1.2 DIODA SEMICONDUCTOARE DE PUTERE. - aie.ugal.ro · PDF file1.2 DIODA SEMICONDUCTOARE DE...

1.2 DIODA SEMICONDUCTOARE DE PUTERE.

1.2.1 STRUCTURĂ.

În fig.1.13 este prezentată o secţiune longitudinală prin structura unei diode de putere, grosimile straturilor fiind cele tipice.Stratul p+, numit stratul anodului, este înalt impurificat, 1019/cm3, iar stratul n+, numit stratul catodului, tot cu 1019/cm3. Stratul n-, cu o impurificare

redusă,1014/cm3 , are rolul discutat în capitolul anterior, grosimea d fiind variabilă, în funcţie de tensiunea inversă necesară. Simbolul diodei, acelaşi cu al diodei de semnal, este prezentat in fig.1.14, cei doi electrozi, anod şi catod, fiind simbolizaţi prin literele A, respectiv K.

1.2.2 CARACTERISTICA STATICĂ.

Caracteristica statică reprezintă dependenţa dintre curentul care trece prin diodă în funcţie de tensiunea la bornele acesteia. Caracteristica are două ramuri: în cadranul unu pentru polarizare directă şi în cadranul trei pentru polarizare inversă (fig.1.15).Pentru polarizarea directă, ca urmare a prezenţei stratului n-, caracteristica statică se aproximează printr-o dreaptă pentru tensiuni vF > VTo, VTo fiind numită tensiune de prag. Ea reprezintă tensiunea peste valoarea căreia

se amorsează conducţia prin diodă. Pentru majoritatea diodelor de putere 0,7 ≤VTo ≤ 1V, sensibil mai mare ca la o joncţiune pn obişnuită. Porţiunea pentru tensiuni v ≤ VTo nu interesează d.p.d.v. al aplicaţiilor. Un punct de funcţionare oarecare F este caracterizat prin perechea IF şi VF interesând în aplicaţii din două considerente. Primul se referă la căderea de tensiune pe diodă, care, pentru variaţii ale curentului în limite admisibile, poate căpăta valori maxime de 1,4 … 1,6 V, indicând faptul că modificarea căderii de tensiune VF este relativ redusă, iar rezistenţa diodei în sens direct redusă ca valoare , de ordinul mΩ. Cel de al doilea aspect se referă la pierderea de putere în diodă

FFF ivP ⋅= (1.9)

care va determina regimul termic al joncţiunii. Ecuaţia indică faptul că regimul termic este determinat esenţial de curentul iF prin dioda, întrucât vF se modifică relativ puţin.

Fig.1.13 Secţiune printr-o Fig.1.14 Simbolul diodei. diodă de putere.

Fig.1.15 Caracteristica statică.

ELECTRONICĂ DE PUTERE SI ACTIONARI REGLABILE 10Ramura caracteristicii statice pentru polarizare inversă este caracterizată prin două mărimi. Pentru

BRF Vv < , curentul invers prin diodă are o valoare constantă, IRM , fiind determinat de curentul invers de saturaţie. Valoarea acestui curent depinde de mărimea diodei, având valori de la zeci de μA până la zeci de mA, IRM fiind cu atât mai mare cu cât curentul nominal al diodei este mai mare. Corespunzător valorii IRM, rezistenţa în sens invers, ROFF , are valori de ordinul zecilor de MΩ. Atingerea tensiunii VBR, tensiune de prăbuşire inversă, conduce la deteriorarea ireversibilă a diodei.Rezultă că la polarizarea inversă puterea disipată pe diodă este nesemnificativă, în timp ce inegalitatea BRF Vv < este esenţială pentru integritatea diodei. La nivelul caracteristicii ideale,diodă fără pierderi, fig.1.16, dioda se comportă ca un întreruptor ideal, pentru v > 0 fiind închis, iar

pentru v < 0 fiind deschis. In aplicaţiile din electronica de putere, unde curenţii şi tensiunile sunt de ordinul sutelor sau miilor de amperi şi volţi, caracteristica ideală aproximează destul de bine caracteristica reală.

1.2.3 CARACTERISTICI DINAMICE.

Comutaţia cuprinde două regimuri: trecerea din stare blocată în stare de conducţie şi invers. Variaţiile curentului iF şi tensiunii vF în funcţie de timp pentru aceste regimuri reprezintă caracteristicile dinamice ale diodei. Caracteristicile de comutaţie interesează din următoarele

motive: • mărimea timpului de intrare în conducţie, notat prin tON, şi a

timpului de ieşire din conducţie (blocare), tOFF; • apariţia supratensiunilor sau supracurenţilor ; • pierderile de putere în diodă generate de aceste regimuri. În fig.1.17 este prezentat circuitul în care este inclusă dioda, iar în fig.1.18 caracteristicile de comutaţie corespunzătoare.Se consideră că la momentul t=0 dioda este polarizată invers cu o tensiune – VR, care se regăseşte integral în bariera de potenţial, adică pe stratul n-. La t > 0 tensiunea -VR este modificată sub formă de treaptă la +V. În primul interval, t1, sarcina spaţială, stocată în stratul n- ca urmare a tensiunii

inverse –VR , este recombinată prin creşterea curentului iF în sens direct. Când această sarcină este anihilată, joncţiunea capătă polarizare directă şi începe injecţia de purtători de sarcină în stratul de sărăcire. În acest interval gradientul de curent diF/dt este, în general, determinat de proprietăţile sarcinii, respectiv de inductivitatea acesteia, fiind mult mai mic decât cel maxim admis de diodă.În intervalul t2 sarcina spaţială din stratul n- creşte, ca urmare a injecţiei de purtători, la valoarea de regim staţionar . Valoarea tipică a timpuluide intrare în conducţie,

1 2ONt t t= + (1.10)

este de ordinul microsecundelor. Pierderile de putere pe diodă în intervalul tON sunt relativ mari ca urmare a valorilor apreciabile ale curentului IF şi tensiunii VF . Datorită valorii reduse a lui tON energia disipată în diodă este însă redusă. Dacă dioda funcţionează la frecvenţe de comutaţie mici energia disipată pe tON este nesemnificativă în raport cu cea de regim staţionar şi se neglijează în calculul regimului termic. Pentru funcţionarea la frecvenţe mari cele două energii devin comparabile şi ca urmare se iau în consideraţie ambele componente. Comutaţia din starea de

Fig.1.17 Circuit pentru analiza regimurilor dinamice.

Fig.1.16 Caractersitica statică ideală.

ELECTRONICĂ DE PUTERE 11conducţie în starea de blocare începe cu intervalul t3 prin modificarea tensiunii de alimentare de la

+V la –VR . În intervalul t3 , ca urmare a inversării tensiunii curentul se micşorează cu un gradient diR/dt determinat de proprietăţile sarcinii şi sursei, la fel ca pe intervalul t1. Tensiunea pe diodă rămâne la valoarea VFON ca urmare a sarcinii stocate în straturile diodei în starea de conducţ ie.Pentru obţinerea stării de blocare, prin refacerea barierei de potenţial, este necesar ca sarcina spaţială din joncţiune, care a constituit suportul curentului în sens direct, să se recombine şi anihileze. Acest lucru se realizează în intervalul t4 prin inversarea sensului curentului prin joncţiune. La sfârşitul intervalului t4 procesul de recombinare diminuează ca urmare a faptului, cea mai mare parte a sarcinii spaţiale din straturi fiind recombinată. Ca urmare curentul invers se micşorează tinzând spre cel invers de saturaţie IRM . La sfârşitul intervalului t5 se poate considera că bariera de potenţial şi capacitatea de blocare pentru tensiuni inverse au fost realizate. Intervalul de timp

54 tttrr += (1.11)

se numeşte timp de restabilire inversă, fiind o mărime cu importanţă deosebită în electronica de putere.După valoarea timpului de restabilire inversă, trr, diodele de putere se împart în două categorii: • diode standard sau de reţea, pentru care trr ≥ 10 μsec; • diode rapide sau de comutaţie, pentru care trr este cuprins între 0,2 … 1μsec. Timpul total al blocării conducţiei are valoarea

fOFF tttt ++= 53 (1.12)

şi este sensibil mai mare decât trr, depinzând de t3 , deci de proprietăţile circuitului. La sfârşitul intervalului t4 are loc o modificare spectaculoasă a gradientului de curent diR/dt, corespunzător punctului A din fig.1.18. Această modificare, prin fenomenul de autoinducţie din inductivităţile circuitului, produce creşterea bruscă a tensiunii inverse la valoarea VRM. Mărimea acesteia precum şi gradientul de creştere pot afecta integritatea diodei. Dacă VRM > VBR , dioda se străpunge în sens invers. Gradientul dvR/dt poate produce efecte secundare în capacităţile parazite din joncţiune prin apariţia unor curenţi necontrolaţi. Menţinerea tensiunii VRM la valori mai mici decât VBR se asigură fie prin proiectare, fie prin prevederea unor circuite speciale de protecţie, care reduc atât VRM cât şi gradientul dVR/dt. Puterea disipată în diodă are valori mai mari în intervalul tf, ca urmare a

Fig.1.18 Caracteristicile dinamice ale diodei.

ELECTRONICĂ DE PUTERE SI ACTIONARI REGLABILE 12valorilor relativ mari ale curentului invers şi tensiunii. Luarea în consideraţie a pierderilor de putere are aceleaşi aspecte ca în cazul intrării în conducţie.

1.2.4 PARAMETRI DE CATALOG PENTRU DIODE.

Luând ca referinţă notaţiile din fig.1.17 se definesc următorii parametri: a) Curentul instantaneu iF cu o variaţie oarecare, depinzând de sursa de alimentare şi sarcină. b) Curentul mediu pe o perioadă definit prin

∫=T

FFAV ttiT

I0

d)(1 (1.13)

Astfel pentru variaţia curentului din fig.1.19, caracteristică unei alimentări sinusoidale,

∫ ==2/

0

2dsin21 T

FAVIttI

TI

πω (1.14)

c) Valoarea efectivă a curentului definită prin

∫=T

FFRMS ttiT

I0

2 d)(1 (1.15)

Pentru exemplul din fig.1.19 valoarea efectivă este

[ ]2

dsin21 2/

0

2 IttIT

IT

FRMS == ∫ ω (1.16)

Curentul direct mediu maxim, numit şi nominal, IFAVM, reprezintă valoarea medie maximă permisă pentru o diodă corespunzător unui curent direct, de formă sinusoidală sau dreptunghiulară, cu o durată de conducţie de jumătate de perioadă şi care determină o încălzire a diodei admisibilă. e) Valoarea de vârf maximă admisibilă a curentului direct IFSM este constituită de valoarea de vârf a unei semialternanţe sinusoidale cu durata de 10 msec. IFSM este indicat în cataloage pentru temperatura maximă a joncţiunii când are valoarea minimă.

f) Integrala de curent I2t reprezintă valoarea maximă a energiei care poate fi suportată de diodă, corespunzător curentului IFSM, pe o durată t1 = 10 msec. g) Curentul invers maxim IRRM, definit în fig1.18. h) Tensiunea directă maximă VFM este tensiunea pe diodă în sens direct pentru un anumit curent

direct şi temperatură i) Tensiunea inversă de vârf repetitivă VRRM, reprezentând cea mai mare tensiune inversă ce se

poate aplica în mod repetat, periodic, fără a pereclita integritatea diodei. j)Temperatura de funcţionare a joncţiunii θj , reprezentând gama de temperaturi în care diodă este aptă de funcţionare.Există o limită maximă, θjM , cuprinsă, în funcţie de firma care produce dioda, între 125°C şi 150°C. k) Rezistenţele termice de transfer ale căldurii dinspre joncţiune spre exterior. Se definesc trei

rezistenţe termice: • rezistenţa termică joncţiune-capsulă, Rthjc, măsurabilă în °C/W ; • rezistenţa termică capsulă-radiator, RthCR;

Fig.1.19 Calculul curenţilor.

ELECTRONICĂ DE PUTERE 13• rezistenţa termică suplimentară joncţiune-capsulă, ΔR, care depinde de forma

curentului, sinusoidal sau dreptunghiular, şi durata θ a acestuia pe o perioadă.

1.2.5 REGIMUL TERMIC AL DIODELOR.

Pentru orice diodă se indică ca dată nominală temperatura maximă admisibilă a joncţiunii, θjM. Păstrarea integrităţii diodei în orice regim de funcţionare implică nedepăşirea acestei temperaturi.Temperatura de la un moment dat a unei diode este determinată de mai mulţi factori. Pe de o parte de sursa care produce încălzirea, reprezentată de pierderile de putere ca urmare a trecerii curentului în sens direct sau invers. O parte din căldura produsă se înmagazinează în structura diodei, capsulă şi radiator, iar altă parte se transmite spre mediul exterior. Transmitarea căldurii spre mediu se face prin cele trei modalităţi: conducţie, convecţie şi radiaţie. În cele mai multe din aplicaţiile industriale, cu răcire cu aer, convecţia este predominată. Se consideră cazul cel mai frecvent când dioda este montată pe un radiator, iar răcirea se face prin convecţia naturală sau forţată a aerului. Pierderile de putere în joncţiune, Pj, se furnizează de fabricanţi în funcţie de valoarea medie a curentului în sens direct, forma, sinusoidală sau dreptunghiulară, şi durata θ a impulsului de curent. O astfel de evaluare este prezentată în fig.1.20, pentru un regim în impuls dreptunghiular cu durata θ. Curentul IFAV la care poate funcţiona dioda este limitat superior prin linia întreruptă cu RMS, care reprezintă valoarea efectivă maxim admisă de diodă. O diagramă asemănătoare este data în cataloage pentru impulsuri sinusoidale. În regim staţionar diferitele părţi ale ansamblului diodă-radiator ajung în regim permanent, adică la temperaturi constante, întreaga căldură produsă în joncţiune evacuându-se spre mediul exterior. Prin analogie cu circuitele electrice, se realizează o schemă echivalentă termică, fig.1.21, unde:

• rezistenţele termice sunt echivalente rezistenţelor electrice;

• puterea disipată prin generator de curent electric; • temperaturile prin tensiuni şi potenţiale electrice.

În fig. 1.21 θj, θC, θR şi θA sunt temperaturile joncţiunii, capsulei, radiatorului şi mediului ambiant, iar RthRA – rezistenţa termică radiator-aer. Determinarea temperaturii joncţiunii θj pentru o funcţionare dată se face după

∑+= thJAj RPθθ , (1.17)

unde

JC CR RAth th th thR R R R R= + + + Δ∑ (1.18)

Fig.1.20 Pierderile de putere în diodă.

Fig.1.21 Schema echivalentă pentru regimul termic permanent.

ELECTRONICĂ DE PUTERE SI ACTIONARI REGLABILE 14În cazul lucrului în frecvenţe înalte, peste 1kHz pierderile de putere provocate de comutaţiile ON-OFF şi OFF-ON nu se mai pot neglija şi se introduc în calcul.

1.2.6 ALEGEREA DIODELOR.

Alegerea diodelor utilizate într-un convertor se face din două puncte de vedere, în curent şi tensiune.În curent alegerea constă în adoptarea unei diode cu un curent nominal

FAVM S FAVI k I≥ , (1.19)

unde IFAV este curentul mediu prin diodă , valoarea lui depinzând de tipul şi schema convertorului, iar kS coeficient de suprasarcină admisibilă.În tensiune alegerea constă în stabilirea tensiunii inverse repetitive maxime, VRRM, după

( ) RWRRM VV 5,2....5,1≥ , (1.20)

unde VRW este tensiunea inversă de vârf maximă ce poate apare pe diodă în mod repetat. Multiplicarea tensiunii VRW cu 1,5 . . . 2,5 are în vedere supratensiunea de comutaţie ce apare în procesul de blocare şi eficienţa circuitului de protecţie la supratensiuni interne. Astfel dacă se prevede un circuit de protecţie la supratensiuni se iau valorile mici, iar în cazul absenţei acestui circuit, situaţie mai des întâlnită în practică, valorile mari. Atât pentru IFAVM cât şi pentru VRRM valorile sunt standardizate. Dacă pentru IFAVM valorile nominale sunt diferite în funcţie de firma producătoare, pentru VRRM se fabrică diode cu tensiuni în trepte de 100V. După alegerea diodei se face verificarea termică în regim staţionar avându-se în vedere funcţionarea la o temperatură de regim a joncţiunii cât mai aproape de θjM. Verificarea termică are în vedere fie calcularea temperaturii θjM pentru un radiator ales, fie alegerea radiatorului pentru a se asigura funcţionarea cât mai aproape de θjM

1.3 TIRISTORUL.

Tiristorul este un dispozitiv semiconductor de putere cu o mare capacitate în curent şi tensiune şi posibilitatea de comandă a intrării în conducţie. Uneori acest tiristor este denumit SCR – redresor semiconductor cu control (semiconductor controlled rectifier).

