarcina.
Valoarea medie a tensiunii de ieşire Us este:
în care (tc - durata de conducţie a lui T1; T - perioada) - durata relativă de conducţie.
DRC este numit şi factor de
26
Sarcină
+
Ui
T1
T2
iT2
iT1 is
us
M
N
+
Ui,us
T1 T2 T1 T2 T1
închisînchis închis închis închis
Ui
sUt
tc tc
TiT1
tsI
iT2
tsI
t
is isIs
sI
1
0,5
0,5 1
t*C
i
sUU
umplere, DRC (0,1) face să varieze Us de
la o la Ui.
Relaţia anterioară arată că dacă
conducţia este continuă (Ls foarte mare),
există o dependenţă liniară între tensiunea
de intrare Ui şi cea de ieşire Us,
independentă de curentul de sarcină.
Pentru a obţine o tensiune de ieşire de ondulaţie neglijabilă, trebuie să plasăm
între chopper şi sarcină un filtru "trece-jos" constituit dintr-o inductanţă serie L f,
urmată de o capacitate în paralel Cf. În acelaşi timp, pentru ca sursa de tensiune U i să
se comporte ca un generator de tensiune, este util să se lege la intrare o capacitate C, ca parte
constituantă a unui filtru de intrare LC.
Din p.d.v. al sarcinii, ansamblul chopper-filtru echivalează cu un generator de
tensiune continuă, de valoare medie neglijabilă.
Filtrul de intrare LC are două roluri:
- de reducere a ondulaţiei tensiunii livrate chopperului;
- de reducere a ondulaţiei curentului absorbit de chopper.
CHOPPERUL CU TIRISTOR şi STINGERE COMANDATĂ (chopper coborâtor - serie)
- întrerupătoarele T1 şi T2 sunt
înlocuite de către tiristorul T1 şi
dioda de descărcare (de regim
liber) D2
- tiristorul T1 suportă comutaţii
forţate
Constanta de timp (T - perioada de comandă a chopperului).
Formele de undă la funcţionarea chopperului cu tiristoare şi stingere comandată sunt
prezentate în figura următoare.
27
==
SarcinăC
L Chopper
=
Lf
CfUi
ii
ii T1
T2
iT1
iT2
iCC()
() (+)
(+)
iD1
D1 L
iD2
D2
Rs
Ls
us
is
Ui
+
În cazurile practice, trebuie să ţinem cont şi de inductanţa liniei de alimentare
dintre sursa de alimentare şi chopper.
28
uC t0 t1 t2 t3 t4 t5 = t0
Ui
0
t
-Ui
iC
I20
t
0
t
uT1Ui
0
tIs
iT1
0
uT2Ui -uC t
0
tI2
tiCiD1
iD2
Is
Is
is
t
t
t
t
2Ui
Ui
us
ii
Is
0
0
0
0
0
- cu cât inductanţa este mai mare cu atât durata de stingere scade deoarece
condensatorul rămâne încărcat cu o valoare inferioară valorii Ui.
Putem scăpa de acest incovenient prin creşterea valorii lui C, dar perioada de
oscilaţie 2/W1 creşte, la fel timpul minim de comutaţie "tc min"; pragul minim al
tensiunii reglabile se măreşte.
Dacă inductanţa L1 a liniei trebuie luată în considerare, schema se modifică.
Dioda D1 este înlocuită cu tiristorul T3.
Tiristoarele T1 şi T3 primesc
comenzi simultane. Durata
reîncărcării condensatorului până
la valoarea tensiunii care asigură
blocarea lui T1 depinde de
curentul de sarcină. Pentru a-i reda
independenţa, se adaugă la
schema anterioară un ansamblu
serie D3L2.
Dacă se presupune
condensatorul C încărcat cu
polaritatea din figura alăturată , în
momentul amorsării lui T2, C se
descarcă prin sarcină, dar şi prin
calea L2D3. Tensiunea sa atinge
repede valoarea -Uc, care, dacă se
comandă T1 şi T3, este suficientă
pt. funcţionarea schemei.
CHOPPER CU UN SINGUR TIRISTOR (sau cu circuit oscilant de stingere)
- sarcină presupusă rezistivă Rs
şi
În t1, iC trece prin zero şi tensiunea condensatorului devine uC = -Ui.
29
T1
T2
C
T3 L
D2
Rs
Ls
Ui
+L1
T1
T2
C
T3 L
D2
Rs
Ls
Ui
+L1
D3 L2
+
+
ii
T
iT
uC
C
L
iC
Rs us
is
Ui
+
uT
Durata conducţiei
.
Durata de conducţie a tiristorului depinde atât de caracteristicile circuitului de
stingere (L, C), cât şi de sarcina Rs. Aceasta este principalul incovenient al acestui tip
de chopper.
CHOPPERUL RIDICĂTOR (PARALEL, BOOST converter)
Schema de principiu a chopperului ridicător (paralel) este dată în figură.
În cazul chopperului ridicător sursa
de tensiune continuă de alimentare Ui are
caracter de generator de curent
(impedanţa internă infinită) şi furnizează
schemei curentul:
Întrerupătoarele T'1, T'2 lucrează complementar.
30
uCt0 t1 t2 t3 t4 t5
0 t
t'0
0iC t
0 t
0t
uT
Ui
0t
is
IT
Ii=Is
0t
us
Ui
Is=Ui/Rs
SARCINĂ
ii=IiT'2
T'1
uT1
uT2
Ui us
+
+ iT2
iT1
N
M
=
T'1 este legat în paralel cu sarcina.
Formele de undă sunt prezentate în figură.
Funcţionare:
T'1 - închis pt. tc iT1 = Ii, iar uT1 0.
T'2 deschis, iT2 = 0; uT2 = -Us.
În intervalul "T - tc" întrerupătorul T'1 este deschis, T'2 închis.
Astfel:
Conform cu forma de undă a lui ui se poate scrie:
cu , durata relativă de conducţie (factor de umplere, DRC (0,1)).