1.3.1 STRUCTURĂ.

Tiristorul este construit într-o structură cu patru straturi şi trei electrozi (fig.1.22). Stratul

anodului este de tipul p+ cu o impurificare de 1019 /cm3. Stratul catodului este de tipul n+ cu o impurificare asemănătoare.Stratul porţii, p2, are o impurificare medie de 1017 /cm3. Al patrulea strat permanent este n- , cu o impurificare de 1013 … 1014/ cm3 , având acelaşi rol cu stratul similar de la diode. Suplimentar este prevăzut stratul p, care împreună cu p+ formează stratul anodului şi care conferă proprietăţile tiristorului.În ceea ce priveşte secţiunea transversală a unui tiristor, acesta este de obicei circulară, cu diametre până la 10 cm şi ridică probleme deosebite privimihai33nd realizarea ansamblului poartă-catod astfel încât amorsarea conducţiei să se facă simultan în toată secţiunea.

1.3.2. POLARIZARE.

Considerând poarta izolată, polarizarea tiristorului se poate face direct, + pe A şi − pe K, sau invers, polarităţile fiind evident inversate. În primul caz joncţiunea J2, de tip n-p, fig.1.22, este polarizată invers şi valoarea tensiunii posibil de aplicat depinde de grosimea stratului n-, la fel ca la diode.În cazul al doilea, jonctiunile J3 şi J1 sunt polarizate invers. Joncţiunea J3, de tip n+ p, va asigura o barieră redusă, în timp ce J1 , de tip n-p, va asigura o tensiune de aceeaşi mărime ca in cazul polarizării directe.Rezultă că tiristorul poate suporta tensiuni inverse şi directe de aceeaşi mărime, fiind realizate unităţi pentru tensiuni de ordinul miilor de volţi.

1.3.3. CARACTERISTICA STATICĂ.

Se consideră tiristorul alimentat de la sursa U şi având o rezistenţă de sarcină R (fig.1.24). Caracteristica statică, fig.1.25, este dependenţa dintre curentul prin tiristor, iT, şi tensiunea anod-catod, uT. Pentru polarizare directă şi în absenţa curentului de poartă, iG = 0, caracteristica statică este furnizată de curba 1. Se constată trei lucruri:

Fig.1.22 Structura unui tiristor.

Fig.1.23 Simbolul tiristoarelor

ELECTRONICA DE PUTERE SI ACTIONARI REGLABILE 16

• o creştere a curentului direct, nesemnificativ ca valoare, odată cu creşterea tensiunii anod-catod;

• intrarea în conducţie fără comandă, iG=0, dacă tensiunea anod-catod depăşeşte valoarea tensiunii UBD, numită de prăbuşire în sens direct, ca fiind tensiunea maximă admisă de tiristor la polarizarea directă;

• cu cât tensiunea anod-catod este mai mică, curentul de poartă necesar pentru intrarea în conducţie este mai mare, iG3 > iG2 > iG1=0

Intrarea în conducţie controlată prin iG ≠ 0 se realizează printr-un proces de autoamorsare, punctul de funcţionare deplasându-se rapid de pe ramura 2 pe ramura 3, pentru funcţionare în conducţie, într-un punct stabil F. Pe această caracteristică sunt două valori de curent care prezintă interes: • IL , curent de amorsare, ca fiind valoarea de curent iT peste care are loc procesul de

autoamorsare; • IH , curent de menţinere, ca valoare minimă a curentului iT pentru care, tiristorul amorsat fiind,

rămâne în conducţie chiar în absenţa curentului de poartă. Caracteristica statică pentru polarizare inversă este situată în cadranul 4 fiind caracterizată prin două mărimi: • IRM – curentul invers de saturaţie, generat de purtătorii minoritari, cu aceeaşi semnificaţie şi

mărime ca la diode; • VBR, tensiunea de prăbuşire în sens invers, ca fiind valoarea de tensiune la care are loc

amorsarea unei conducţii de avarie în sens invers, fără limitarea curentului, semnificaţia fiind aceeaşi ca la diode.

Caracteristica statică pentru starea de conducţie, curba 3, este liniară, din aceleaşi considerente ca la diode, cu diferenţa că tensiunea anod-catod VON este mai mare ca la diode putând lua valori între 1,1 . . . 2,1 V.

1.3.4. AMORSAREA CONDUCŢIEI.

Tristorul poate fi echivalat prin două tranzistoare T1 şi T2 conectate ca în fig.1.26. T1, tranzistor pnp, este format din straturile p+ n- p, iar T2 , npn, de straturile n- p n+. Se consideră circuitul anod-catod alimentat de la sursa EA , iar cel de poartă de la sursa EG cu polarităţile din fig.3.7. Circuitul bază-emitor al lui T2 este polarizat direct,

GB ii =2

(1.21)

Fig.1.24 Schema de alimentare. Fig.1.25 Caracteristica statică.

ELECTRONICA DE PUTERE 17 Tranzistorul T2 este polarizat pentru conducţie şi electronii din emitorul său se vor regăsi în colector sub forma curentului de colector

2Ci , susţinut de sursa EA. Dar

21 CB ii = (1.22)

şi deci şi tranzistorul T1 este polarizat pentru intrarea în conducţie, apărând curentul de colector

1Ci , pe seama golurilor injectate din emitor în colectorul acestuia. Consecinţa este creşterea curentului de bază al tranzistorului T2 la valoarea

12

'CGB iii += , (1.23)

care produce o nouă creştere a lui 2Ci , respectiv

1Bi şi 2Bi . Astfel

apare, ca urmare a reacţiei pozitive declanşate, o creştere rapidă a curentului prin dispozitiv, procesul numindu-se amorsare a conducţiei, punctul de funcţionare trecând pe caracteristica 3, fig.1.25, într-un timp de ordinul microsecundelor. Tranzistoarele T1 şi T2 fiind în zona activă se pot scrie relaţiile:

,

22

1

22

111

COEC

COEC

Iii

Iii

+−=

+−=

α

α (1.24)

unde ICO1 şi ICO2 sunt curenţii de colector ai celor două tranzistoare, pentru baze nepolarizate şi având valori nesemnificative, iar α1 , α2 de forma

β

βα+

=1

, (1.25)

unde β este factorul de amplificare în curent al tranzistorului,

B

C

ii

=β (1.26)

Din fig.1.25 se poate scrie că

1ET ii = (1.27)

şi

GTEK iiii +== 2 . (1.28)

Prelucrând relaţiile anterioare rezultă

( )21

212

1 ααα

+−++

= COCOGT

IIii (1.29)

Relaţia (1.28) indică modul de realizare al structurii tiristorului astfel încât să se realizeze amorsarea conducţiei. Astfel în stare blocată, trebuie ca

121 <<+αα (1.30)

astfel că iT să aibă valori reduse. Condiţia (1.29) se poate realiza cu uşurinţă pe tranzistoarele T1 şi T2 , acestea fiind în stare blocată.Pentru starea de conducţie trebuie ca

Fig.1.26 Schema echivalentă a tiristorului.

ELECTRONICA DE PUTERE SI ACTIONARI REGLABILE 18 121 →+αα , (1.31)

astfel încât iT să crească foarte mult, atingând valoarea de regim staţionar.Creşterea coeficientului α1 este generată de transformarea stratului de sărăcire n- într-un strat de tip n pe măsură ce tensiunea anod-catod creşte. Acest lucru determină ca grosimea bazei tranzistorului T1, formată din stratul n- transformat în n, să se reducă substanţial, producând creşterea lui α1. Pe de altă parte, tot ca urmare a creşterii tensiunii anod-catod, are loc o extensie a stratului n- în stratul porţii p, reducând de asemenea grosimea acestuia, adică a bazei tranzistorului T2, deci o creştere a lui α2. Conectarea celor două tranzistoare astfel încât să aibă loc reacţia pozitivă descrisă mai sus, face ca între anod şi catod să se închidă un curent suficient de mare care să menţină cele două tranzistoare în saturaţie, chiar după anularea curentului de poartă. Desfăurarea procesului de amorsare conduce la concluziile:amorsarea conducţiei necesită injectarea unui curent IG>0 în joncţiunea poartă-catod; după amorsarea conducţiei, curentul de poartă se poate anula, permiţând o comandă de tip impuls; întreruperea conducţiei prin tiristor se poate realiza numai prin micşorarea curentului IT sub valoarea curentului de menţinere IH.

1.3.5. CARACTERISTICI DINAMICE.

Caracteristicile dinamice se referă la procesele de intrare şi ieşire din conducţie având ca obiect: timpii de comutare, supratensiuni sau supracurenţi şi pierderile de putere. Se consideră tiristorul înglobat în schema din fig.1.27, unde u(t) este o tensiune sinusoidală, iar sarcina R+L

este caracterizată printr-o bobină de valoare foarte mare încât practic se constituie într-un generator de curent constant I0. Variaţia principalilor parametri din circuit este prezentată în fig.1.28, considerând că aplicarea curentului de poartă IG la t = 0, coincide cu valoarea maximă a tensiunii u(t). În primul interval de timp, td – timp de întârziere, tiristorul rămâne în stare blocată ca urmare a faptului că injecţia de purtători de sarcină în exces datorată lui IG, rămâne la nivelul stratului p2, în vecinătatea metalizării porţii, şi începe să crească suma α1+α2. Când α1+α2 → 1 începe injecţia de electroni din n+ în p2 şi de goluri din p+ în n-, în zona centrală a tiristorului apărând un exces de purtători care va permite amorsarea curentului iT. Curentul iT creşte, cu un gradient determinat de sarcina din anodul tiristorului, în timpul tri. In acelaşi timp, ca urmare a densităţii mari de purtători de sarcină din zona centrală conductivitatea acestei zone creşte mult şi tensiunea anod-catod scade repede.La sfârşitul intervalului tri, purtătorii de sarcină din zona centrală continuă să se răspândească spre zonele laterale ale secţiunii tiristorului, tensiunea anod-catod descrescând pe intervalul tfv mult mai lent, la sfârşitul căruia densitatea de purtători de

Fig.1.27 Cicuit pentru analiza regimului dinamic.

Fig.1.28 Procesul de intrare în conducţie.

ELECTRONICA DE PUTERE 19sarcină se uniformizează în întreaga secţiune, tensiunea anod-catod atingând valoarea de regim staţionar VON. Timpul de intrare în conducţie este dat de

fvridON tttt ++= (1.32)

şi are valori de până la 10 μsec pentru tiristoarele lente, de reţea, şi de 1-2 μsec pentru tiristoarele rapide. Pierderile de putere la intrarea în conducţie sunt relativ mari pe intervalul tri + tfv , când atât curentul cât şi tensiunea au valori relativ mari. Dacă frecvenţa de comutaţie este redusă, cazul tiristoarelor lente, energia dezvoltată în tiristor este nesemnificativă în raport cu cea din stare de conducţie şi se neglijează în calculul termic.Pentru tiristoarele rapide, energia cumulată nu mai poate fi neglijată şi se ia în consideraţie în acelaşi mod ca la diode.

Procesul de ieşire din conducţie decurge în mod asemănător ca la diode, fiind provocat de inversarea polarităţii tensiunii de alimentare. Un proces standard de ieşire din conducţie este prezentat în fig.1.29. Intervalele t, ts şi tf au aceeaşi semnificaţie de la diode. Apare suplimentar intervalul de timp tq necesar tiristorului pentru a căpăta capacitatea de blocare la aplicarea unor tensiuni anod-catod pozitive.

Dacă înaintea epuizării intervalului tq se aplică o tensiune pozitivă cu un gradient relativ mare tiristorul reintră în conducţie în sens direct, fără a fi comandat pe poartă. Pentru tiristoarele lente, tq = 300 μsec,în timp ce pentru cele rapide are valori mult mai mici, în jur de 10μsec. Timpul de blocare al conducţiei dat de

OFF s f qt t t t t= + + + (1.33)

este practic determinat de tq, limitând frecvenţa de lucru a dispozitivului. Se mai remarcă de asemenea supratensiunea inversă de comutaţie VRM , având acelaşi mecanism de generare ca la diode, dar şi gradientul de aplicare al acesteia la începutul intervalului tf. Pierderile de putere din tiristor în procesul de blocare sunt determinate de intervalul tf , când atât tensiunea cât şi curentul invers sunt relativ însemnate ca valoare. Pentru tiristoarele utilizate la frecvenţe joase aceste pierderi sunt nesemnificative în bilanţul total. Luarea lor în considerare se face în aceleaşi situaţii ca la diode.

1.3.6 CIRCUITE DE COMANDĂ PE POARTĂ.

Circuitele de comandă pe poartă trebuie să asigure următoarele condiţii, fig.1.30: • un curent de poartă IG > 0, având o valoare suficient de mare pentru a asigura intrarea fermă în

conducţie a tiristorului, indiferent de temperatura acestuia; • valoarea curentului de poartă să nu conducă la încălziri excesive ale joncţiunii G-K; • să fixeze precis momentul intrării în conducţie, în special pentru tiristoarele conectate în serie

sau paralel; • să asigure separarea galvanică între circuitul de generare a comenzii şi circuitul de tensiune

mare A-K;

Fig.1.29 Procesul de ieşire din conducţie.


• suplimentar, pentru convertoarele de reţea, sincronizarea comenzii cu tensiunea anod-catod (semialternanţa pozitivă).

Joncţiunea poartă-catod este un semiconductor p-n. Caracteristica de comndă, VG = f(IG), va fi asemănătoare cu caracteristica tensiune-curent a unei diode de semnal, prezentată în fig.1.31. Datorită dispersiei de fabricaţie, pentru aceiaşi serie de tiristoare, se garantează poziţionarea caracteristicii VG = f(IG) între două limite 1 şi 2. Pentru calcule se ia de obicei în consideraţie caracteristica medie 3. Există două categorii de limitări. Limitarea inferioară se referă la amorsarea certă, fiind determinată de temperatura la care se află dispozitivul în momentul generării comenzii. Astfel, la stânga regimurilor determinate de limitările a, b şi c, amorsarea este incertă. Cele trei caracteristici a, b, c, sunt determinate de temperatura dispozitivului, de exemplu în ordine, 125°C, 25°C şi -40°C. Limitările superioare au în vedere nedepăşirea regimului termic admisibil al joncţiunii, în sensul că în stânga caracteristicii A comanda se poate face în c.c., iar în dreapta în regim de impuls cu durate determinate, de exemplu : A – 10msec, B – 1msec, C - 100μsec, D - 10μsec, ş.a.m.d. Punctul de funcţionare, F, se stabileşte în funcţie de condiţiile de mai sus la intersecţia dintre caracteristica medie 3 şi dreapta de sarcină, DS, care se trasează prin cele două puncte cunoscute: IG = 0 şi VG = EG; IGK = EG/RG şi VG = 0. În funcţie de tipul de aplicaţie se utilizează frecvent trei tipuri de comenzi : impuls tare, impuls moale şi tren de impulsuri (fig.1.32).Impulsul tare, fig.1.32a, este utilizat în special pentru cazul tiristoarelor conectate în serie sau paralel având ca scop creşterea preciziei de intrare în conducţie.

Impulsul de tip moale, fig.1.32b, este utilizat în cazurile obişnuite, adică tiristoare independente şi solicitări dinamice reduse. Al treilea tip de comandă, tren de impulsuri, fig.1.32c, se utilizează în special în convertoarele c.c. – c.a. unde conducţia efectivă poate să nu coincidă cu durata de comandă . Pentru convertoarele de reţea circuitul de comandă pe poartă trebuie să asigure generarea impulsului într-o anumită concordanţă cu faza tensiunii anod-catod, semialternanţa pozitivă, când tiristorul poate efectiv intra în conducţie. O schemă tipică pentru o astfel de utilizare este prezentată in fig.1.33, utilizând circuitul integrat specializat βAA145. La intrarea I1 se aplică o tensiune sinusoidală Usin, numită de sincronizare, separată galvanic şi de valoare

Fig.1.32 Tipuri de impulsuri.

Fig.1.30 Comanda pe poartă. Fig.1.31 Caracteristica de poartă.

ELECTRONICA DE PUTERE 21redusă (fig.1.34).Pe baza acestei tensiuni se generează o tensiune în dinte de fierăstrău vΔ(t). Această tensiune este comparată cu tensiunea de comandă UC, continuă şi variabilă în limitele

Δ≤≤ vUC ˆ0 (1.34)

La egalitatea celor două tensiuni,

)(tvUC Δ= , (1.35)

se generează, la cele două ieşiri E1 şi E2, două impulsuri pozitive cu durata reglabilă şi poziţionate la π. Prin varierea tensiunii Uc în limitele menţionate mai sus, faza de apariţie α a impulsului E1 se deplasează în domeniul [0,π], adică in intervalul în care tiristorul, având tensiunea A-K pozitivă, poate intra în conducţie. Impulsurile sunt amplificate prin montajul Darlington format din tranzistoarele T1 şi T2 fiind aplicat primarului transformatorului de impuls m. Acest transformator are un dublu rol: separare galvanică şi adaptarea curentului la cerinţele circuitului G-K. În circuit mai sunt prevăzute o serie de elemente cu funcţiunile: • poarta „sau“, formată din diodele n1 şi n2, care permite amplificarea şi trimiterea pe poartă a

unui al doilea impus generat cu o altă fază;

• rezistenţa de sarcină Rs folosită atât pentru realizarea circuitului de descărcare a energiei transformatorului, împreună cu n4 şi n5, precum şi pentru adaptarea curentului de poartă pentru cazul când acelaşi transformator de impuls este utilizat pentru mai multe tipodimensiuni de tiristoare;

• dioda n6 pentru selectarea impulsului pozitiv generat de transformator;

• rezistenţa R, de ordinul ohmilor, cu scop de a evita efectele nedorite ale întreruperii circuitului de poartă asupra transformatorului de impuls;

• capacitate C cu efect de filtrare a perturbaţilor exterioare culese de conexiunile între transformatorul de impuls şi circuitul G-K.

Un alt mod de a realiza separarea galvanică este prezentat în fig.1.35 prin utilizarea optocuploarelor, formatorul de impulsuri FI putând fi de tipul prezentat mai sus sau de altă construcţie. Prin intermediul optocuplorului T1 semnalul este transmis tranzistorului T2, care împreună cu fototranzistorul din T1 formează un montaj Darlington.Schema are avantajul utilizării unui număr redus de componente, însă necesită

Fig.1.33 Schema de comandă pe poartă pentru convertoare de reţea.

Fig.1.34 Diagrama de semnale.

ELECTRONICA DE PUTERE SI ACTIONARI REGLABILE 22 două surse separate, una pentru formatorul de impulsuri FI şi a doua, +Ec , pentru circuitul de

amplificare, în contact galvanic cu circuitul G-K.

1.3.7. ALEGEREA TIRISTOARELOR.

Alegerea tiristoarelor utilizate într-un convertor urmează aceeaşi metodologie de la diode. La alegerea în curent se procedează identic, în timp ce la alegerea în tensiune, ca urmare a sensibilităţii deosebite a tiristorului la supratensiuni

VRRM = (2 . . . 2,5)VRW . (1.36)

De asemenea trebuiesc avute în vedere gradientele de curent şi tensiune maxim admise, pentru ca în cazul neîncadrării în limitele admisibile să se prevadă circuite de protecţie adecvate. Verificarea corectei alegeri se face prin calculul regimului termic al joncţiunii după metodologia de la diode, fiind valabile toate consideraţiile prezentate. Singura diferenţă constă în introducerea în puterea totală disipată a puterii disipate în circuitul de comandă, calculabilă cu relaţia

TtIUP i

GGG = , (1.37)

unde tî este durata impulsului, iar T perioada de generare a acestuia.

1.3.8 PARAMETRI DE CATALOG AI TIRISTOARELOR.

Parametrii de catalog ai diodelor se regăsesc aproape în totalitate la tiristoare cu o diferenţa de notaţie constând în înlocuirea literei F cu T, adică, de exemplu , curentul mediu prin tiristor, se notează cu ITAV. Apar în plus o serie de parametri specifici, prezentaţi mai sus, cum ar fi: • pentru circuitul de poartă VG, IG ; • tensiunea de prăbuşire în sens direct VBD; • curenţii de amorsare şi de menţinere, IL şi IH;

• gradienţii de curent şi tensiune admisibili t

vt

i VT

dd

,d

d ;

• sarcina stocată QS . Se fabrică în mod curent tiristoare pentru tensiuni şi curenţi de ordinul miilor de volţi şi amperi.

Fig.1.35 Separare galvanică prin optocuplor.

1.4 CIRCUITE DE PROTECŢIE PENTRU DIODE ŞI TIRISTOARE.

În regimurile dinamice de intrare şi ieşire din conducţie, diodele şi tiristoarele, ca urmare a sarcinilor preponderent inductive, pot fi supuse la supratensiuni ce periclitează integritatea acestora. De asemenea pot să apară supracurenţi sau pierderi de putere însemnate, care afectează regimul termic al joncţiunilor.Pentru tiristoare, un stres suplimentar este produs de gradientele de curent şi tensiune, care de asemenea pot produce fie comutări necomandate, fie deteriorarea joncţiunilor.În scopul utilizării cât mai aproape de parametri nominali precum şi pentru a evita deteriorările accidentale, diodele şi tiristoarele sunt prevăzute cu circuite de protecţie numite, după terminologia anglo-saxonă „snubere“.

1.4.1 CIRCUITE DE PROTECŢIE LA SUPRACURENŢI.

O primă protecţie se referă la curenţii de suprasarcină previzibilă sau neprevizibilă. Protecţia se realizează clasic cu relee termice sau relee electromagnetice cu temporizare, în funcţie de mărimea suprasarcinii şi durata ei, astfel încât să nu se depăşească temperatura admisibilă a joncţiunii. Protecţia la curenţi de scurtcircuit este strâns legată de capacitatea

semiconductorului de a suporta, o durată determinată, curentul de vârf IFSM (ITSM), fig.1.36. Intervalul redus, 10msec, în care dioda sau tiristorul poate suporta curentul ITSM nu poate fi realizat utilizând soluţia cu întrerupătoare sau siguranţe fuzibile obişnuite, care întrerup circuitul defect în timpi mult mai mari. Soluţia utilizată, aproape în exclusivitate, se bazează pe siguranţele fuzibile ultrarapide, înseriate cu tiristorul sau dioda protejată, fig.1.37. O siguranţă fuzibilă, prin construcţia ei, întrerupe un circuit într-un timp

1 2t t t= + , (1.38)

mai mic decât semiperioada T/2 = 10 msec a tensiunii sinusoidale de alimentare, în cazul unui convertor de reţea. Funcţionarea fuzibilului presupune două intervale de timp diferite. Presupunând că scurtcircuitul are loc la t = 0, fig.4.3, curentul de scurtcircuit IK creşte practic liniar producând încălzirea fuzibilului până la atingerea punctului de fuzibilitate. Intervalul de timp al acestei etape, notat cu t1, se numeşte timp de prearc. La sfârşitul acestui interval fuzibilul se întrerupe fizic, dar curentul continuă să se închidă prin arcul electric dintre extremităţile acestuia. Fig.1.38 Variaţia curentului şi

tensiunii.

Fig.1.36 Curentul ITSM. Fig.1.37 Plasarea siguranţei fuzibile ultrarapide.

ELECTRONICA DE PUTERE SI ACTIONARI REGLABILE 24 Arcul electric este însoţit de apariţia tensiunii de arc, UARC , care este mai mare decât tensiunea de alimentare u(t). Ca urmare a acestui fapt curentul de scurtcircuit începe să scadă şi se anulează după intervalul t2, numit timp de arc. În cazul utilizării diodelor şi tiristoarelor în convertoare de reţea protecţia la curenţi de scurtcircuit se poate realiza şi cu întrerupătoare de curent ultrarapide, care au timpi maximi de lucru în jur de 10 msec.

1.4.2 CIRCUITE DE REDUCERE A GRADIENTULUI DE CURENT.

Gradientul de creştere sau descreştere a curentului printr-un semiconductor este, în general, determinat de sarcină.Atât pentru diode cât mai ales pentru tiristoare există o limită a valorii maxime a gradientului din motivele expuse anterior. Se consideră circuitul din fig.1.39 alimentat de la o sursă de c.c., U. Considerând LS = 0, variaţia curentului prin circuit la intrarea în conducţie a tiristorului T este furnizată de ecuaţia diferenţială

d ( ) ( )di tL Ri t Ut+ = , (1.39)

a cărei soluţie este

( )/( ) 1 tUi t eR

τ−= − , (1.40)

unde constanta de timp a circuitului

RL

=τ (1.41)

Gradientul de curent di(t)/dt are valoarea maximă la t = 0, fiind dat de relaţia

/

0 0

d ( ) ed

t

t t

i t U U Ut R R L

δ

τ τ−

= =

= = = (1.42)

Formele de variaţie a curentului şi gradientul de curent sunt prezentate în fig.1.40, curbele 1 şi 1’. Micşorarea gradientului de curent se poate atinge numai prin mărirea inductivităţii din circuit, respectiv prin introducerea inductivităţi suplimentare LS. In acest caz, procedând ca mai sus, rezultă un gradient de curent

d '( )d S

i t U Ut L L L

= <+

, (1.43)

noile variaţii fiind reprezentate prin curbele 2 şi 2’ ,fig.1.40. Introducerea bobinei suplimentare LS are însă unele inconveniente: • având şi o rezistenţă proprie aceasta conduce la diminuarea randamentului conversiei, prin

pierderile de putere pe care le produce;

Fig.1.39 Circuit pentru limitarea gradientului de curent.

ELECTRONICA DE PUTERE

25• prezenţa ei în circuit conduce la micşorarea

tensiunii disponibile pe sarcina R+L; • la variaţii ale curentului i(t) produce supratensiuni

de forma

d ( *)( )dL Si tu t L

t= , (1.44)

care solicită suplimentar semiconductorul. Pentru limitarea acestor suprasarcini se prevede circuitul de descărcare a energiei acumulate format din dioda nS şi rezistorul RS. În general sarcinile acestor

convertoare sunt de tipul R+L şi limitează gradientul de curent la valori sub cele admisibile. Totuşi se impune, pentru fiecare aplicaţie, verificarea valorii gradientului maxim şi prevederea, dacă este cazul, a circuitului de protecţie.

1.4.3. CIRCUITE DE PROTECŢIE LA SUPRATENSIUNI INTERNE.

Supratensiunile interne sunt produse în procesul de comutaţie din starea de conducţie în starea blocată, fiind materializate prin tensiunea VRM, fig.1.42. Pentru tiristoare este important şi gradientul de tensiune dv(t)/dt, aplicat în sens direct sau invers, care produce de asemenea efecte

nedorite, mai ales în capacităţile parazite ale joncţiunilor.Ca urmare a variaţiei gradientului de curent di(t)/dt la momentul t0, fig.1.42, supratensiunea produsă de inductivitatea L are o valoare apreciabilă, VRM, şi un gradient însemnat, ambele fiind inadmisibile pentru diodă sau tiristor.Reducerea tensiunii VRM cât şi a gradientului se realizează prin plasarea în paralel cu semiconductorul a unui circuit serie R – C , fig.1.41. Anterior momentului t0, ca urmare a faptului că

( )T ONu t V= , (1.45)

condensatorul C este practic neîncărcat. În momentul t0 , ca urmare a creşterii tensiunii uT(t) , începe încărcarea condensatorului C prin circuitul serie R,L,C, încarcare descrisă de ecuaţia

d ( ) ( ) ( )dR

R Ci tL R i t u t U

t+ + = , (1.46)

unde

Fig.1.40 Variaţia curentului şi gradientului.

Fig.1.41 Circuit de protecţie la supratensiuni interne.

Fig.1.42 Reducerea supratensiunii de comutaţie.


1( ) ( )dC Ru t i t tC

= ∫ (1.47)

Ecuaţia (1.45) poate fi analizată din punct de vedere al variaţiei curentului iR(t) şi a tensiunii uT(t).Pentru primul caz, utilizând (1.46), ecuaţia (1.45) devine prin derivare

2d ( ) d ( ) 1 ( ) 0d dR R

Ri t i tL R i t

t t C+ + = (1.48)

cu condiţia iniţială nenulă

(0)R RRMi I= . (1.49)

Variaţia curentului iR(t) depinde de polinomul caracteristic al ecuaţiei (1.47), care este de forma

2 1 0Rp pL LC

+ + = , (1.50)

cu soluţii de forma

2

1,2 2

12 4R RpL L LC

= − ± − . (1.51)

Cea mai convenabilă formă de variaţie este de tipul aperiodic, dacă

2

2

1 04RL LC

− ≥ , (1.52)

care conduce la

2 LRC

≥ , (1.53)

oferind o relaţie pentru calculul rezistenţei circuitului de protecţie.Pe de altă parte sarcina stocată în straturile tiristorului sau diodei, Qs , care provoacă curentul IRRM şi supratensiunea VRM , trebuie, pentru a evita o valoare mare a tensiunii de autoinducţie a bobinei, să fie preluată de capacitatea C la un nivel de tensiune admisibil, de exemplu

( )0, 25...0,5M RRMU V= . (1.54)

Preluarea sarcinii Qs la nivelul de tensiune UM conduce la determinarea valorii capacităţii după

S

M

QCU

= . (1.55)

Variaţia tensiunii la bobinele tiristorului va fi dată de ecuaţia

d ( )( )dR

Ti tu t U L

t= − , (1.56)

ceea ce înseamnă că polinomul caracteristic al acestei ecuaţii este cel dat de relaţia (1.49) ,iar forma de variaţie a tensiunii de asemenea aperiodică, curba 1 din fig.1.42.Se constată că odată cu reducerea valorii maxime a supratensiunii la nivelul

M RMU V< (1.57)

ELECTRONICA DE PUTERE

27se produce şi o diminuare considerabilă a gradientului de tensiune.La reaplicarea tensiunii de alimentare cu polaritate pozitivă, în vederea unei noi intrări în conducţie a tiristorului, tensiunea uT(t) va creşte exponenţial cu constanta de timp

î RCτ = . (1.58)

Creşterea cu întârziere a tensiunii poate provoca ratarea intrării în conducţie a tiristorului. Pentru a se evita acest lucru, uneori, se prevede dioda n în paralel cu rezistorul R, care asigură încărcarea condensatorului C cu polaritatea inversă faţă de cea din fig.1.42 practic instantaneu. La intrarea în conducţie a tiristorului capacitatea C se va descărca prin rezistorul R, dioda n fiind blocată. În acest fel se limitează curentul de descărcare al capacităţii, care suprapunându-se peste curentul de sarcină, poate conduce la creşterea exagerată a gradientului di(t)/dt, precum şi la o suprasolicitare termică.Circuitele de protecţie la supratensiuni de comutaţie se prevăd întotdeauna pentru tiristoare şi numai uneori pentru diode, condiţionat de VRRM diodei utilizate şi supratensiunile produse în circuit.

1.4.4. CIRCUITE DE PROTECŢIE LA SUPRATENSIUNI EXTERNE.

Supratensiunile externe sunt provocate de sursa de alimentare a convertorului, care poate fi un transformator, sau direct reţeaua.În câmpul magnetic al transformatoarelor sau inductivităţilor de reţea se inmagazinează o energie proporţională cu tensiunea, respectiv curentul de mers în gol, i0. Orice variaţie a tensiunii, produsă fie ca urmare a variaţiei tensiunii reţelei sau a deconectării de la reţea, conduce la apariţia unei variaţii a energiei , care se transferă la intrarea convertorului, rămas conectat la sursă, prin apariţia unei supratensiuni.La fel ca în cazul supratensiunilor interne, poate fi depăşit VRRM semiconductorului cu efectele cunoscute, sau, în cazul tiristoarelor, poate produce intrarea în conducţie necontrolată.Metodele de protecţie utilizate sunt, la fel ca în cazul anterior, circuite R-C plasate ca în fig.1.43, pentru cazul unui convertor trifazat.Există două variante de protecţie:

Fig.1.43 Circuite de protecţie pentru supratensiuni externe.