Deci
ceea ce explică numele de ridicător dat acestui tip de chopper. El mai este numit şi
paralel deoarece întrerupătorul principal T'1 este legat în paralel cu sarcina.
31
T'1 închis T'2 închis T'1 închis T'2 închisui
Ui
tc tc
T T
sUt
t
iT1
Ii
uT1
sUt
iT2
t
Ii
uT2
sU
t
0
0
0
0
0
T'1 - întrerupător comandat la conducţie şi la blocare;
T'2 - poate fi necomandat (deoarece comutaţiile "T'2 - T'1" sunt spontane;
T'1 - este un dispozitiv semiconductor de putere comandabil (tiristor, tranzistor)
T'2 - este o diodă.
CHOPPERUL RIDICĂTOR (paralel) CU TRANZISTOR
Schema electrică este dată în figură.
Întrerupătoarele din schema
anterioară au fost înlocuite cu:
T'1 - de către tranzistorul T1;
T'2 - de către dioda D
Caracterul de generator de curent pt. sursa de tensiune U i este dat de inductanţa
L şi caracterul de receptor de tensiune pt. sarcina Rs, de către condensatorul C.
Dacă se consideră Us << Us , formele de undă ale curenţilor au alurile prezentate în
figură.
32
ii
uL
A
A1
iT
T1
D iD is
usCiC
Rs
Ui
+
Conducţia este continuă. Valoarea tensiunii Us se determină scriind pt. regimul
permanent egalitatea creşterii şi descreşterii curentului în inductanţa L.
I1 = I2.
Pentru intervalul tc:
şi pentru intervalul T-tc
Iar cu relaţiile anterioare
- se găseşte relaţia generală stabilită pentru chopperele ridicătoare.
Reglajul tensiunii la ieşire se realizează prin variaţia lui
Tensiunea la ieşire este ondulată după cum se arată în figură.
33
iT
0 t
I1
iD
0 t
I2
tc T
ii
0 t
I=I1I2
is
0 tsI
Se poate calcula cu aproximaţie ondulaţia tensiunii în regim de conducţie
continuă, în ipoteza că prin condensator trece componenta alternativă a curentului, iar
prin rezistenţa Rs trece componenta continuă.
Atunci:
astfel:
cu = RC.
Ondulaţia tensiunii de ieşire scade cu creşterea frecvenţei de comutaţie şi cu
constanta de timp , deci cu creşterea capacităţii condensatorului C.
COMANDA CHOPPERELOR
Valoarea tensiunii Us la ieşirea din chopper depinde de durata de închidere (şi
de deschidere) a întrerupătorului principal notat cu T1 sau T'1.
Comanda întrerupătorului rpincipal se poate face prin una din următoarele
metode:
a. modularea impulsurilor în durată (MLI, PWM), perioada T rămâne
constantă, iar pentru modificarea lui Us se modifică durata de conducţie tc.
34
us
Us
Us
tc tc
T
De ex. în cazul unui chopper coborâtor
tc1 > tc2 Us1 > Us2.
Funcţionarea la T constant (frecvenţa f = 1/T constantă) este avantajoasă dacă
chopperul nu are constanta tampon C deoarece este exclus ca frecvenţa de comutaţie
"f" să se apropie de frecvenţa proprie de rezonanţă f0 a circuitului LC.
b. modulaţia în frecvenţă a impulsurilor de comandă
(MFI, PFM) - durata de conducţie tc a întrerupătorului principal este constantă
şi pentru a varia Us se modifică perioada T (deci timpul de închidere).
Se observă că T2 > T1 Us2 > Us1.
În acest caz, micşorarea tensiunii de ieşire Us se realizează prin valoarea
frecvenţei "f" de comutaţie, a cărei limită inferioară este impusă de ondulaţia maximă
admisibilă pt. curentul de sarcină.
O altă variantă a metodei de modulaţie a impulsurilor în frecvenţă constă în
modificarea atât a duratei de conducţie tc cât şi a perioadei T astfel încât durata de
deschidere t01 = T- tc să se menţină constantă.
35
us
Ui
0 tc1
Ttc1
T
tc1
T
Us1
t
us
Ui
0 tc2
Ttc2
T
tc2
T
Us1
t
us
Ui
0 tc
T1
Us1
ttc
T1
tc
T1
Ui
0 tc
T2
Us2
ttc tc
T2 T2
tc
T2
În acest caz T2 < T1, deci f2 > f1, determină Us2 < Us1. Astfel , pentru a micşora
tensiunea la ieşire trebuie să se mărească frecvenţa de comutaţie.
CHOPPERE PENTRU DOUĂ CADRANE
Chopperele studiate până acum furnizează sarcinii +Us şi +Is, funcţionând în
primul cadran al planului (Us,Is). Pentru frânarea unui motor electric care
funcţionează în primul cadran, este necesar un chopper reversibil pt. două cadrane
Chopperele pentru două cadrane sunt:
- reversibile în tensiune: ele dau la ieşire Us şi Is, deci funcţionează în
cadranul I şi IV;
- reversibile în curent: ele furnizează la ieşire +Us şi Is, deci funcţionează în
cadranul I şi II.
În figură sunt prezentate schemele electrice pt. variatoare reversibile de
tensiune:
(a) - utilizează tranzistoare
(b) foloseşte tiristoare echipate cu circuite de stingere CE.
36
us
Ui
0 tc1
T1
tc1
T1
tc1
T1
Us1
t
us
Ui
0 tc2
T2
Us2
ttc2
T2
tc2
T2
tc2
T2
td td td
iT1
iT2
us
isL RE
D1
D2T1
T2
Ui
+
CE
CE
E
Ui
+
D1
D2
T1
T2
L
R us
iT1
iT2
isii
(a) (b)
Întrerupătoarele T1 şi T2 sunt simultan în conducţie sau blocate. În intervalele
de conducţie ale lui T1 şi T2 este aplicată la bornele sarcinii tensiunea Ui. În
intervalele de blocaj, D1 şi D2 sunt în stare de conducţie şi sarcina primeşte la borne
tensiunea -Ui. Sensul curentului is rămâne neschimbat. (Formele de undă sunt prezentate în
figură).
a. Funcţionarea în primul cadran
b. Funcţionarea în al patrulea cadran
Valoarea medie a tensiunii la bornele sarcinii este:
cu - durata relativă de comutaţie (factor de umplere).