ELECTRONICA DE PUTERE SI ACTIONARI REGLABILE 28• în c.a., când circuitele R-C sunt plasate între fazele transformatorului de alimentare m,

fig.1.43a; • în c.c., când circuitul R-C este conectat la secundarul transformatorului printr-un redresor cu

diode în punte trifazată U, fig.1.43b. Capacitatea C a circuitelor de protecţie se dimensionează pentru preluarea a 30 – 50% din energia transformatorului, care conduce la o reducere convenabilă a supratensiunii. În aceste condiţii capacitatea se determină, pentru protecţia din fig.1.43a, cu relaţia

( )

702

210 [ ]

6T

RRM S

i SC FV U

μω

=⎡ ⎤−⎢ ⎥⎣ ⎦

(1.59)

unde: • ST – puterea aparentă a transformatorului în kVA, • io – curentul de mers în gol procentual ,calculabil din curentul nominal IN şi cel de mers în

gol I0 , după

0000[ ] 100

N

IiI

= ⋅ ; (1.60)

• ω - pulsaţia tensiunii de alimentare; • VRRM – tensiunea inversă a semiconductorului utilizat, • SU6 - tensiunea maxim între fazele secundarului. Capacitatea C preia supratensiunea tot printr-un circuit serie R, L, C, ca în cazul supratensiunilor de comutaţie, L fiind inductivitatea din circuit, generată de suma celor două inductivităţi de dispersie din transformator, adică

L = 2Lσ . (1.61)

Ca urmare, pentru realizarea unei variaţii aperiodice trebuieşte îndeplinită condiţia de forma (1.51) ,care permite determinarea rezistenţei R.Pentru cazul circuitului de protecţie din fig.1.43b, luând în considerare şi efectul punţii redresoare, capacitatea se calculează cu

( )

[ ]702

2

1,5 103 6

RRM

T

S

S iC FV U

μω

⋅=

⋅ ⎡ ⎤−⎢ ⎥⎣ ⎦

, (1.62)

iar rezistenţa ca în cazul anterior . Schemele mai moderne prevăd înlocuirea circuitelor RC cu varistoare sau diode cu avalanşă controlată.La fel ca în cazul supratensiunilor de comutaţie, circuitele de protecţie la supratensiuni externe se prevăd întotdeauna la convertoarele cu tiristoare şi doar uneori la cele cu diode.

1.5 TIRISTORUL GTO.

Tiristorul obişnuit, ca urmare a proprietăţilor sale de a suporta tensiuni şi curenţi mari, este comutatorul static aproape ideal pentru convertoarele de mare putere, inconvenientul esenţial constând în imposibilitatea de a comanda pe poartă blocarea conducţiei.

1.5.1 STRUCTURĂ.

Structură tipică pentru un tiristor GTO este prezentată în fig.1.44, iar simbolizarea în fig.1.45. Diferenţele principalele constructive între tiristorul GTO şi tiristorul obişnuit constau în: • structura catod-poartă, straturile n2

+ şi p, este realizată înalt întreţesut în scopul asigurării unui

cât mai bun acces, prin intermediul porţii, în secţiunea transversală a catodului; • catodul este realizat sub forma unor degete, cu contact direct la metalizarea catodului, degete

care sunt conectate direct la radiator; • în structura p+ a anodului sunt intercalate porţiunile de dimensiune redusă n1

+, care fac contact direct între metalizarea anodului şi stratul n-. Impurificarea straturilor este cea tipică.

1.5.2. POLARIZARE.

Considerând poarta izolată, în cazul polarizării directe se aplică polaritatea pozitivă pe anod şi cea negativă pe catod. Din cele trei joncţiuni ale tiristorului GTO, fig.1.44, este polarizată invers nu mai joncţiunea J2. Ca urmare a dopării reduse a stratului n-, bariera de potenţial este determinată de grosimea acestui strat, capacitatea de a susţine tensiuni în sens direct fiind asemănătoare cu a unui tiristor obişnuit. În cazul aplicării polarităţii minus pe anod sunt polarizate invers joncţiunile J1 şi J3. Ca urmare a structurii stratului anodului cu incluziunile n1

+ , joncţiunea J1 nu realizează nici o barieră de potenţial, în timp ce joncţiunea J3 poate suporta cel mult 20 … 30V. Ca urmare tiristorul GTO nu poate funcţiona decât cu polarizare directă, deci alimentat numai în c.c.

1.5.3. CARACTERISTICA STATICĂ.

Caracteristica statică, curent-tensiune, pentru polarizare directă este identică cu cea a tiristorului obişnuit, fig.1.25. În ceea ce priveşte ramura din cadranul 3, pentru polarizare inversă,

Fig.1.44 Structura unui tiristor GTO . Fig.1.45 Simbolizarea unui GTO.

ELECTRONICA DE PUTERE SI ACTIONARI REGLABILE 30acesta nu există ca urmare a celor prezentate mai sus. Intrarea în conducţie se desfăşoară prin autoamorsarea conducţiei într-un mod asemănător cu tiristorul obişnuit.

1.5.4. IEŞIREA DIN CONDUCŢIE

Având o structură asemănătoare cu tiristorul obişnuit, tiristorul GTO se poate echivala cu schema formată din două tranzistoare npn şi pnp, fig.1.46.Se consideră tiristorul GTO în conducţie, după schema echivalentă din fig.1.46. Pentru ieşirea din conducţie se polarizează

invers joncţiunea G-K prin sursa EG, respectiv prin extragerea din stratul de poartă al curentului iG < 0.Curentul din baza tranzistorului T2 va avea valoarea

GCB iii −=12

(1.63)

Pentru ca tranzistorul T2 să înceapă a se bloca trebuie ca

2

2

2 βC

B

ii < (1.64)

unde β2 este factorul de amplificare în curent a acestui tranzistor. Dar pe de altă parte

ACB iii 112α== (1.65)

întrucât iA este curentul de emitor al tranzistorului T1 .Curentul de colector al tranzistorului T2, din aceleaşi considerente, are valoarea

Fig.1.47 Tiristor GTO cu o sarcină R+L. Fig.1.48 Intrarea în conducţie.

Fig.1.46 Ieşirea din conducţie a tiristorului GTO.

ELECTRONICA DE PUTERE 31 ( ) ABC iii 11

12α−== . (1.66)

Ştiind că

2

22 1 α

αβ−

= (1.67)

şi introducând relaţiile de mai sus în condiţia (1.63) se obţine

2

2

11

1

1

αααα

−

−<− GA ii , (1.68)

de unde prin manipulări simple se determină condiţia pe care trebuie să o îndeplinească curentul de poartă negativ, iG, pentru a se produce ieşirea din conducţie, sub forma

OFF

AAG

iiiβ

ααα =

−+

>

121

2, (1.69)

unde prin βOFF s-a notat factorul de amplificare în curent poartă-anod. Din (1.68), pentru a obţine un curent de poartă cât mai mic necesar întreruperii conducţiei, rezultă două condiţii: • α1 cât mai mic; • α2 cât mai mare. Aceste două condiţii se realizează prin structura constructivă a tiristorului GTO. Astfel pentru a se realiza un α1 cât de mic, se micşorează durata de viaţă a purtătorilor de sarcină din baza lui T1, lucru realizat prin incluziunile n1

+ , care oferă o cale de recombinare a purtătorilor direct în anodul tiristorului. Pe de altă parte posibilitatea de recombinare a purtătorilor direct în anod, face ca acest proces să fie foarte activ, conducând la reducerea substanţială a timpului de blocare a conducţiei. Realizarea unui α2 cât mai mare se realizează printr-o bază, stratul p, cât mai îngustă a tranzistorului T2 şi o dopare înaltă a emitorului acestuia, stratul n2

+.


Se consideră tiristorul GTO înglobat în schema din fig.1.47, adică având o sarcină cu puternic caracter inductiv, care poate fi asimilată cu un generator de curent. Dioda n are rol de

descărcare a energiei bobinei. Procesul de intrare în conducţie, iniţiat prin iG > 0, decurge asemănător cu procesul similar de la tiristorul obişnuit, fig.1.48. După trecerea timpului de întârziere td, curentul iA(t) începe să crească cu un gradient de curent determinat de sarcina R+L. Simultan începe să se micşoreze şi tensiunea anod-catod, atingând valoarea de regim staţionar, VON , de aceeaşi mărime ca la tiristorul obişnuit. Timpul de intrare în conducţie are valoarea

ridON ttt += (1.70)

având valori de ordinul μsec. Pierderile de putere în tiristor pe durata procesului de intrare în conducţie sunt relativ mari, mai ales pe intervalul tri, dar, ca Fig.1.49 Ieşirea din conducţie

ELECTRONICA DE PUTERE SI ACTIONARI REGLABILE 32urmare a duratei reduse a acestuia, încălzirea joncţiunilor este neimportantă, chiar la frecvenţe mari. În sfârşit, ultima problemă este generată de conducerea curentului de poartă, fig.1.48. În primul rând curentul de poartă iG este sensibil mai mare decât la tiristorul obişnuit, ca urmare a amplificării mai mici a tranzistorului pnp, T1. În al doilea rând, pentru a se evita ieşirea din conducţie necontrolată ca urmare a variaţiei curentului de sarcină iA şi a scăderii lui sub curentul de menţinere IH, care de asemenea este mai mare ca la tiristorul obişnuit, pe toată durata intervalului preconizat de conducţie se păstrează un curent de poarta de palier

GMGF II < (1.71)

Ieşirea din conducţie este activată prin inversarea curentului de poartă iG, la o valoare mai mare decât cea dată de relaţia (1.68). Un proces tipic de ieşire din conducţie este prezentat în fig.1.49. În primul interval de timp, timpul de stocare ts, ca urmare a densităţii mari a purtătorilor de sarcină, starea tiristorului GTO nu se modifică, iA şi uT(t) păstrând valorile anterioare. Prin intermediul curentului de poartă iG < 0 se extrage o sarcină stocată importantă din tiristor, astfel încât la începutul lui tfi, curentul iA(t) începe să scadă cu un gradient impus de sarcină, iar uT(t) să crească. La sfârşitul lui tfi apare un vârf de tensiune, curba 1, generat de modificarea gradientului de curent diA(t)/dt. De asemenea curentul de poartă iG începe să scadă ca urmare a micşorării semnificative a densităţii de purtători din straturi. Cei doi curenţi iA(t) şi iG(t) continuă să scadă lent până la anulare, pe măsura recombinării purtătorilor de sarcină, generând asa numitul efect de ”coadă”, cu durata tC.. După tri, ca urmare a diminuării considerabile a purtătorilor de sarcină, tensiunea uT(t) creste repede, gradientul de creştere fiind mare. Durata timpului de ieşire din conducţie este

CrvfiSOFF ttttt +++= (1.72)

şi are valori de ordinul μsec , sensibil mai mic ca la tiristorul obişnuit, ceea ce face ca tiristorul GTO să poată fi utilizat la frecvenţe de ordinul kHz. Problema principală la ieşirea din conducţie este generată de gradientul de tensiune duT(t)/dt aplicat în sens direct, curba 1 din fig.1.49. Gradientul de tensiune fiind mare poate produce, la fel ca la tiristorul obişnuit, reamorsarea necontrolată a conducţiei, favorizată de polarizare directă. Evitarea acestui fenomen se realizează prin circuitul de protecţie RS, CS, nS, din fig.1.50. În stare de conducţie a tiristorului, condensatorul CS este încărcat la tensiunea VON. La începutul lui tfi, când uT(t) începe să crească, se deschide dioda nS şi condensatorul începe să se încarce, variaţia tensiunii la bornele condensatorului fiind de forma

∫=t

cS

C ttiC

tu0

d)(1)( . (1.73)

Considerând că sarcina R+L reprezintă practic un generator de curent constant,

CA iiI +=0 = cst., (1.74)

Fig.1.50 Circuit de protecţie la ieşirea din conducţie

ELECTRONICA DE PUTERE 33variaţia celor trei curenţi fiind prezentată în fig.1.51.Aşadar, considerând o scădere liniară a curentului prin tiristor, curentul de încărcare al condensatorului se poate scrie sub forma

ttIti

fiC ⋅= 0)( , (1.75)

iar tensiunea la bornele acestuia prin

∫ ==t

fifiSC

ttC

Itt

tI

Ctu

0

200

2d1)( (1.76)

Această formă de variaţie întârzie mult creşterea tensiunii uT(t), curba 2 din fig.1.49, reducând considerabil gradientul de tensiune duT(t)/dt. Reducându-se valoarea tensiunii uT(t) pe intervalul tfi, se reduc şi pierderile de putere în tiristor, regimul termic îmbunătăţindu-se considerabil. La sfârşitul lui tfi, ca urmare a anulării curentului iA(t), pentru scurt timp se deschide dioda de regim liber n, apărând în sarcină curentul in(t), fig.1.51, şi de asemenea curentul de încărcare a capacităţii începe să se micşoreze până la atingerea valorii

dC Vtu =)( (1.77)

Circuitul de protecţie astfel realizat se prevede obligatoriu pentru toate convertoarele cu tiristoare GTO. La o nouă intrare în conducţie, condensatorul CS se va descărca prin tiristor, valoarea maximă a curentului de descărcare fiind limitată prin rezistorul RS, dioda nS fiind blocată.


Comanda pe poartă a tiristorului GTO trebuie să îndeplinească, suplimentar faţă de tiristorul obişnuit, încă două condiţii: • realizarea curentului de poartă de palier, IGF , fig.1.48; • realizarea curentului de poartă negativ, iG <0. În fig.1.52 este prezentată o schemă de principiu ,care stă la baza realizării majorităţii schemelor de comandă pe poartă, evitând prezenţa unei a doua surse pentru realizarea curentului iG< 0. Separarea galvanică se face prin optocuplorul T3, între tensiunea de comandă UC produsă de generatorul G şi amplificatorul de tip Darlington realizat cu fototranzistorul T3 şi tranzistorul T2.Pentru tensiune de comandă UC = 0, tranzistorul T1 se găseşte în conducţie, fiind polarizat pozitiv în bază prin divizorul format din R1 şi tranzistorul T2 , aflat în stare de blocare. Curentul de poartă iG > 0 se închide de la sursa +EC prin T1, condensatorul C şi joncţiunea poartă-catod. Condensatorul C se încarcă cu polaritatea din desen la o tensiune stabilită de dioda Zenner n, mai mică decât EC. După încărcarea condensatorului, curentul iG se micşorează la valoarea de palier IGF închizându-se prin n, în regim de stabilizare. Pentru blocarea conducţiei, tensiunea de comandă, UC, care este un semnal de tip logic, trece în starea 1,

Fig.1.52 Circuit de comandă pe poartă.

Fig.1.51 Variaţia curenţilor

ELECTRONICA DE PUTERE SI ACTIONARI REGLABILE 34producând intrarea în conducţie a tranzistorului T2. Se creează o cale de descărcare a condensatorului C prin T2 şi joncţiunea poartă-catod, furnizând curentul negativ de poartă , iG< 0.

1.5.7 ALTE CONSIDERAŢII.

Tiristorul GTO se dimensionează asemănător cu tiristorul obişnuit mai puţin tensiunea inversă VRRM, care nu există. Calculul temperaturii joncţiunii, θj, urmează aceeaşi metodologie şi evident trebuie să se încadreze în limitele admisibile. O problemă deosebită este protecţia la supracurenţii provocaţi de scurtcircuite. Având în vedere capacitatea de blocare prin comandă pe

poartă, o primă rezolvare a problemei constă în măsurarea curentului şi comanda inhibării conducţiei, când acesta depăşeşte o valoare prescrisă. Această soluţie este posibilă până la anumite valori de vârf ale curentului de lucru, numit curent controlabil, până la care curentul negativ de poartă poate anula curentul anod-catod. Peste această valoare curentul negativ de poartă nu mai poate dezamorsa conducţia şi protecţia nu mai este eficientă. In aceste cazuri se apelează, la fel ca la tiristorul obişnuit, la siguranţe fuzibile ultrarapide, cu funcţionarea în c.c. Totuşi întreruperea siguranţei ultrarapide, într-un timp relativ mare, 5 … 8 msec, poate produce deteriorarea tiristorului GTO, vârful de curent necontrolabil fiind în general suportat un timp relativ mai mic. Pentru a se evita acest lucru în paralel cu circuitul de sarcină, format din R+L şi tiristorul GTO-T, se

plasează un tiristor obişnuit TA, cu capacitate mare în curent, fig.1.53. La apariţia curentului de defect se comandă intrarea în conducţie a tiristorului auxiliar TA, care preia în mare parte curentul tiristorului GTO, făcând posibilă arderea siguranţei ultrarapide f, cu evitarea deteriorării tiristorului GTO.

Fig.1.53 Protecţia la supracurent cu tiristor auxiliar.

1.6 TRANZISTORUL BIPOLAR DE PUTERE.

Tranzistorul bipolar de putere derivă din tranzistorul obişnuit de semnal, prin mărirea capacităţii în curent şi tensiune. El este abreviat prin iniţialele BJT, provenind de la denumirea anglo-saxonă „bipolar jonction transistor“. Se realizează tranzistoare de tipul npn şi rar tranzistoare pnp.

1.6.1 STRUCTURĂ. POLARIZARE.

Structura verticală a unui tranzistor bipolar de putere npn este prezentată în fig.1.54, iar în fig.1.55 simbolizarea tranzistoarelor npn, respectiv pnp. Un tranzistor bipolar de tip npn este format din: • n1

+ - stratul colectorului, cu dopare la nivelul 1019/cm3; • n- - stratul sărac, cu dopare la nivelul 1014/cm3; • p - stratul bazei, cu dopare de 1016/cm3; • n2

+ - stratul emitorului, dopat la nivelul 1019/cm3. Tranzistorul de tip pnp are aceleaşi patru straturi, tipurile de semiconductoare fiind inversat. La fel ca la celelalte semiconductoare polarizarea se analizează în cazul bazei izolate. În cazul polarizării directe, plus pe colector – minus pe emitor, este polarizată invers joncţiunea J1, care fiind o structură de tipul n- p, va determina o barieră de potenţial proporţională cu grosimea stratului n- .Astfel tensiunea directă suportată de un tranzistor poate atinge valori de până la 2500V, întreaga tensiune fiind reţinută în structura colector-bază. În cazul polarizării inverse, joncţiunea J2 preia întreaga tensiune şi, ca urmare o structurii de tip n2

+ p, tensiunea maximă inversă este redusă, nivelele tipice fiind între 5 … 20V. Aşadar tranzistorul bipolar poate suporta numai tensiuni directe, putând fi utilizat numai cu alimentare în c.c.


Caracteristica statică este dependenţa curentului de colector iC de tensiunea colector-emitor VCE pentru diverşi curenţi de bază,fig.1.56 şi 1.57. În convertoarele statice tranzistoarele bipolare sunt utilizate în montajul cu emitor comun, fig.1.56, şi în regim de comutaţie.

Funcţionarea tranzistorului bipolar de putere este identică cu cea a tranzistorului de semnal mic, cu unele diferenţe produse de prezenţa stratului n -. O primă influenţă constă în micşorarea substanţială a factorului de amplificare în curent,

B

C

ii

=β (1.78)

care are valori maxime cuprinse între 5 … 10. În planul caracteristicilor statice se disting mai multe zone: • Dreapta 1, pentru tensiunea Vcesus, ca reprezentând tensiunea maximă admisă în sens direct de

tranzistor pentru comanda iB > 0 , sau iB = 0 cu circuitul de bază deschis. In această zonă, datorită tensiunii colector-emitor mari, apare fenomenul numit ”prima străpungere sau prăbuşire”, fenomen care, ca urmare a accelerării purtătorilor, produce creşterea densităţii purtătorilor minoritari şi a curentului prin tranzistor. Dacă se iau măsuri de eliminare a cauzei

ELECTRONICA DEPUTERE SI ACTIONARI REGLABILE 36fenomenul este reversibil şi tranzistorul nu se deteriorează. În caz contrar, datorită puterii mari disipate în joncţiunea colector-bază, tranzistorul se distruge. În cazul curentului de bază nul,

cu circuit închis la emitor prin rezistenţa nulă, tensiunea colector-emitor admisă creşte la valoarea VCEO>VCESUS. Dacă baza este polarizată negativ, iB < 0, tensiunea directă admisă creşte la VCEX > VCEO, proprietate folosită în procesul de ieşire din conducţie al tranzistorului.

• Regiunea activă este caracterizată printr-o independenţă a curentului iC faţă de tensiunea vCE, curenţii de colector obţinuţi fiind cu atât mai mari cu cât curentul de bază este mai mare, iB1 < iB2 < iB3 < iB4 < iB5.

Această zonă este folosită în general în regim de amplificare, iar în electronica de putere doar

în perioadele de intrare, respectiv ieşire din conducţie. În această zonă, la curenţi mari, dacă tensiunea vCE capătă de asemenea valori mari, apare fenomenul celei de a ”doua străpungeri”, curba 2, fenomen care conduce la deteriorarea ireversibilă a tranzistorului. Fenomenul apare ca urmare a faptului că, deşi creşterea tensiunii vCE nu produce o creştere semnificativă a curentului iC, se produce o creştere a pierderilor de putere în tranzistor şi deci o supraîncălzire. Această încălzire nu este însă uniform repartizată în secţiunea transversală a tranzistorului şi produce deteriorarea ireversibilă a semiconductorului. Zona de cvasisaturaţie situată între dreptele 3 şi 4. Ea este proprie tranzistoarelor de putere şi se datorează prezenţei stratului suplimentar n-. Astfel în această zonă, straturile tranzistorului,

Fig.1.56 Schema cu emitor comun. Fig.1.57 Cracteristica statică.

Fig.1.54 Structură. Fig.1.55 Simbolizare.

ELECTRONICA DE PUTERE 37inclusiv stratul n-, sunt invadate de purtători de sarcină, conductivitatea electrică a acestora fiind practic constantă.

• Zona de saturaţie adâncă, dreapta 4 Ca urmare a densităţii mari a purtătorilor, conductivitatea straturilor creşte, ceea ce provoacă o scădere în continuare a tensiunii vCE, care evident atrage micşorarea curentului de colector. Saturaţia adâncă este avantajoasă întrucât pierderea de putere în tranzistor

CCET ivp ⋅= (1.79)

este sensibil mai mică ca în zona de cvasisaturaţie. Ca urmare însă a densităţii mari a sarcinii spaţiale, recombinarea acesteia în vederea întreruperii conducţiei va dura mult, limitând frecvenţa de lucru a tranzistorului. Din motivele enunţate mai sus punctul de funcţionare se alege în zona de cvasisaturaţie. Căderea de tensiune colector-emitor în conducţie, specifică cvasisaturaţiei, este sensibil mai mare luând valori între 0,9…1,6V.

În sfârşit prezintă interes variaţia caracteristicii statice cu temperatura joncţiunilor. Astfel în fig.1.58 sunt prezentate caracteristici iC = f(vCE) pentru temperatura θj = 25°, linie continuă, şi cu linie întreruptă pentru θj = 125°C, indicând posibilitatea unui fenomen de ambalare termică a conducţiei prin tranzistor. O altă caracteristică importantă este cea de transfer, reprezentând dependenţa ic = f(vBE) ,

fig.1.59, de asemenea pentru două temperaturi. Se poate constata că în zona 1, la aceeaşi tensiune vBE, care de altfel este practic constantă în funcţionarea tranzistorului, curentul de colector creşte cu temperatura, fiind în fapt o zonă instabilă d.p.d.v. termic. În schimb în zona 2 fenomenul este invers, apărând o reacţie negativă cu creşterea temperaturii, ceea ce produce o funcţionare stabilă d.p.d.v. termic.


Caracteristicile dinamice se referă la procesele de intrare şi ieşire din conducţie. Se consideră tranzistorul înglobat în circuitul din fig.1.56. Un proces tipic de intrare în conducţie este prezentat în fig.1.60.Intrarea în conducţie este cauzată de aplicarea unui curent de bază iB > 0, care se aplică cu un anumit gradient, datorat configuraţiei circuitelor de comandă. Tensiunea bază-emitor porneşte de la VBEOFF < 0, caracteristică barierei de potenţial din joncţiunea bază-emitor. Această tensiune se modifică treptat la valoarea VBEON > 0 într-un timp finit, necesar pentru anihilarea sarcinilor difuzate în bariera de potenţial, timp notat prin td şi numit timp de întârziere.

Fig.1.58 Dependenţa cu temperatura a caracteristicii

ic = f(vCE).

Fig.1.59 Caracteristica de transfer.

ELECTRONICA DEPUTERE SI ACTIONARI REGLABILE 38

După polarizarea în sens direct a joncţiunii bază-emitor prin VBEON > 0, începe transferul de electroni din emitor în colector şi curentul de colector iC începe să crească cu un gradient diC/dt

determinat de proprietăţile sarcinii. Timpul de creştere al curentului este notat cu tri. La sfârşitul acestui interval se produc două fenomene: • ca urmare a modificării gradientului de curent, pentru

timp scurt se deschide dioda de regim liber n, provocând o cădere rapidă a tensiunii vCE, care continuă să scadă ca urmare a faptului că tranzistorul se află în regiunea activă, interval de timp notat prin tfv1;

• la sfârşitul descărcării energiei bobinei, urmează blocarea diodei prin curentul invers IRRM, care este preluat de tranzistor.

Pe intervalul următor, tfv2, tensiunea colector emitor scade mai lent, ca urmare a faptului că tranzistorul a intrat în zona de cvasisaturaţie, unde factorul de amplificare β se

micşorează. Timpul de intrare în conducţie

tON = td + tri + tfv1 + tfv2 , (1.80)

fiind de ordinul μ secundelor, permiţând tranzistorului funcţionarea la frecvenţe de până la zeci de kHz. Singurul supracurent care apare este IRRM , care nu modifică esenţial încărcarea tranzistorului, astfel încât se neglijează. Problema principală a intrării în conducţie este generată de pierderile de putere pe intervalele tri şi tfv1 când, atât iC, cât şi VCE au valori apreciabile, putând conduce la depăşirea regimului termic admisibil al tranzistorului. Depăşirea acestui inconvenient se poate realiza în două moduri. O primă cale constă în calculul pierderilor de putere din intervalul tri + tfv1 şi introducerea lor în bilanţul termic.A doua cale constă în prevederea unui circuit de protecţie la intrarea în conducţie, fig.1.61., format din inductivitatea LS şi circuitul de descărcare nS , RS. Energia disipată în tranzistor pe intervalul tri este dată de relaţia

0

drit

ON CE CW V i t= ⋅∫ . (1.81)

Fig.1.60 Intrarea în conducţie.

Fig.1.61 Circuit de protecţie la intrarea în conducţie.

ELECTRONICA DE PUTERE 39Pe circuitul din fig.1.61 se poate scrie

( )ti

LLVV cSdCE d

d' +−= . (1.82)

Deci micşorarea tensiunii VCE la valoarea V’CE ca urmare a introducerii bobinei suplimentare LS

va reduce corespunzător pierderile de putere în tranzistor. Soluţia este eficientă d.p.d.v. a scopului propus însă are unele dezavantaje: • conduce la creşterea pierderilor de putere şi a căderii de tensiune din circuit, înrăutăţind

randamentul conversiei; • înrăutăţeşte dinamica curentului

iC(t), bobina LS micşorând gradientul diC/dt.

Circuitul se utilizează cu precădere pentru tranzistoarele de curent mare şi cu frecvenţă de comutaţie ridicată. Ieşirea din conducţie se poate comanda prin anularea curentului de bază. Pentru a se obţine performanţe mai bune, aproape întotdeauna se utilizează curent de bază iB < 0. În fig.1.62 este prezentat un proces tipic de ieşire din conducţie pentru un circuit de forma celui prezentat în fig.1.56.Curentul de bază iB trece de la valoarea pozitivă IBON spre valoarea negativă IBOFF cu un gradient generat de configuraţia circuitului de comandă. Prima mărime care reacţionează este tensiunea bază-emitor,

vBE, care începe să scadă pe măsură ce sarcina stocată în bază începe să se recombine. În acest interval, numit timp de stocare td, stare de conducţie a tranzistorului nu se modifică, astfel încât iC şi vCE rămân la valorile din starea anterioară. Pe intervalul trv1 , ca urmare a reducerii sarcinii stocate din bază, tranzistorul iese din saturaţie şi tensiunea vCE începe să crească. Pe intervalul trv2 tranzistorul intră în regiunea activă, tensiunea vCE crescând mai repede. La sfârşitul lui trv2 , vCE atingând valoarea tensiunii de alimentare Vd, produce scăderea rapidă a curentului de colector, cu un gradient fixat de sarcina R+L. Timpul de ieşire din conducţie este dat de relaţia

firvrvdOFF ttttt +++= 21 (1.83)

având acelaşi ordin de mărime ca tON. Problemele deosebite care apar sunt determinate de pierderile mari de putere pe intervalele trv2 şi tfi, care au aceleaşi efecte ca la intrarea în conducţie, problema tratându-se utilizând tot cele două căi. Circuitul de protecţie, numit pentru ieşirea din conducţie, este prezentat în fig.1.63. Funcţionarea lui este asemănătoare cu a circuitului analog de la tiristorul GTO,

fig.1.49 şi 1.50. Supratensiunea t

iL C

dd

, produsă la începutul

intervalului tfi apare ca urmare a sarcinii inductive şi a modificării brutale a gradientului curentului de colector.

Supratensiunea este deosebit de periculoasă întrucât se suprapune peste vCE = Vd , la un curent de

Fig.1.62 Ieşirea din conducţie.

Fig.1.63 Circuit de protecţie la ieşirea din conducţie.

ELECTRONICA DEPUTERE SI ACTIONARI REGLABILE 40colector iC apropiat de I0, cea de a doua străpungere fiind foarte probabilă. Evitarea defectului se realizează prin circuitul de protecţie la supratensiuni din fig.1.64.Indiferent de starea tranzistorului, condensatorul Cov se încarcă prin Rov la tensiunea

dCOV VV = (1.84)

Când tranzistorul este în conducţie dioda nov este blocată întrucât

CECOV vV > (1.85)

La sfârşitul intervalului trv2, când tensiunea vCE are tendinţa de a depăşi tensiunea de alimentare Vd , ca urmare a supratensiunii

ti

L c

dd

, dioda nov se deschide şi condensatorul se încarcă peste

valoarea Vd. Încărcarea condensatorului Cov se face prin circuitul sarcinii R+L şi dioda nov, adică printr-un circuit serie R, L, C, care se poate dimensiona astfel încât forma tensiunii de încărcare să fie de tip periodic amortizat sau aperiodic, după modelul de la tiristoare şi diode, micşorând atât mărimea supratensiunii cât şi gradientul acesteia. Modificarea supratensiunii cu un circuit corect proiectat este prezentată în fig.1.65. Circuitul de protecţie se utilizează frecvent în cazul sarcinilor de tip inductiv.

1.6.4. COMANDA PE BAZĂ. ANTISATURAŢIA.

Comanda în circuitul de bază trebuie să îndeplinească condiţiile: • să asigure curenţi de bază pozitivi şi negativi, pentru realizarea regimurilor dinamice; • separarea galvanică între circuitul de comandă şi cel de tensiune mare, colector-emitor; • evitarea saturării adânci. Datorită factorului de amplificare în curent,β, mic, curentul de bază

βC

Bii = (1.86)

capătă valori apreciabile la tranzistoarele de curent mare, ceea ce face ca sistemul de comandă să conţină un amplificator de curent mare. Un circuit principial de comandă al bazei este prezentat în fig.1.66a. Separarea galvanică se face de obicei prin optocuplor la nivelul blocului de comandă. Tensiunea de ieşire UC are forma din graficul 1.66b. Pentru tensiune de comandă UC > 0 tranzistorul T1 intră în conducţie asigurând curentul de bază pozitiv, în timp ce pentru UC < 0 se deschide T2,

Fig.1.64 Circuit de protecţie la supratensiuni.

Fig.1.66 Circuit tipic pentru comanda bazei.

Fig.1.65 Reducerea supratensiunii.