Relaţia anterioară arată că:
- dacă DRC > 0,5 Us > 0 (funcţionare în primul cadran)
37
us
Ui
0
-Ui
E>0 Us>0
tc td
is
Imax
Imin
0
T1, T2 D1,D2
T1, T2 D1,D2
T T
Is>0
t
t
us
Ui
0
-Ui
E<0Us<0
tc td
is
Imax
Imin
0T1,T2
D1, D2
T T
Is<0
t
tT1,T2
D1, D2
- dacă DRC < 0,5 Us < 0 (funcţionare în al patrulea cadran)
- dacă DRC = 0 Us = 0.
În figură este prezentată schema de principiu a chopperului pt. două cadrane, reversibil în
curent.
Întrerupătoarele T1 şi T2 sunt
comandabile la închidere şi deschidere.
Montajul este format dintr-un chopper
serie (T1 şi D2) şi un chopper paralel (T2,
D1).
Pt. curenţii de sarcină pozitivi
Is > 0, chopperul serie funcţionează şi,
conform relaţiei:
.
Pentru curenţi de sarcină negativi "-Is" funcţionează chopperul paralel T2,D1.
În acest caz vom avea:
de unde:
Pentru o comandă adecvată DRC1 + DRC2 = 1 se poate evita funcţionarea în
regim de conducţie discontinuă. În acest caz caracteristicile de ieşire au alura
prezentată anterior.
CHOPPERE PENTRU PATRU CADRANE
38
+
Ui
T1
T2 Us
+Is
C
D1
L
D2
R
Is
E
DRC1
DRC2
DRC1=0
DRC1=0,75
DRC1=0,5
DRC1=0,25
DRC1=0
DRC2=0
DRC2=0,25
DRC2=0,5
DRC2=0,25
DRC2=1
creş
tere
creş
tere
-Is +Is
Chopperul pentru patru cadrane furnizează la ieşire tensiuni Us şi curenţi Is,
ceea ce permite funcţionarea sarcinii în cele patru cadrane ale planului (Us,Is).
Dacă sarcina este o maşină de c.c., ea va funcţiona ca motor cu posibilitatea de
frânare (regim de generator) în cele două sensuri de rotaţie.
Mai des utilizat este chopperul în punte pentru patru cadrane.
Întrerupătoarele T1, T2, T3, T4 sunt comandabile (tranzistoare sau tiristoare).
Funcţionarea schemei pt. a asigura mersul în patru cadrane depinde de
principiul de comandă.
Comanda continuă se adresează celor două întrerupătoare plasate pe
diagonalele punţii, întrerupătoare care vor avea aceeaşi stare (închis sau deschis).
Funcţionarea se realizează prin închiderea lui T1, T3 pentru durata tc, şi a lui
T2,T4 pe durata T-tc (T - perioada de comutaţie).
Dacă t(0,tc) pentru Is > 0, curentul se închide prin T1 şi T3 şi pentru Is < 0 prin
D1,D3.
Dacă t(tc,T) pt. Is > 0, curentul trece prin D2,D4 şi pt. Is < 0 prin T1,T4.
Valoarea medie a tensiunii de ieşire:
39
+
Ui
T1
T4
uT1 +IsD1
L
D4
R
Ii
E
uT4
+Us
Is
Us
T2
T3
uT2D2
D3
uT3
iD3
iD2iD1
iD4
A B
DRC1=1
DRC1=0,75
DRC1=0,5
DRC1=0,25
DRC1=0
Is +Is
+Us
Ui
Us
Ui
Is +Is
+Us
Us
T2,T4 sau D1,D3
DRC1<0,5T1,T3 sau D2,D4
DRC1>0,5
T2,T4 sau D1,D3
DRC1>0,5T1,T3 sau D2,D4
DRC1<0,5
în care şi deci
Pentru DRC(0,1), tensiunea de ieşire Us (-Ui,+Ui) şi curentul Is (-Ii,+Ii)
(caracteristicile de ieşire sunt date în fig. de mai sus).
Trebuie să se evite DRC = 0,5 pentru care motorul se blochează şi curentul
creşte foarte puternic (aceasta dacă nu există o inductanţă de limitare legată serie).
Comanda continuă poate fi făcută, de asemenea, aşa cum se arată în figura
anterioară.
Funcţionarea în cadranul I şi IV este asigurată prin deschiderea, în intervalul t c,
a întrerupătoarelor T1 şi T3.
Când T1 şi T3 sunt blocate, diodele D2, D4 se deschid.
Componentele T1,T3,D2,D4 formează un chopper pt. două cadrane (ca cel
anterior).
Funcţionarea în cadranele II şi III este asigurată în aceeaşi manieră, de
chopperul format de T2,T4,D1,D3.
Comanda continuă are ca principal inconvenient numărul dublu de comutaţii,
pe perioadă, deoarece se comandă în acelaşi timp două dispozitive semiconductoare.
Amplitudinea tensiunii de ieşire variază între +Ui,Ui, ondulaţia curentului is fiind din
acest motiv mărită.
Faţă de comanda continuă comanda secvenţială.
VARIATOARE DE TENSIUNE CONTINUĂ CU CONŢINUT REDUS DE
ARMONICI
- impulsuri triunghiulare de curent în sursă şi impulsuri dreptunghiulare de
tensiune
- necesară reducerea armonicilor de curent în sursă şi uneori şi a armonicilor
de tensiune pe sarcină.