ELECTRONICA DE PUTERE 41permiţând extragerea sarcinii stocate în bază prin iB < 0. În fig.1.66a grupul Rb, LB se prevede pentru ca scăderea curentului iB să fie sincronă cu variaţia lui iC în scopul evitării aşa numitului fenomen de coadă. În prezent sunt realizate circuite integrate specializate pentru comanda pe bază în care sunt incluse şi alte funcţiuni. Efectele negative ale funcţionării în saturaţie au fost prezentate anterior. Mecanismul intrării în saturaţie adâncă este determinat fie de variaţia curentului de bază, fie a curentului de colector. Astfel în fig.1.67 se consideră punctul de funcţionare A în zona de cvasisaturaţie, la un curent de bază iB1. Considerându-se curentul de colector constant, la valoarea iCA, modificarea curentului de bază la valoarea iB2 > iB1 conduce la transferarea punctului de funcţionare din A în B şi la intrarea în saturaţie adâncă. Această situaţie este însă puţin probabilă ca urmare a modului de realizare a schemei de comandă. Situaţia prezentată în fig.1.68 este însă foarte probabilă întrucât curentul de sarcină se poate modifica în limite largi. Se consideră de asemenea o funcţionare în cvasisaturaţie, în punctul A. Dacă curentul de colector se modifică la valoarea

CACB ii < , (1.87)

iar curentul de bază iB1 se păstrează constant, punctul de funcţionare se deplasează în B, în saturaţie adâncă. Soluţia evitării saturaţiei, în acest caz, constă în micşorarea curentului de bază la valoarea

12 BB ii < , respectiv aducerea punctului de funcţionare în B’. Saturaţia adâncă este caracterizată şi prin scăderea accentuată a tensiunii vCE, aceasta putând scădea sub nivelul tensiunii bază-emitor vBE, producând polarizarea directă a joncţiunii bază-colector cu o serie de efecte nedorite. Evitarea intrării în saturaţie adâncă se bazează pe controlul tensiunii vCE astfel încât în permanenţă

BECE vv ≥ . (1.88)

Circuitul antisaturaţie, fig.1.69, este realizat cu dioda antisaturaţie DAS şi diodele D1 şi D2 din baza tranzistorului. Considerând circuitul bază-emitor alimentat la tensiunea VB se pot scrie relaţiile

BEDB VVV += 1 (1.89)

şi

CEDB VVVAS+= . (1.90)

Din relaţiile (1.87) şi (1.88) rezultă

CEDBED VVVVAS+=+

1. (1.91)

Întrucât diodele DAS şi D1 sunt de acelaşi tip

BECE VV = (1.92)

Fig.1.67 Saturaţie provocată Fig.1.68 Saturaţie provocată de curentul de bază. de curentul de colector.

ELECTRONICA DEPUTERE SI ACTIONARI REGLABILE 42adică realizarea condiţiei de păstrare a tranzistorului în cvasisaturaţie. Din punct de vedere al funcţionării acestui circuit, la orice tendinţă de scădere a tensiunii VCE sub nivelul tensiunii VBE, dioda DAS se deschide, iar curentul de bază iB se divide în două componente, iB

’ prin circuitul de colector şi iB” prin circuitul

bază-emitor. În acest fel se produce micşorarea curentului efectiv de bază la valoarea

BB ii <" , (1.93)

readucând punctul de funcţionare în cvasisaturaţie.

1.6.5 FUNCŢIONAREA TRANZISTORULUI.

Parametrii nominali ai tranzistoarelor bipolare, în cea mai mare parte, au fost prezentaţi prin caracteristicile statice şi dinamice. Suplimentar, la fel ca la celelalte dispozitive semiconductoare prezentate anterior, mai sunt specificate: • rezistenţele termice Rthjc, RthCR şi eventual RthRA; • curentul nominal IC, reprezentând curentul continuu suportat de tranzistor un timp îndelungat,

fără depăşirea regimului termic admisibil; • curentul maxim ICM, reprezentând curentul maxim admis de tranzistor în regim de impuls; • arii de funcţionare sigură. Problemele principale privind funcţionarea în conducţie constau în: • stabilirea punctului de funcţionare; • calculul regimului termic; • protecţia la curenţi de scurtcircuit. Alegerea punctului de funcţionare constă în determinarea perechii VCEON, IC şi, în funcţie de aceasta, perechea VBE, iB corespunzătoare, fig.1.70.Alegerea se face în planul caracteristicilor statice în funcţie de dreapta de sarcină 1, care se trasează prin perechile de puncte la mersul în gol, iC = 0 şi V0 = Vd, respectiv în scurtcircuit, VCE = 0 şi IC = Vd /R. Intersecţia cu una din caracteristicile statice, a cărui punct de funcţionare F, corespunde necesităţilor de curent de colector iCF solicitate de sarcină şi regimului de funcţionare în cvasisaturaţie, furnizează curentul de bază necesar iBF . Din caracteristica iB = f(vBE) se determina tensiunea bază-emitor necesară

dimensionării circuitului de comandă. Mai trebuiesc îndeplinite două condiţii. Prima se referă la efectuarea alegerii de mai sus în condiţii de temperatură a joncţiunii prestabilite, de obicei la niveluri apropiate de temperatura maximă a θjM.A doua condiţie se referă la încadrarea punctului

Fig.1.69 Circuit antisaturaţie.

Fig.1.70 Alegerea punctului de Fig.1.71 Aria de operare sigură. funcţionare.

ELECTRONICA DE PUTERE 43de funcţionare în interiorul ariei de operare sigură, SOA (safety operating area).Aria de operare sigură, SOA, fig.1.71, delimitează o suprafaţă în interiorul căreia este garantată funcţionarea tranzistorului fără deteriorări de orice natură. Aria de operare sigură pentru funcţionare în c.c. are limitele: • curba 1, pentru tensiuni vCE mici, limitare la curentul maxim IC; • curba 2, pentru tensiuni vCE mai mari, limitare la putere disipată în tranzistor

CECT vip = ; (1.94)

• curba 3, limitare mai accentuată, pentru evitarea celei de a doua străpungeri; • curba 4, limitare la tensiuni vCE mai mici decât VCESUS . Pentru funcţionarea intermitentă, în regim de impuls, aria de operare sigură se extinde pentru valori mai mari ale curentului. Astfel curentul în regim de impuls poate atinge o valoare mai mare, ICM, iar limitările de putere sunt cu atât mai sus cu cât durata impulsului este mai mică. De exemplu notaţiile din desen sunt pentru: a=10msec; b=1msec; c=100μsec.

1.6.6 PROTECŢIA LA SUPRASARCINĂ.

Un tranzistor poate suporta, în anumite condiţii, un curent de vârf

,CMC Ii >> (1.95)

însă pentru un interval de timp limitat

sec20...10 μ≤t , (1.96)

Acest lucru face imposibilă protecţia cu siguranţe fuzibile ultrarapide al căror timp de lucru este mult mai mare. Protecţia la suprasarcini utilizează proprietatea tranzistorului de a se bloca într-un timp tOFF de ordinul μsec. Pentru a se realiza protecţia sunt necesare: sesizarea curentului de suprasarcină şi elaborarea comenzii de inhibare a conducţiei. O schemă de protecţie simplificată, bazată pe supravegherea tensiunii vCE, este prezentată în fig.1.72. Astfel la creşterea

curentului, ca urmare a unui defect pe sarcină, se petrec două evenimente: • punctul de funcţionare, fig.1.68, se deplasează din A spre

valori mai mari de curent, dar pe aceeaşi caracteristică întrucât iB nu se modifică, tranzistorul trecând din cvasisaturaţie în regiunea activă, curentul fiind, pentru început, limitat chiar de caracteristica iC = f(vCE);

• în al doilea rând creşte tensiunea vCE, ca urmare a trecerii funcţionării în regiunea activă, creştere care este folosită pentru activarea protecţiei.

În stare normală tensiunea în punctul P, fig.1.72, va polariza direct dioda Dp, tensiunea vCE fiind mai mică. La creşterea tensiunii vCE, ca urmare a suprasarcinii, tensiunea în punctul P creşte. Această tensiune se aplică ca o intrare în blocul de

comandă, unde se compară o mărime prestabilită, corespunzătoare curentului IC de defect maxim admis. În urma comparaţiei blocul de comandă generează semnalul de înhibare a conducţiei, de obicei cu o temporizare prestabilită, care să evite lucrul protecţiei la variaţii ale curentului de colector iC, cauzate de regimurile tranzitorii.

Fig. 1.72. Protecţia la suprasarcină.

ELECTRONICA DEPUTERE SI ACTIONARI REGLABILE 441.6.7. REGIMUL TERMIC.

Regimul termic al tranzistorului se calculează, în cazurile staţionar şi dinamic, după aceeaşi metodologie de la diode sau tiristoare. Singurele diferenţe constau în aprecierea pierderilor de putere în joncţiuni în funcţie de tipul de regim de funcţionare şi prezenţa sau absenţa circuitelor de protecţie la intrarea sau ieşirea din conducţie. Finalizarea calculului se face fie prin determinarea temperaturii joncţiunii θj şi încadrarea ei în

jMj θθ ≤ , (1.97)

fie prin calculul radiatorului care să conducă la îndeplinirea condiţiei (1.74).

1.6.8. MONTAJE DARLINGTON

Tranzistoarele bipolare, ca urmare a factorului de amplificare în curent mic, necesită curenţi apreciabili pentru comandă. O soluţie des practicată în prezent este montajul de tip Darlington, fig.1.73, constituit din două tranzistoare T1 şi T2. Principalul avantaj constă în creşterea factorului de amplificare în curent după relaţia

2121 βββββ ++= , (1.98)

unde β1 şi β2 sunt factorii de amplificare în curent pentru cele două tranzistoare. Considerând

1021 == ββ , (1.99)

rezultă un β = 120, care în fapt înseamnă micşorarea de 12 ori a curentului de bază necesar, faţă de cazul utilizării unui singur tranzistor de capacitate similară cu T2.Montajul introduce şi unele neplăceri, mai ales la ieşirea din conducţie. Tranzistorul T1 lucrează de obicei saturat iar T2 în cvasisaturaţie. La ieşirea din conducţie, curentul de bază aferent tranzistorului T1 poate inversa de sens, extragerea sarcinilor stocate din baza acestuia având loc ca la un tranzistor obişnuit.

Tranzistorul T2 începe să se blocheze abia după ieşirea din conducţie a lui T1, iar curentul lui de bază nu poate inversa de sens, ceea ce face ca timpul lui de stocare să fie mult mai mare. Rămânând în conducţie numai T2, acesta va prelua întregul curent de sarcină, supraîncărcându-se .Evitarea acestui inconvenient se atinge prin introducerea diodei de de stocare DDS , fig.1.73 , care, după evacuarea sarcinii stocate din T1, permite o situaţie similară şi pentru tranzistorul T2 permiţând un curent negativ de bază pe T1. În prezent se realizează aşa numitele Darlington monolitice care au înglobate în aceeaşi capsulă toate elementele unei corecte funcţionări. Pentru exemplificare, în fig.1.74, este prezentat un astfel de tranzistor, având trei etaje. În capsulă sunt incluse rezistoarele R de echilibrare şi diodele de stocare DDS, capsula având numai cei trei

Fig.1.73 Montaj Darlington. Fig.1.74 Darlington monolitic.

ELECTRONICA DE PUTERE 45electrozi consacraţi, C,B,E. În prezent tranzistoarele de mare putere sunt realizate numai în montaje de tip Darlington monolitic. Per ansamblu un montaj de acest fel este luat în consideraţie ca un tranzistor simplu, comportarea lui fiind în fapt cea a unui tranzistor bipolar obişnuit, mai puţin curentul de bază, care este sensibil mai mic.

1.7 TRANZISTORUL MOSFET DE PUTERE.

Din multitudinea tranzistoarelor utilizând tehnologia MOS (metal-oxid-semiconductor) şi efectul de câmp (FET), în electronica de putere se utilizează cele cu canal indus. Faţă de semiconductoarele de putere prezentate anterior tranzistorul MOSFET cu canal indus se caracterizează prin două diferenţe esenţiale: • crearea canalului de conducţie prin câmp electric, deci printr-o comandă în tensiune de putere

redusă; • asigurarea conducţiei în canal prin purtători de tip minoritar. Exemplificarea acestor diferenţe este prezentată prin structura simplificată din fig.1.75. Structura este formată din corpul p, cu o dopare de 1017/cm3, în care se realizează două incluziuni n1

+ şi n2+,

înalt dopate, 1019/cm3, numite dren (D) şi sursă (S).Al treilea electrod, poarta G, este conectat la corpul p printr-un strat izolant de oxid de siliciu (SiO2). Dacă se polarizează pozitiv poarta G în raport cu sursa S, în corpul p se creează un câmp electric pozitiv, care va atrage în zona porţii purtători minoritari din p, electronii. Densitatea de purtători atraşi va depinde evident de intensitatea câmpului electric creat. Sarcina realizată în acest mod formează aşa numitul canal ”n” indus. Dacă, în continuare, se polarizează pozitiv drenul D în raport cu sursa S, electronii din

stratul n2+ vor fi împinşi din stratul n2

+ şi atraşi de stratul n1+, formând un curent electric, care se

închide prin canalul realizat în corp. Densitatea electronilor din canalul indus, fiind controlată de intensitatea câmpului electric produs de poartă, determină conductivitatea canalului, deci intensitatea curentului electric care se închide, în sens tehnic, de la dren la sursă. Având în vedere cele prezentate mai sus rezultă deosebirile funcţionale: • cădere mai mare de tensiune dren-sursă, ca urmare a densităţii reduse a purtătorilor de sarcină

din canal; • un timp de ieşire din conducţie, tOFF , redus; • comanda pe poartă în tensiune.

1.7.1 STRUCTURĂ. POLARIZARE

O structură reală a unui MOSFET de putere cu canal indus n este prezentată în fig. 1.76. Faţă de structura de principiu din fig.1.75, apar unele diferenţe: • prezenţa stratului sărac, n-, cu o dopare de 1014 – 1015/cm3; • realizarea întreţesută a ansamblului corp-sursă, respectiv poartă-sursă, în scopul asigurării

unei cât mai bune pătrunderi a câmpului electric în corp; • realizarea de structuri de felul celei din fig.1.76, cu secţiune transversală redusă şi conectarea,

în acelaşi cip şi pentru curenţi mari, a mai multor asemenea structuri în paralel, prin intermediul metalizărilor.

Structura de tip cu canal indus ”p”, care se realizează mai rar, are aceeaşi construcţie, fiind inversate doar tipurile straturilor, structura între dren şi sursă fiind p1

+ p-, n, p2+ .

Fig.1.75 Principiu de realizare a unui MOSFET cu canal indus n.

SiO2

ELECTRONICA DE PUTERE 47 Structura complicată a tranzistorului MOSFET de putere introduce o serie de efecte parazite. Cele mai notabile sunt capacităţile parazite din joncţiuni, fig.1.76 : • capacitatea dren-sursă, CDS; • capacitatea poartă-sursă, CGS; • capacitatea poartă-dren CGD . De asemenea ansamblu n- p n2

+ formează un tranzistor bipolar pnp parazit, iar pn- o diodă parazită, care au influenţe în regimurile de funcţionare ale tranzistorului. În fig.1.77 sunt prezentate simbolurile uzuale pentru tranzistor cu canal n şi cu canal p. Polarizarea directă a tranzistorului înseamnă, pentru tranzistorul cu canal n, polaritatea plus pe dren. Joncţiunea polarizată

invers este J1, n- p, tensiunea depinzând de grosimea stratului n-. Se realizează în mod obişnuit tranzistoare cu tensiuni până la 1000V. Polarizarea inversă, minus pe dren, va fi susţinută de joncţiunea J2 , n2

+ p, fiind de ordinul a 10 … 20V. Concluzia constă în aceea că tranzistorul MOSFET poate lucra numai cu alimentare în c.c. şi polarizare directă. Tranzistoarele cu canal p au o funcţionare identică, polarizările fiind de sens opus în raport cu cele de la tranzistorul cu canal n.


Se consideră tranzistorul cu canal n indus din fig. 1.78. Caracteristicile statice, fig.1.79, se analizează împreună cu caracteristica de transfer, fig. 1.80.La nivelul caracteristicii de transfer se constată că pentru

GSPGS VV < (1.100)

unde VGSP se numeşte tensiune de prag, curentul de dren, iD , este nul. Peste această valoare iD este practic proporţional cu tensiunea poartă-sursă. În fig.1.80 caracteristica reală este prezentată cu linie întreruptă (2), iar cea idealizată cu linie plină (1). Tensiunea VGSP este de ordinul volţilor. Familia de caracteristici statice este concretizată prin mai multe zone:

Fig.1.78 Schema de Fig.1.79 Caracteristica Fig.1.80 Caracteristica funcţionare. statică. de transfer.

Fig.1.76 Structura unui MOSFET cu canal n indus.

ELECTRONICA DE PUTERE SI ACTIONARI REGLABILE 48• Dreapta VBDDS, limitând tensiunea maximă admisă în sens direct. Depăşirea acestei tensiuni

produce creşterea curentului iD şi distrugerea, prin multiplicarea în avalanşă a purtătorilor de sarcină, a joncţiunii dren-corp. Fenomenul este asemănător primei străpungeri de la tranzistorul bipolar.

• Zona activă, caracterizată prin curenţi de dren constanţi şi tensiuni dren-sursă variabile. Curentul de dren este puternic dependent de tensiunea poartă-sursă. În fig.1.79 tensiunile poartă-sursă sunt în raportul

GSPGSGSGSGS VVVVV >>>> 1234 (1.101)

De asemenea în această zonă sunt valabile relaţiile pentru tensiunea dren-sursă

GSPGSDS Vvv −> , (1.102)

iar pentru curentul de dren

[ ]2GSPGSD VVki −= , (1.103)

unde k este o constantă a tranzistorului. • Zona ohmică, caracterizată prin tensiuni dren-sursă mici, unde există relaţia

GSPGSDS Vvv −< . (1.104)

În această zonă curentul de dren este dat de

2DSD vki = . (1.105)

Separaţia dintre cele două zone, dreapta 1, este caracterizată prin

GSPGSDS Vvv −= . (1.106)

Din punct de vedere al electronicii de putere, unde tranzistorul este utilizat în regim de comutaţie, starea de blocare se obţine prin

0=GSv , (1.107)

iar cea de conducţie prin puncte de funcţionare unde vDS este minim, iar iD maxim. Acest compromis se poate obţine pe curba 1, de separaţie între cele două zone, activă şi ohmică. Tensiunile vDS, realizabile în condiţiile de mai sus, sunt sensibil mai mari ca la tranzistorul bipolar, luând valori între 1,5 … 3V. Zona ohmică nu trebuie confundată cu zona de saturaţie de la tranzistorul bipolar, fenomenul saturaţiei neexistând la tranzistorul MOSFET.


Pentru analiza caracteristicilor dinamice se consideră tranzistorul introdus în schema din fig.1.81, unde sarcina, de tip R+L, este asimilată unui generator de curent constant. Alimentarea circuitului de poartă se face prin aşa numitul driver de poartă, DG. În figură s-au figurat capacităţile parazite CGD şi CGS, care joacă un rol important în realizarea comutaţiei tranzistorului. Se presupune că driverul de poartă DG poate furniza un semnal treaptă, EG, fig.1.82. Acest semnal nu este identic cu tensiunea vGS ca urmare a prezenţei condensatoarelor parazite CGD şi CGS , care încep un proces de încărcare. În acest fel, deşi s-a aplicat la intrare un semnal treaptă, tensiunea vGS are o creştere exponenţială cu o constantă de timp determinată de rezistenţa RG din circuitul de poartă şi cele două condensatoare parazite. Primul interval din procesul de intrare în conducţie, fig.1.82, se numeşte timp de întârziere, td , fiind generat de faptul că

ELECTRONICA DE PUTERE 49 GSPGS Vv < , (1.108)

interval în care

0=Di (1.109)

şi

dDS Vv = . (1.110)

După td, tensiunea poartă-sursă devine mai mare ca VGSP şi curentul de dren începe să crească cu un gradient did/dt determinat de sarcina R, L. Intervalul de timp în care curentul creşte la valoarea de regim staţionar I0 se numeşte timp de creştere a curentului tri. Pe intervalul

1fvt începe scăderea tensiunii-dren sursă, ca urmare a faptului că tranzistorul se găseşte în zona activă. Micşorarea tensiunii vDS este mai accentuată ca urmare a deschiderii, pentru timp scurt la sfârşitul intervalului tri, a diodei de regim liber n. Mai mult, urmează blocarea conducţiei acestei diode, evidenţiată prin curentul IRRM, care se suprapune peste curentul de dren. Pe următorul interval,

2fvt , tensiunea dren-sursă scade mai lent ca urmare a trecerii tranzistorului în zona ohmică, în final atingându-se valoarea de regim staţionar VDSON. Pe intervalele

1fvt +2fvt , practic încărcarea

condensatoarelor încetează ca urmare a modificării capacităţii CGD ,variabilă in raport de tensiunea VDS .La sfârşitul intervalului

2fvt reîncepe încărcarea condensatoarelor parazite, până la atingerea stării finale. Timpul de intrare în conducţie este dat de

21 fvfvridON ttttt +++= (1.111)

având valori de ordinul zecilor de nanosecunde, cel mult sute de nanosecunde, permiţând funcţionarea acestuia la frecvenţe de ordinul sutelor de kHz. În privinţa pierderilor de putere acestea sunt importante pe intervalul de comutaţie propriu-zis,

21 fvfvriC tttt ++= , (1.112)

ca urmare a frecvenţei mari de lucru, şi provoacă un regim termic important. Ca urmare în cadrul regimului termic al tranzistorului acestea se iau în calcul, furnizorii oferind energia de pierderi pentru o comutaţie, EJC , puterea calculându-se cu

fEP JCC ⋅= , (1.113)

Fig. 1.81 Circuit pentru analiza regimurilor dinamice.

Fig.1.82 Intrarea în conducţie.

ELECTRONICA DE PUTERE SI ACTIONARI REGLABILE 50unde f este frecvenţa de comutaţie.

1.7.4 IEŞIREA DIN CONDUCŢIE.

Pentru a se obţine blocarea conducţiei trebuie ca tensiunea poartă-sursă să fie

GSPGS Vv < , (1.114)

o valoarea normală fiind

0=GSv , (1.115)

care se poate realiza prin descărcarea condensatoarelor parazite CGD ş i CGS . Procesul de ieşire

din conducţie este unul invers celui de intrare în conducţie fiind prezentat în fig.1.83.

Timpul de ieşire din conducţie tOFF este de acelaşi ordin de mărime ca ton. Supratensiuni pot apare, ca urmare a sarcinii inductive, la modificarea gradientului de curent la începutul intervalului tfi, în acelaşi mod ca la BJT.


Circuitele de comandă pe poartă trebuie să realizeze următoarele condiţii: • asigurarea unei tensiuni vGS > VGSP pentru intrarea în conducţie; • anularea tensiunii vGS pentru ieşirea din conducţie; • separarea galvanică între circuitul de comandă şi cel de putere. În fig.1.84 este prezentat un circuit tipic de comandă pe poartă. Comanda este produsă de generatorul G, care furnizează la ieşire un semnal logic. Prin optocuplorul T3 se realizează separarea galvanică. La semnal logic 1 în colectorul lui T3, tranzistorul MOSFET T1 este în conducţie, asigurând prin RG comanda de intrare în conducţie a lui TP. Prin inversorul U tiristorul T2 este blocat, având pe poartă semnal nul. La inversarea comenzii, T1 se va bloca, iar T2 intră în conducţie asigurând descărcarea condensatoarelor parazite. Uneori, pentru micşorarea lui tOFF, se practică polarizarea negativă a tranzistorului T2, pentru a mări curentul de descărcare. La fel ca la tranzistoarele bipolare se fabrică drivere integrate de poartă care cuprind şi funcţii suplimentare ca protecţii la supracurenţi, supratemperatură ş.a.

Fig.1.83 Ieşirea din conducţie.

ELECTRONICA DE PUTERE 51

1.7.6 FUNCŢIONAREA ÎN CONDUCŢIE.

Dimensionarea tranzistoarelor MOSFET se face în tensiune şi curent, în acelaşi mod ca la celelalte dispozitive semiconductoare de putere. Curentul nominal al tranzistorului iD se alege în funcţie de curentul solicitat de convertor , regimul de funcţionare, continuu sau intermitent, şi temperatura de funcţionare estimată. La fel ca la tranzistorul bipolar, esenţială este încadrarea punctului de funcţionare în aria de operare sigură, SOA, fig.1.85. Această arie conţine trei limitări: • la tensiunea maximă în sens direct, VBDDS; • la curent maxim, în c.c., iD, iar în regim de impuls, IDM

; • la putere maximă disipată în tranzistor, curbele

înclinate. Pentru alegerea curentului nominal se utilizează caracteristicile statice, în general pentru temperatura maximă de utilizare, urmărind încadrarea lor în SOA. Esenţial este însă calculul regimului termic după acelaşi model ca la diode sau tiristoare, luându-se în calcul atât puterea disipată în regim staţionar cât şi în comutaţie, componente furnizate de producători. În general pierderile în conducţie se calculează cu

dDSONJ IVp = , (1.116)

unde VDSON se determină din caracteristica statică pe care funcţionează tranzistorul. Având în vedere că VDSON este mai mare decât la tranzistoare bipolare, pierderile de putere sunt sensibil mai mari şi cresc cu creşterea temperaturii joncţiunilor. De asemenea pierderile în comutaţie sunt dependente de rezistenţa de poartă RG, producătorii indicând rezistenţe standard de utilizat.

1.7.7 CIRCUITE DE PROTECŢIE.

Pentru tranzistoare MOSFET sunt necesare mai multe circuite de protecţie. O primă protecţie se referă la circuitul poartă-sursă. Supratensiunile poartă-sursă pot produce străpungerea stratului de oxid de siliciu. În general tensiunile maxime poartă-sursă admise sunt până la 25 … 30V. Supratensiunile pot proveni din circuitul de comandă pe poartă, sursa EC, acestea putând fi uşor controlate, utilizând o sursă stabilizată. Supratensiunile mai pot proveni din circuitul dren-sursă, în special la comutări. În unele scheme de comandă, aceste supratensiuni se anihilează prin prevederea în paralel cu tranzistoarele T1 şi T2, fig.1.85, a unor diode antiparalel. La apariţia pe poartă a unor supratensiuni mai mari ca EC, indiferent de polaritate, una din aceste diode se

Fig.1.84 Comanda pe poartă.

Fig.1.85 Aria de operare sigură.

ELECTRONICA DE PUTERE SI ACTIONARI REGLABILE 52deschide şi limitează mărimea supratensiunii la valori admise. Dificultăţi produc şi subtensiunile din circuitul poartă-sursă. Micşorarea accidentală a tensiunii poartă-sursă produce micşorarea conductivităţii canalului, iar ca urmare a tendinţei curentului iD de a rămâne constant, cresc sensibil pierderile de putere, înrăutăţind regimul termic. Protecţia se realizează prin circuite specializate de supraveghere a mărimii acestei tensiuni, incluse în driverul de poartă. Protecţia la supratensiuni dren-sursă se realizează cu circuite RC asemănătoare cu cele de la tiristoare, sau circuite R,C şi diode ca la tranzistoarele bipolare, calculul făcându-se similar, fig.1.86.Rezistenţa R a circuitului are în vedere limitarea curentului de descărcare a condensatorului. In fig.1.86a descărcarea condensatorului C se face prin tranzistor, astfel încât limitarea curentului este strict necesară. Pentru circuitul din fig.1.86b, prezenţa diodei n împiedică descărcarea condensatorului prin tranzistor. Protecţia la supracurenţi foloseşte proprietatea tranzistorului de a se bloca, într-un timp scurt, prin comanda pe poartă. Se utilizează în principal două soluţii. Prima soluţie are în vedere măsurarea curentului

de dren, printr-un senzor adecvat, compararea acesteia cu o referinţă şi elaborarea comenzii de blocare a conducţiei. A doua soluţie, de dată mai recentă, se bazează pe tranzistoarele MOSFET cu senzor de curent inclus, fig.1.87.Câteva din celule constitutive ale MOSFET-ului sunt conectate la doi electrozi speciali, suplimentari faţă de cei clasici, K-electrod Kelvin şi CS-sursă de curent. Tensiunea culeasă la ieşire furnizează informaţii în timp real despre valoarea supracurentului. Mai departe semnalul este prelucrat la fel ca în cazul anterior. Acest ultim tip de protecţie are câteva caracteristici foarte avantajoase: • exclude senzorul de curent exterior şi constantele de timp aferente; • asigură o protecţie distribuită şi individuală, pentru fiecare tranzistor al convertorului.

1.7.8 TRANZISTOARE IN PARALEL.

Întrucât tranzistoarele MOSFET se fabrică pentru curenţi relativ mici, 100 … 200A, în cazul convertoarelor de putere mare este necesară conectarea acestora în paralel, după schema din fig.8.16.Problema principală constă în egalizarea curenţilor după

20

21

Iii DD == . (1.117)

Între caracteristicile de transfer ale celor două tranzistoare pot să apară diferenţe care să conducă la o încărcare inegală, ca în fig.1.89. Tranzistorul T1, mai încărcat ,se va încălzi mai mult decât T2. Caracteristica de transfer, cu creşterea temperaturii se modifică în poziţia 1’, conducând la un curent

Fig.1.86 Circuite de protecţie Fig.1.87 MOSFET cu senzor la supratensiuni. de curent.


11

'DD ii < , (1.118)

realizându-se în fapt o reacţie negativă având ca sens echilibrarea curenţilor. Ca urmare nu se iau măsuri speciale de echilibrare. Datorită vitezei mari de comutaţie pot să apară oscilaţii de curent, ca urmare a unor oscilaţii între comenzile celor două tranzistoare. Evitarea acestor oscilaţii se realizează prin decuplarea comenzii pe poartă prin rezistenţe separate, RG, ca în fig.1.88.

1.7.9 ALTE CONSIDERAŢII.

Aşa cum s-a menţionat mai sus tranzistorul MOSFET, ca urmare a structurii conţine un tranzistor bipolar şi o diodă parazite. Tranzistorul bipolar parazit, de tip npn, este format de straturile n- p n2

+, baza tranzistorului fiind formată din corpul p, iar emitorul din sursa n2

+ . Factorul de amplificare în curent, β, a acestui tranzistor este suficient de mare ca urmare a configuraţiei corpului. Intrarea în conducţie a acestui tranzistor, produce următoarele efecte: • micşorarea substanţială a tensiunii VBDDS, ca urmare a creşterii densităţii de purtători de

sarcină din stratul n- ; • la tensiuni mari poartă-dren, tranzistorul parazit fiind în conducţie, poate intra în saturaţie,

preluând curentul dren-sursă, blocarea lui nefiind posibilă întrucât corpul p nu este accesibil pentru evacuarea sarcinii stocate.

Dioda parazită este formată din straturile p n-n+, având deci catodul comun cu drenul. Funcţional ea se comportă ca o diodă antiparalel cu tranzistorul ,putând intra în conducţie atunci când sarcina, ca urmare a structurii convertorului, inversează sensul curentului. În felul acesta se pierde capacitatea de blocare a MOSFET-ului, conducând la distrugerea tranzistorului. Anularea efectelor produse de tranzistorul bipolar parazit se realizează constructiv prin menţinerea bazei acestuia la potenţialul sursei. Concret acest lucru se realizează, fig. 1.76, prin extinderea metalizării sursei în zona corpului p. Anularea efectelor diodei parazite, efecte ce pot apare în unele scheme de convertoare, de exemplu în punte, se realizează prin plasarea diodelor n1, respectiv n, fig. 1.90. Plasarea numai a diodei n1 asigură o cale de închidere a curentului de sens invers, fiind în fapt o diodă de regim liber. Soluţia radicală constă în plasarea diodei n, care nu va permite amorsarea, în nici o situaţie, a diodei parazite.

Fig.1.90 Anularea efectului diodei parazite.

Fig.1.88 Tranzistoare în paralel. Fig.1.89 Încărcarea tranzistoarelor în paralel.

1.8 TRANZISTORUL BIPOLAR CU POARTĂ IZOLATĂ (IGBT).

Tranzistoarele bipolare şi MOSFET au, fiecare în parte, o serie de performanţe foarte avantajoase pentru aplicaţii, dar şi unele dezavantaje care limitează dimensiunea aplicaţiei. Astfel tranzistorul bipolar în raport are avantajele: • capacitate mai mare în curent şi tensiune; • cădere mică de tensiune in conducţie, VCEON. Pe de altă parte dezavantajele mai importante sunt: • timpi relativ mari de comutaţie; • curent şi putere de comandă mare; • prezenţa saturaţiei; • pericolul de distrugere prin cea de a doua străpungere. Tranzistorul MOSFET este avantajos din motivele: • timpi mici de comutaţie; • comandă în tensiune; • inexistenţa saturaţiei şi a celei de a doua străpungeri ; • capacitate relativ mică în tensiune şi curent. Îmbinarea avantajelor celor două tipuri de tiristoare s-a regăsit într-un nou dispozitiv semiconductor de putere numit tranzistor bipolar cu poartă izolată – IGBT.