Variante
(A) Cuplarea în paralel a VTC care în debitare pe aceeaşi impedanţă de sarcină
- "L" - rol de divizor inductiv de tensiune
- "L" - lucrează nesaturatăV1 şi V2 comandate cu aceeaşi frecvenţă însă defazate cu 180o unul faţă de
celălalt.
40
Pentru un DRC = 0,75 rezultă diagramele din figură.
"p" - nr. de pulsuri ale unui CS cu comutaţie naturală "p" - numărul de comutări
neconcomitente în timpul unei perioade de funcţionare.
(B) A II-a posibilitate de micşorare a amplitudinii pulsaţiei curentului preluat de sursă, constă în
folosirea unui filtru pe intrare.
- numai filtru LC
- rezonanţa filtrului LC să nu se
afle în apropierea vreunei
armonici a curentului absorbit
- mai multe VTC la acelaşi filtru
41
D1 D2
V1
V2
L
ZsUsUd I2
I1Id is
C
V1
V2
Zs1
Ud
I2
I1Id
Zs2
U1Ud
U2Ud
U3=Us
Ud
Is
I1
I2
I3
t
t
t
t
t
t
t
Pentru comanda optimă (decalaj de 180o el.) şi o DRC = 0,75, rezultă formele de
undă din figură.
INVERTOARE CU COMUTAŢIE COMANDATĂ
Reconsiderarea unor noţiuni precizate anterior în vederea pregătirii înţelegerii
următoarelor probleme legate de convertoarele cu comutaţie comandată.
Deci: convertoarele sunt instalaţii care transformă energia electrică prin
intermediul unor dispozitive semiconductoare - şi nu numai - care
permit trecerea curentului într-un singur sens.
- Redresorul c.a. - c.c.
- Invertorul c.c. - c.a.
- Convertorul static: - c.c. - c.c.
- c.a. - c.a.
42
i1
i2
i1+i2
id
id
t
t
t
t
CONV. prin cuplarea conv. parţiale
prin bornele de c.c.
CONV. prin cuplarea conv. parţiale
prin bornele de c.a.
CONCLUZIE: În tehnica convertoarelor statice curentul continuu poate fi privit ca
un curent alternativ de frecvenţă nulă, frecvenţa zero fiind doar un
punct al axei infinite de frecvenţe posibile.
La convertoarele cu comutaţie forţată apar în plus acumulatoarele de energie
(sau sursele de tensiune auxiliară) cu ajutorul cărora se obţine comutaţia forţată.
Comutaţia ventilelor convertorului:
- comutaţie externă (de la reţea);
- comutaţie proprie.
Puterea reactivă de comutaţie de comandă
În cazul comutaţiei externe că convertorul primeşte putere reactivă din exterior,
iar în cazul comutaţiei proprii convertorul este capabil să o livreze el însuşi.
Comutaţia externă - convertoare cu comutaţie de la reţea (comandată de
tensiunea reţelei);
- cu comutaţie de la sarcină (puterea reactivă necesară
comutaţiei este oferită de circuitul de sarcină).
Ca şi în cazul comutaţiei se va vorbi despre:
(a) - convertoare cu comandă externă;
(b) convertoare cu comandă proprie.
43
CONV.
3~ f = ct.
U = ct.
Uc
R I 1
0f
ctu
CONV.
MAS3 ~
= f = 0
U = ct.
Uc
I R 1
.ctf
.ctu
CONV.
3~ f = ct.
U = ct.
Uc
0f
ctu
CONV.
MAS3 ~
= f = 0
U = ct.
Uc
.ctf
.ctuMcc
=
Mcc
=
La convertoarele cu comutaţie externă (de la reţea):
sincronizarea cu tensiunea reţelei
Ucom defazarea impulsurilor de comandă în raport cu tensiunea reţelei COMANDĂ EXTERNĂ (mai exact spus, comandă de la reţea).
La convertoarele cu comutaţie proprie (invertoare) se cere ca o tensiune continuă de
amplitudine constantă să se transforme într-o tensiune alternativă de amplitudine constantă şi
frecvenţă variabilă.
"f" de ieşire a convertorului este proporţională cu tensiunea de comandă.
Deoarece frecvenţa poate fi variată independent de încărcarea convertorului
sau de reţea, şi se poate realiza în convertorul însuşi, se vorbeşte despre un convertor
cu comandă proprie.
Din cele două exemple de mai sus, s-ar putea trage concluzia că un convertor
cu comutaţie proprie trebuie să fie neapărat cu comutaţie proprie, iar unul cu
comutaţie externă neapărat cu comutaţie externă.
Pentru a contrazice această părere se prezintă în continuare şi un al treilea exemplu.
- în maşină câmpul statoric
să rămână mereu
aproximativ perpendicular
pe câmpul rotoric
44
3~ f = ct.
U = ct.
Uc
0f
ctu
M=
= f = 0
U = ct.
Uc
ctf
ctu
MAS3~
=f
= f = 0
U = ct.
Uc
ctf
ctu
MAS3~
S
CONV.
MS, "S", CONV. Mcc
INVERTOARE CU COMUTAŢIE COMANDATĂ
Invertoarele sunt convertoare statice de putere c.c. - c.a.. Ele transformă o sursă
de tensiune (sau curent) continuu într-o sursă de tensiune (sau curent) alternativă, de
amplitudine sau/şi frecvenţă variabilă.
Invertoarele cu tiristoare sunt numite "cu comandă forţată", deoarece ele au
nevoie de circuite auxiliare speciale pentru blocajul acestora (aceste circuite conţin
condensatoare şi/sau inductanţe pentru acumularea energiei necesare blocării).
CLASIFICARE
a. - după numărul de faze;
b. după natura circuitului de alimentare şi după mărimea electrică comutată la
ieşire (natura mărimii electrice pentru sursă şi sarcină trebuie să fie de naturi
diferite);
c. după forma de undă la ieşire;
d. după modul de comandă.
INVERTOARE DE TENSIUNE DREPTUNGHIULARĂ LA IEŞIRE
Invertoarele cu tensiune dreptunghiulară la ieşire sunt utilizate în convertoarele
cu circuit intermediar de tensiune/curent continuu (în combinaţie cu redresoare
comandate) sau pentru alimentarea sarcinilor care suportă armonici de rang ridicat.
Pentru sarcinile care cer o alimentare de calitate, obţinerea tensiunii sinusoidale
se realizează printr-un filtru "trece-jos".
INVERTOR PARALEL
Funcţionarea cu sarcină rezistivă.
- este un invertor monofazat de tensiune;
- numele său provine de la condensatorul în paralel cu tiristorul care se
blochează (condensator care furnizează puterea reactivă necesară
comutaţiei).
45
uc = uBA = 2Ue prin efect de
autotransformator.
us = uBA = uc (dacă n1 = n2)
Inductanţa Lf de filtrare ne
permite să considerăm constant
curentul furnizat de sursă.
- circuitul de comutaţie este format din C, T1 şi T2.
* Etapele funcţionării, trasee pe durata comutaţiei
- "+", 0' T2, Lf, "" - "+", 0, T1, Lf , "" plus
"+", 0, C, T1, Lf, "" - "+", 0, T1, Lf, "" - "+", 0, T2, Lf, ""
46
is
us
R
A Bn2
n1/2 n1/2
C
Ic
+
UeuT1 uT2uc
ic
Tr
Lf
T1 T2
47
ie
Ie
0
t0 t1 t2 t3 t4 t5 t6 t7
t
t
uc+2Uc
2Uc
0
t0
iT1=Ie+ic
Ie
t0
ic
iT1=Ieic
Ie
t0
t
+2Uc
2Uc
0uT1=uc
tbR
tbL
t
+2Uc
2Uc
0uT2=uc
tbL tbL
tbR tbR
uAB = 2Uc şi uc = uAB = 2Ue
la "t1" uT2 = uc = 2Ue
iT1 = Ie + ic
la "t2" u0A = Ue, uBA = 2Ue, uc = uB = 2Ue.
În intervalul (t3, t4), condensatorul rămâne încărcat şi uc = 2Ue. La momentul
"t4" se comandă amorsarea lui T2. T1 se blochează, deoarece
uT1 = uc = 2Ue
şi curentul de descărcare al condensatorului determină creşterea curentului iniţial în
T2 (facilitând amorsarea acestuia):
iT2 = Ie ic.
Se poate considera că intervalul t4 - t1 reprezintă jumătatea perioadei de
funcţionare a invertorului.Situaţia circuitului la momentul t7 este aceeaşi ca cea de la
momentul t1 şi fenomenul se repetă periodic
- în gol, tensiunea la bornele condensatorului creşte repede la valori
periculoase, datorită energiei absorbite de la sursă şi care nu se poate utiliza
în circuitul de tensiune alternativă.
La fel la funcţionarea cu sarcină rezistiv-inductivă, energia acumulată în
câmpul magnetic al inductanţei nu se disipă decât parţial în rezistenţă. Restul de
energie este cedat, în timpul perioadei de comutaţie, condensatorului. Sursa nu poate
primi această energie din cauza componentelor semiconductoare unidirecţionale. În
ipoteza în care în circuit nu există elemente disipative, tensiunea la bornele
condensatorului creşte la infinit.
Ca dezavantaje menţionăm:
- imposibilitatea funcţionării în gol;
- funcţionare care ar duce la creşterea inadmisibilă a tensiunii pe condensator;
- la o rezistenţă de sarcină foarte mare reîncărcarea condensatorului se poate
face numai prin inductanţa principală a transformatorului;
- tensiunea pe C va creşte la fiecare comutare şi se va limita numai datorită
amortizării date de circuitul de c.c. şi de reîncărcare.
48
Acestea se elimină prin
introducerea în schemă a unor diode de
descărcare.
Prezenţa diodelor de descărcare
permite circulaţia puterii în ambele
sensuri Cv2/2 C' = 4C.
Scheme ca cele din figură, deşi din anumit p.d.v. sunt avantajoase, ele nu se
folosesc prea des în practică întrucât necesită două surse de alimentare.
Din acest punct de vedere este mult mai avantajos invertorul din figură.
Ds1 şi Ds2
- diode de separare în cazul sarcinii active.
Dacă sarcina este pasivă (rezistiv inductivă) nu mai sunt necesare.
Invertorul din figură poate fi definit drept schemă de bază pt. invertoarele cu
două pulsuri.
49
ucud
t
-ud tuT1
iT2
iD2
0
t0
t0
t0
t0
t0
ic
isIS1
IS2t1 t2 t3 t4 t5
D1 T1DL1
L2
D2 T2
4C +
IS1
IS2
Ls
E
A B C
ud
ud
+
INVERTOR CU DOUĂ PULSURI ÎN PUNTE
- alimentarea de la o singură
sursă
- de asemenea diodele serie nu
permit descărcarea nedorită a
condensatorului
- devine necesară introducerea a
două condensatoare de
stingere ca în figura
următoare.
INVERTORUL MONOFAZAT ÎN SEMIPUNTE
- invertoarele cu sursă de tensiune cu punct median sunt "dubloare de curent"
Condensatoarele formate din câte un tiristor (T1, T2) şi o diodă D1,
D2 sunt bidirecţionale în curent şi
unidirecţionale în tensiune.
Aşadar, comutatoarele sunt mai
solicitate în curent decât în tensiune, în
comparaţia cu invertorul paralel
alimentat la o aceeaşi sursă şi cu
aceeaşi sarcină.
50
T1
T2
Cus
uD1D1
D2
Zs
uD2
iD2
iD1
iT1
iT2
uT1
uT2C
iC1
iC2is
uc1
uc2
Ue
+Ue/2
Ue/2
i1
i2
ie
K1
K2
0
D3T1
L1
L2
D4T2
4C
Us
ud
D1
D2
T3
T4
L3
L4Tr
Zs
+
D3T1
L1
L2D4
T2
C1
+
ud
D1
D2
T3
T4
D'1
D'2
Zs
C2
R1
R2
R3
R4
L3
L4
D'3
D'4
Formele de undă prezentate şi cu luarea în considerare a schemei prezentate, se observă că
pt. funcţionarea atât cu sarcină inductivă, cât şi capacitivă comutatoarele trebuie să fie comandabile
atât la deschidere, cât şi la închidere.
INVERTOARE CU TENSIUNE DE IEŞIRE COMANDABILĂ
În toate cazurile de invertoare prezentate (funcţionare, regimuri tranzitorii,
constructive) tensiunea alternativă de ieşire va avea amplitudinea constantă şi într-o
relaţie directă cu tensiunea sursei de c.c. În multe cazuri este necesară şi modificarea
amplitudinii tensiunii alternative de ieşire.
- simplu ar consta în reglarea corespunzătoare a tensiunii sursei de curent
continuu.
modificarea lui U trebuie făcută cu grijă.
51
T/2 T/2us
+Ue/2
Ue/2
0t
is
0t
Is
/
0t
ieIs/2
0t
uK1
ue
0t
iK1Is
D1 D2
T1 T2în conducţie
T/2 T/2us
+Ue/2
Ue/2
0t
is
0t
Is/
0t
ieIs/2
0t
uK1
ue
0t
iK1Is
D1
D2
T1 T2în conducţie
(A) Scheme cu modificarea lăţimii impulsului
şi sunt tiristorul,
dioda, inductanţa circuitului de
stingere
- sarcină pur rezistivă ( )
pentru sarcini inductive având în
vedere procesul de descărcare a
inductanţelor, durata de conducţie nu
poate fi crescută peste /2.
(B) Scheme cu modificarea tensiunii în circuitul de c.c.
- pe o cale oarecare să se asigure
încărcarea la o tensiune maximă a
condensatorului de stingere energia înmagazinată în
condensator
'C' în punte de tiristoare T1 T4.
52
Rs
UsTr
T1 Ts T2Ds
D1D2
C1 C2
Ls
L
Ud
+
+ +
Us T=2
1 1 t0
Us
2 2 t0 2 2
a)
b)
T1
L1 L2
T2
C
ud
1T3
T4
L3 L4
+ud
2
+
INVERTOARE CU MAI MULT DE DOUĂ PULSURI
Invertoare cu trei pulsuri
- pentru sisteme trifazate de tensiuni cu
amplitudine şi frecvenţă reglabilă
- ca la M3, invertorul cu trei pulsuri
poate fi realizat în schemă cu punct
median- K1, K2, K3 pot fi asimilate cu trei
VTC- D1, D2, D3 diode de descărcare.
Pentru sarcini trifazate rezistiv
simetrice diagramele de tensiuni şi
curenţi sunt prezentate în figura
următoare, unde se neglijează timpii de
regim tranzitoriu.
- la funcţionarea invertorului cu
sarcină inductivă diagramele se
modifică întrucât vor apare în
plus curenţii de descărcare a
inductanţei sarcinii.
53
0
0
ip1 t0
ip2
t0ip3
t0
t0
t
Up1,Us
1
t0
Up2,Us
2
is1
t
Up3 ,Us
3
0
is2
t
0
is3
t
D1
Ud wp1
K1 K2 K3D2 D3
Up1
wp2
Up2
wp3
Up3
ws 1
ws 2
ws 3
Us1 Us2
Us3Is1
Rs1 Rs2Rs3
+
INVERTOARE CU ŞASE ŞI MAI MULTE PULSURI
- se folosesc în scopul realizării unei forme de undă mai apropiată de cea
sinusoidală
- invertoarele cu şase pulsuri pot fi realizate în mai multe scheme:
- invertoare cu punct median;
- cu bobină de absorbţie;
- în punte (cea mai folosită).
Invertorul cu şase pulsuri cu punct median are o schemă similară cu a lui M6. Deosebirea
constă în aceea că în locul tiristoarelor, la invertor se prevăd choppere (intrarea şi ieşirea din
conducţie este capabilă la o comandă din exterior)
K1 K6 şase VTC
D1 D6 diode de descărcare, obligatorii la funcţionarea cu sarcină inductivă
- secundarul transformatorului se leagă în triunghi pt. a închide la nivelul
transformatorului armonica 3 (trei) şi pe cele multiplu de trei.
Legarea în paralel a două invertoare cu trei pulsuri în punct median se realizează cu ajutorul
bobinei de absorbţie.
54
D1
Ud
K1 K2 K3D2 D3 D4
K4 K5 K6D5 D6
+
Tr
D1
K1 K2 K3D2 D3 D4
K4 K5 K6D5 D6
+
Ud
- bobina de absorbţie joacă şi aici rolul unui divizor de tensiune inductiv.
Prin legarea în serie a două invertoare cu trei pulsuri (unul cu anod comun celălalt cu catod
comun) rezultă schema în punte.
- pt. conducerea curentului de sarcină funcţionează întotdeauna un comutator din grupul K1, K2,K3 cu unul din grupul K4, K5,K6 (excluse perechile
K1, K4, K2, K5, K3, K6).
În figură sunt reprezentate
diagramele curenţilor şi a tensiunilor în
invertor pt. o sarcină rezistivă simetrică.
Pe fiecare fază şi pt. fiecare sens
curentul este condus pt. câte 120o pe
perioadă (la fiecare 60o se modifică
perechea de comutatoare).
- tensiunea maximă între două faze este Ud
- tensiunile de linie (tot câte
două) are tensiunea egală cu
jumătate şi de semn schimbat
Prin mărirea numărului de pulsuri
ale invertoarelor are loc o scădere a
conţinutului de armonici superioare în
tensiunea alternativă de ieşire.
Ele vor rezulta prin combinarea
schemelor de bază până descrise acum.
55
D1
K1
+
Ud
D2
K2D3
K3
D4
K4D5
K5D6
K6
U1 U2I1 I2 I3
U3
K1K5
K1K6
K3K4
K2K4
K3K4
i1t
K1K5
K2K6
K3K5
K2K4
K3K5
i2t
K3K5
K1K6
K3K4
K2K6
K3K4
i3
tK3K5
id
t
U1
t
Ud
U2
t0
U3
t0
0
0
0
0
0
În figură se evidenţiază modul de obţinere a unui invertor cu douăsprezece pulsuri, din două
invertoare cu câte şase pulsuri.
- comandă decalată cu T/12 a
celor 2 invertoare cu câte şase
pulsuri
- se poate folosi şi comanda
simultană, defazajul de 30o
electrice asigurându-se prin
legarea convenabilă a
conexiunii transformatoarelor Tr1 şi
Tr2.
INVERTOARE CU TIRISTOARE
- circuite auxiliare special concepute pt. blocarea tiristoarelor
După modul de stingere al tiristoarelor invertorului sunt:
- invertoare cu stingere independentă (cu tiristoare auxiliare)
- invertoare cu stingere autonomă.
INVERTOARE TRIFAZATE CU TIRISTOARE
(A) Invertoare de tensiune trifazate cu stingere independentă
- invertoarele trifazate cu blocare independentă pot fi comandate după program
- circuitul de blocare poate fi separat (pe fiecare fază) sau unic (unul pt.
ansamblul întreg al invertorului)
- în fiecare situaţie condensatorul poate fi unic sau divizat- reglajul tensiunilor de ieşire se face prin reglajul tensiunii de intrare Ue cu un
chopper sau prin comandă (Uc > Ue)
- în figură este prezentat un invertor de tensiune cu circuit de blocare separat, pe fiecare
fază şi condensator unic.
56
INV 6P INV 6P
Us1Us3
Us3
+
Tr1 Tr2
T1
T4C
+
L
R
ie
Ue
T1a
T4a
T3
T6C
L
S
T3a
T6a
D1
D4
D3
D6
T5
T2C
L
T
T5a
T2a
D5
D2
Descărcarea condensatorului se face pe circuitul: borna "", D4, C, L, R,
D1a, borna "+" şi este puternic
amortizată.
Este prezentat şi un invertor de tensiune cu circuit de blocare separat pe fiecare fază şi condensator divizat. (este utilizat pt. valori mari ale lui Ue).
- secvenţă de comandă
57
T1
T4C
+
L
R
ie
Ue
T1a
T4a
D1
D4
R
D1a
D4a
T1
T4
C1
+
L
R
ie
Ue
T1a
T4a
D1
D4C4
T3
T6
C3L
S
T3a
T6a
D3
D6C6
T5
T2
C5L
T
T5a
T2a
D5
D2C2
iGT1
t0
iGT4
t0
iGT1a
t0iGT4a
t0
- În figură se prezintă şi un invertor de tensiune cu circuit de blocare unic
pentru toate fazele şi condensator unic
C01 = C02 mult mai mare ca C
Tiristoarele auxiliare Ta1,...,Ta6 au rolul de a conecta circuitul de blocare pe
tiristoarele principale.Tiristoarele Tc1,...,Tc6 au rolul de a permite supraîncărcarea condensatorului C
într-un sens sau altul.
Pentru o funcţionare optimă, elementele pasive ale circuitului de blocare vor fi
calculate cu formulele:
şi
Invertor de tensiune cu circuit unic de blocare (pt. toate fazele) şi condensator divizat.
58
T1
T4
C01
+
L'R'
R
ie
Ue
Ta5
Ta2
D1
D4
C02
Tc2
Tc1
L"R"
T3
T6
S
D3
D6
T5
T2
T
D5
D2
Ta1
Ta4Ta3
Ta6
+
C
Tc1 fenomen oscilant (după o semiperioadă)
şi
Blocarea în 2 etape: blocarea propriuzisă (comandată prin amorsarea lui Ta1 şi
încărcarea condensatoarelor C1 = C2 la o polaritate inversă) pregăteşte pt. blocarea
următoare prin amorsarea lui Tc2.
(B) Invertoare de tensiune trifazate cu stingere autonomă
Invertoarele cu stingere (blocare) automată se împart în două grupe (după locul
condensatorului de stingere):
- pe fiecare fază sau,
- între faze.
Pt. condensator de blocare pe fiecare fază
- conţin trei braţe
- poate fi pe principiul 180o sau MID.
59
T1
T4
C1
+
L',R'
R
ie
Ue
Ta5
Ta2
D1
D4
C2
Tc2
Tc1
L",R"
T3
T6
S
D3
D6
T5
T2
T
D5
D2
Ta1
Ta4Ta3
Ta6
C
T5
T2
Ck5+
T
ie
Ue
D5
D2
Ck2
Lk5
Lk2
T3
T6
Ck3
S
D3
D6
Ck6
Lk3
Lk6
T1
T4
Ck1
R
D1
D4
Ck4
Lk1
Lk4
Cu condensator de blocare între faze schema invertorului, devine:
- Condensatoarele de blocare CK1, CK2
...CK6.
- Inductanţele de blocare LK1, LK2
...LK6 sunt cuplate magnetic două câte
două.- Fiecare braţ al punţii are o diodă de separare DC1
, DC2...DC6
.
- Pt. blocarea lui T1 trebuie să se comande T3.Condensatorul CK1
se va descărca prin T1 şi T3, curentul de descărcare are
sensul contrar curentului iT1 produce blocarea lui T1.
- inconvenient: inductanţa de comutaţie este parcursă de curentul de sarcină- Condensatorul se reîncarcă în circuitul oscilant: borna "", T3, CK1
, LK1,
LK4, D1, borna "+".
- Dioda DC1 se blochează la trecerea prin zero a curentului de descărcare şi
condensatorul rămâne încărcat.
- Energia neutilizată în timpul comutaţiei va fi disipată în sarcină.
- Randament mai bun, dar totuşi scăzut.
INVERTOARE DE TENSIUNE CU SEMNAL SINTETIZAT LA IEŞIRE
- unda de ieşire dreptunghiulară număr mare de armonici
- o undă mai apropiată de sinusoidă (sintetizată) - din 2p paliere, fiecare de
lăţime (mai uşor de filtrat)
BAZA MATEMATICĂ
60
+ie
Ue
Ck3
Dc4
T1
T4
Ck1
R
D1
D4
Lk1 Lk4
Dc1
Dc6
T3
T6
S
D3
D6
Lk3 Lk6
Dc3
Dc2
T5
T2
Ck5
D5
D2
Lk5 Lk2
Dc5
T
Ck6Ck4Ck2
- o formă de undă sintetizată este cea prezentată de "us" din figură şi care
conduce la un conţinut mai redus de armonici.
61
=~
I1=
~I2 =
~I3
u21 u22 u23us
Ue+
u21/y1
2
b)1=
1
1
0
u22/y1
2
wt
c)2=2/3
1,73
1,73
0
u23/y1
2 d)3=/3
1
1
0
us/y1
2 e)1
1
0
2,733,73
2,733,73
Rezolvată în serie nu conţine decât armonici impare, de rang 2Np1, 2p = 12.
Amplitudinile armonicilor:
62
+
ie
Ue
T1
D2
T5
T'5
T4
T'4
T3
T'3
T2
D1ic
Cuc 0
n1n22
n21
n23
u22
u21
u23
us
A
B
us1 a)
us/y1
2 b)1
1
0
2,733,73
2,733,73
us112/
30o 60o 90o 120o 150o 180o 210o 240o 270o 300o 330o 360o
2 c)
uGT1
2 d)
uGT2
2 e)
uGT3
2 f)
uGT'3
2 g)
uGT4
2 h)
uGT'4
2 i)
uGT5
2 j)
uGT'5
.
Notăm cu: y1 - amplitudinea primului palier, şi
yk - amplitudinea celorlalte paliere
.
- amplitudinea armonicilor în funcţie de amplitudinea palierelor:
pt. p = 6
.
ş.a.m.d.În concluzie pentru unde us, ca cele din figurile anterioare, dezvoltarea în serie
Fourier va fi:
ceea ce înseamnă că printr-un filtraj simplu se va obţine o tensiune sinusoidală.
La invertoarele comutate pe principiul modulaţiei impulsurilor în durată (MID,
PWM) se obţin forme de undă calitativ mai bune:
- nu mai trebuie filtrate sau,
- mai uşor de filtrat.
Semnalele de comandă sunt generate prin comparaţia între o undă triunghiulară (up(t)) numită undă purtătoare, de frecvenţă "fp" şi amplitudine "Up" şi o undă de
referinţă, asemănătoare ca formă cu cea pe care dorim să o obţinem la ieşirea invertorului (ur, fr şi amplitudine Ur).
Forma undei de referinţă oarecare, dar preferabil forma sinusoidală.
- comparator
Tensiunea de ieşire a comparatorului, prelucrată, este tensiunea de comandă a
dispozitivelor semiconductoare ale invertorului. Această tensiune:- uc > 0, dacă ur > up
63
- uc < 0, dacă ur < up
"fp" dă frecvenţa de comutaţie a dispozitivelor semiconductoare.
O bună calitate a undei de ieşire a invertorului este obţinută aplicând modulaţia
multiplă, cu undă de referinţă sinusoidală.
Schema invertorului monofazat şi formele de undă (pe principiul modulaţiei sinusoidale)
este prezentată în figură.
Lăţimea impulsurilor poate fi calculată cu ajutorul unei transcedentale de
forma:
timp - lăţimea impulsului
T - perioada semnalului modulat triunghiular
A - raportul dintre amplitudinea semnalului modulator şi cel modulat1 - pulsaţia semnalului modulator ce coincide deci cu pulsaţia tensiunilor de ieşire
din invertort1 şi t2 - sunt momentele de timp aferente intersecţiilor semnalului modulat cu cel modulator.
64
T1
T2
Cus
uD1D1
D2
Zs
uD2
iD2
iD1
iT1
iT2
uT1
uT2C
iC1
iC2
isA
uc1
uc2
Ue
+Ue/2
Ue/2i2
ie K1
K2
0
Ue/2
Ue/2
ur+Ue/2
Ue/2
0
us=uA
0+Ue/2
Ue/2
t
t
ur
up
t1 t2t
Tp 2Tp
T1sauD1
T1sauD1
T1sauD1
T2D2
T2D2
K1 K2 K1 K1K2
componente în conducţie
Principiul modulaţiei cu eşantionare uniformă
- simetrică;
- asimetrică.
.
PRINCIPIUL MID CU EŞANTIONARE UNIFORMĂ SIMETRICĂ PE BAZĂ
DE MICROPROCESORFrecvenţa de ieşire f1 (stabilită prin perioada T, şi raportul p dintre frecvenţa
purtătoarei triunghiulare şi frecvenţa modulatoarei f1)
- tensiunea de ieşire dictată de A
Calculul
65
1 2
3 4
T
1
2
3
timp
t1 t2
t
1
2
3
t1 t2
tt3 t4
4
1
2
3
t1 t2
tt3 t4
4
Variaţia frecvenţei purtătoarei triunghiulare funcţie de f1 este cea din figura
alăturată. La frecvenţe apropiate modificării raportului p, se prevede un histerezis pentru a se evita
apariţia unor oscilaţii de frecvenţă.
66
tpB
Port de intrare
CAD
MemorieEPROM şi RAM8755 8155
Intrare frecvenţă
CPUMicroprocesor
8085Clock
Porturi de ieşire
Controler de priorităţi al întreruperilor
8259
Ceas programabil
8253Clock
Spre optocuploare
Faza A
tpA timpA tpA
Faza B
tpB timpB
Faza C
tpC timpC tpC
1000
500
25 50 75
192 96 48 24 12
fp[Hz]
f1[Hz]