1.8.1 STRUCTURĂ. POLARIZARE

O structură verticală printr-un IGBT cu canal n este prezentată în fig.1.91, iar în fig.1.92 simbolizarea acestuia. Straturile unui tranzistor IGBT sunt: • stratul colectorului de tip p+, înalt dopat, 1019/cm3; • stratul de sărăcire de tip n-, slab dopat, 1014/cm3; • corpul p, mediu dopat, 1017/cm3; • stratul emitorului n2

+, înalt dopat, 1019/cm3. Suplimentar la unele tranzistoare se mai găseşte şi stratul tampon n1

+, înalt dopat 1019/cm3 . Dacă tranzistorul nu are stratul tampon se numeşte IGBT simetric, în caz contrar

Fig.1.91 Structură. Fig.1.92 Simbolul IGBT-ului cu canal n.

ELECTRONICA DE PUTERE 55asimetric. Emitorul tranzistorului se conectează la stratul n2

+ prin intermediul metalizării 1, din aluminiu. Metalizarea porţii G este separată de corpul p prin stratul de oxid de siliciu, 2. Pentru analiza polarizării se consideră poarta izolată. Polarizarea directă constă în aplicarea polarităţii plus pe colectorul C al tranzistorului. Este polarizată invers doar joncţiunea J2, bariera de potenţial extinzându-se în toată grosimea stratului n-, IGBT-ul putând susţine tensiuni de până la 1500 … 2500V. În cazul polarizării inverse, minusul pe colector, există diferenţe între tranzistorul simetric şi asimetric. Astfel pentru tranzistorul asimetric, fig.1.91, sunt polarizate invers joncţiunile J1 şi J3. Fiind joncţiuni de tip n+ p, respectiv n+p+, barierele de potenţial sunt reduse, iar capacitatea în tensiune inversă de ordinul zecilor de volţi. În cazul tranzistorului simetric, lipsind stratul n1

+, joncţiunea J1 este formată din straturile n- p+, bariera de potenţial fiind de acelaşi ordin de mărime ca la polarizarea directă. Aşadar tranzistorul simetric poate funcţiona alimentat atât în c.c. cât şi în c.a., în timp ce tranzistorul asimetric poate funcţiona alimentat numai alimentat cu tensiune continuă şi polarizare directă. Se realizează foarte rar IGBT-uri cu canal de tip p, structura fiind asemănătoare, tipul straturilor şi polarizarea inversate.

1.8.2 FUNCŢIONARE. CARACTERISTICA STATICĂ.

Stare de conducţie a unui IGBT se realizează dacă este polarizat ca în fig.1.93. Producători de IGBT-uri furnizează mai multe tipuri de scheme echivalente funcţionale, care permit descrierea conducţiei în tranzistor. O astfel de schemă echivalentă simplificată este prezentată în fig.1.94, unde IGBT-ul este înlocuit printr-un tranzistor MOSFET cu canal n şi un tranzistor bipolar pnp. Rezistorul Rn

-1 materializează rezistenţa stratului n-. Tranzistorul MOSFET reprezintă partea de comandă a IGBT-ului care este similară cu cea a tranzistorului MOSFET, în sensul că în corpul p se creează, prin câmp electric, canalul de tip n. Prin acest canal electronii injectaţi din sursă, polarizată negativ, se regăsesc în dren, iar prin stratul n- în baza tranzistorului pnp, comandând intrarea rapidă în conducţie a acestuia. Blocarea tranzistorului pnp se face prin blocarea conducţiei MOSFET-ului. În felul acesta se realizează comanda în tensiune, deci de putere mică, şi timpi de comutaţie reduşi. Se evită de asemenea fenomenul saturaţiei, comanda pe poartă IGBT-ului fiind în câmp electric. Pe de altă parte prezenţa între colector şi emitor a tranzistorului pnp asigură o cădere de tensiune VCEON comparabilă cu cea de la tranzistoarele bipolare. Caracteristicile statice, ic=f(VCE), au forma din fig.1.95 şi se analizează împreună cu caracteristica de transfer ic = f(VGE) din fig.1.96. În familia de caracteristici statice se definesc zonele:

• dreapta VCESUS, care limitează tensiunea maxim admisă în sens direct, la valori mai mari decât VCESUS apărând fenomenul primei străpungeri, cu aceleaşi caracteristici ca la tranzistoarele bipolare;

• zona activă, cu aceleaşi proprietăţi ca la MOSFET;

Fig.1.93 Schema de funcţionare. Fig.1.94 Schema echivalentă.

ELECTRONICA DE PUTERE SI ACTIONARI REGLABILE 56• zona ohmică; • pentru tranzistoarele simetrice tensiunea VBR, de prăbuşire în sens invers. Caracteristica de transfer are exact aceleaşi proprietăţi ca la tranzistorul MOSFET.

Stabilirea punctului de funcţionare se face tot ca la tranzistorul MOSFET, în sensul îndeplinirii condiţiilor: • să asigure la curent maxim, tensiune VCEON minimă, punctul de funcţionare plasându-se pe

curba de separaţie între zonele activă şi ohmică; • punctul de funcţionare să se găsească în interiorul ariei de funcţionare sigură, SOA, de formă

asemănătoare cu cea de la MOSFET. Tensiunea VCEON, care caracterizează IGBT-ul, are valori între 1,9 … 2,9V. Calculul regimului termic urmează aceeaşi metodologie de la tranzistorului MOSFET.

1.8.3 AUTOAMORSAREA.

Structura IGBT-ului este practic de tipul pnpn, identică cu a unui tiristor obişnuit. Din acest motiv IGBT-ul este suspect de apariţia fenomenului de autoamorsare, după modelul de la tiristorul obişnuit. În mod normal curentul de colector se închide între stratul de colector p+ şi stratul de emitor n+ , traversând corpul p. Acest curent este desenat cu linie continuă în fig.1.97. Pentru a se evita efectele nedorite ce apar la MOSFET, metalizarea emitorului acoperă parţial corpul tranzistorului. Astfel poate să apară aşa numitul curent lateral, iL, desenat cu linie întreruptă, direct între colector şi emitor, fără traversarea stratului n2

+. Se pune astfel în evidenţă

Fig.1.95 Caracteristica statică. Fig.1.96Caracteristica de transfer.

Fig.1.97 Autoamorsarea. Fig.1.98 Schema echivalentă completă.

ELECTRONICA DE PUTERE 57tranzistorul, T2 , de tip npn, format din straturile n-pn2

+, care completează schema echivalentă simplificată din fig.1.94, după schema din fig.1.98. Acest tranzistor are între bază şi emitor rezistorul Rc, care corespunde rezistenţei corpului p. Închiderea curentului lateral, iL, prin corp produce căderea de tensiune uL, cu polaritatea plus pe bază, proporţională cu acest curent. Când curentul de colector este relativ mare curentul lateral iL capătă valori apreciabile. Tensiunea uL din baza tranzistorului T2 devine suficient de mare încât tranzistoarele T1 şi T2, a căror schemă este identică cu a tiristorului obişnuit, intră în procesul de autoamorsare. Efectele autoamorsării conduc la: • intrarea în saturaţie a celor două tranzistoare T1 şi T2 însoţită de o creştere accentuată a

curentului de colector şi distrugerea IGBT-ului; • imposibilitatea blocării conducţiei prin comandă pe poartă, aceasta fiind dezactivată prin

apariţia autoamorsării; • blocarea conducţiei se mai poate realiza numai prin anularea

curentului de colector, ca la tiristorul obişnuit. Evitarea acestui fenomen se realizează în două moduri. Pentru structuri de tipul celei din fig.1.97 trebuie menţinut curentul de colector

CMc Ii ≤ (1.119)

unde ICM este curentul maxim de colector admis de IGBT pentru care nu apare fenomenul autoamorsării. A doua variantă constă în modificarea constructivă prezentată în fig.1.99. Evitarea autoamorsării constă în micşorarea tensiunii uL prin reducerea rezistenţei corpului RC, în zona de închidere a curentului lateral. În acest sens corpul se realizează din două regiuni, p cu doparea de 1017/cm3 şi p+ cu dopare 1019/cm3. Pericolul apariţiei acestui fenomen este sporit în procesul de blocare, când ,ca urmare a curentului relativ mare şi a tensiunii colector-emitor în creştere, tensiunea uL scapă de sub control ,IGBT-ul rămânând în conducţie, deşi comanda pe poartă este activată.

1.8.4 CARACTERISTICI DINAMICE. CIRCUITE DE COMANDA PE POARTĂ.

Intrare şi ieşire din conducţie a IGBT-ului, având în vedere structura de comandă, este identică cu a MOSFET-ului, în sens că efectul capacităţilor parazite poartă-emitor, CGE, şi poartă-colector, CGC, intervin în procesul de comutaţie în acelaşi mod ca şi capacităţile CGD şi CGS. Diferenţele care apar constau în: • timpi mai mari de intrare în conducţie, tON, şi ieşire din conducţie tOFF, valorile fiind de

ordinul sutelor de nanosecunde; • la începutul ieşirii din conducţie, înaintea

începerii scăderii curentului de colector, apare un vârf destul de însemnat al acestui curent, cauzat de începerea recombinării golurilor din stratul de colector;

• la tranzistorul asimetric prezenţa stratului tampon n1

+, asigură o recombinare directă a golurilor din stratul de colector, reducând supracurentul şi micşorând substanţial timpul de blocare tOFF;

Fig.1.99 Structura pentru evitarea autoamorsării.

Fig.1.100 Circuit de comandă pe poartă.

ELECTRONICA DE PUTERE SI ACTIONARI REGLABILE 58• ca urmare a impedanţei mari de intrare a circuitului de poartă pot să apară oscilaţii ale

comenzii, motiv pentru care se introduc filtre pe semnalul de comandă, iar conexiunile circuitului de comandă se realizează cu lungime cât mai mică.

Un circuit tipic de comandă pe poartă, fig.1.100, este aproape identic cu cel de la MOSFET. Diferenţele constau în: • prezenţa filtrului RC pentru preîntâmpinarea oscilaţiilor comenzii; • polarizarea negativă la ieşirea din conducţie cu scopul de a reduce vârful de curent de la

începutul blocării. Nivelul polarizării negative este de maxim 5V, nivel la care reducerea vârfului de curent este substanţială. Peste această valoare vârful de curent nu se mai micşorează. Se menţionează că acest vârf de curent este suportat fără probleme de IGBT, reducerea lui fiind, cel mai adesea, solicitată de sarcină. Similitudinea comenzii IGBT-urilor şi MOSFET-urilor merge până la identitate, în sensul că se realizează drivere de poartă integrate cu utilizare pentru ambele tipuri de tranzistoare.

1.8.5 CIRCUITE DE PROTECŢIE.

Protecţiile necesare pentru un IGBT sunt aceleaşi de la MOSFET şi se realizează în acelaşi mod. In privinţa protecţiei la supracurent, se menţionează utilizarea numai a primei metode, ca urmare a faptului că nu se realizează IGBT-uri cu senzor de curent înglobat. O altă diferenţă constă în sensibilitatea IGBT-ului la gradient de tensiune dVCE/dt la ieşirea din

conducţie. Astfel dacă gradientul este prea mare poate să apară fenomenul de autoamorsare. Producătorii indică o arie de operare sigură la polarizarea inversă a porţii, RBSOA, fig 1.101, care limitează valorile curentului de colector iC, în funcţie de gradientul dvCE/dt, pentru vGE < 0. Oricum gradientul dvCE/dt admis este mult mai mare faţă de celelalte semiconductoare de putere. Micşorarea gradientului dvCE/dt se realizează, la fel ca la toate dispozitivele semiconductoare de putere, prin circuite RC în paralel colector-emitor, după modelul de la MOSFET. Având în vedere

capacitatea mare în curent a IGBT-urilor, uneori se utilizează doar o capacitate în paralel cu circuitul colector-emitor.

Fig.1.101 Aria de operare sigură RBSOA.

1.9 ALTE SEMICONDUCTOARE DE PUTERE.

1.9.1 DIODA CU AVALANŞĂ CONTROLATĂ.

Dioda obişnuită este sensibilă la supratensiuni inverse, deteriorându-se dacă tensiunea inversă este mai mare decât VBR Dioda cu avalanşă controlată, cu structura din fig.1.102, este realizată printr-o tehnologie care îi asigură o uniformitate geometrică şi chimică. Tensiunea inversă este reţinută de straturile n- p-, slab dopate. La solicitările în sens invers dioda cu avalanşă

controlată permite o putere de acelaşi nivel ca în sens direct, curentul fiind uniform distribuit în secţiunea transversală. Caracteristica în sens invers, inclusiv dependenţa acesteia la temperatură este prezentată în fig.1.103.Dioda poate suporta supratensiuni inverse nerepetitive, limitând valoarea supratensiunii, conform caracteristicilor din fig.1.103.Aceste diode sunt utilizate fie pentru redresare obişnuită, fie în circuitele de protecţie la supratensiuni. In acest ultim caz dioda se alege după

100−= RRMR VV (1.120)

unde VRRM este tensiunea inversă repetitivă maximă a dispozitivului protejat, iar VR tensiunea inversă de avalanşă a diodei de protecţie.

1.9.2 DIODA CU DUBLĂ AVALANŞĂ CONTROLATĂ.

Structura şi cele două simboluri ale acestei diode sunt prezentate în fig.1.104. Practic această diodă poate fi considerată ca fiind formată din două diode cu avalanşă controlată montate în opoziţie. Structura concretă a acestei diode este formată din stratul n, cu rezistenţă mare şi cele două straturi marginale p, de rezistenţă scăzută. Caracteristica statică, fig.1.105, este simetrică în cele două cadrane de funcţionare, pentru polarizare directă şi inversă. Este utilizată, din aceleaşi motive ca dioda cu avalanşă controlată, în circuitele de protecţie la supratensiuni ale dispozitivelor semiconductoare de putere.

1.9.3 TRIACUL.

Structura triacului, fig.1.106, indică faptul că acesta este practic compus din două tiristoare conectate antiparalel. Un tiristor, cu anodul la electrodul E1, este format din straturile p1 n2 p2 n3, iar al doilea, cu anodul la electrodul E2, din straturile p2 n2 p1 n1. Poarta G este plasată pe

Fig.1.102 Structura şi simbolul. Fig.1.103. Caracteristica inversă. diodei cu avalanşă controlată.


stratul special nG. Caracteristica statică, fig.1.107, este simetrică, pentru polarizarea directă şi inversă, indicând proprietatea triacului de a conduce în ambele direcţii, în funcţie de polaritatea aplicată la electrozii E1 şi E2. Astfel pentru funcţionarea în cadranul 1, se polarizează cu plus pe E1, iar pentru cadranul 3, cu plus pe E2. Forma caracteristicilor statice, asemănătoare cu a tiristorului obişnuit, indică prezenţa fenomenului de autoamorsare şi de automenţinere în conducţie, IL fiind curentul de amorsare, IH

curentul de menţinere, iar VBD şi VBR sunt tensiunile de prăbuşire în sens direct şi invers. Caracteristicile de comandă sunt de aceeaşi formă ca la tiristorul obişnuit, fiind însă, ca şi cele statice, simetrice, permiţând intrarea în conducţie atât pentru curenţi de poartă pozitivi, cât şi negativi. Funcţionarea triacului este asemănătoare cu a tiristorului obişnuit, triacul fiind mult mai sensibil la gradiente de tensiune dvT/dt şi având frecvenţa de lucru pentru amorsări alternative în ambele sensuri, destul de redusă, ca urmare a timpului necesar pentru recombinarea purtătorilor. Triacul este utilizat pentru puteri mici, în special în reţelele de c.a., pentru controlul tensiunii, respectiv puterii.

1.9.4 TIRISTORUL ASIMETRIC.

Cunoscut în literatura de specialitate sub abrevierea ASCR (Asymmetrical Silicon Controlled Rectifier), acest tiristor are structura şi simbolul din fig.1.108. Diferenţele constructive faţă de tiristorul obişnuit constau în: • prezenţa stratului suplimentar n1

+; • lungimea stratului n- mult redus`.

Fig.1.105 Caracteristica statică.

Fig.1.104 Structura şi simboluldiodei cu dublă avalanşă.

Fig.1.106 Structura şi simbolul triacului. Fig.1.107 Caracteristica statică

ELECTRONICA DE PUTERE 61Funcţionarea în cadranul 1, fig.1.109, este identică cu a tiristorului obişnuit. În schimb în cadranul

3, ca urmare a micşorării lungimii stratului n- , tensiunea VBR este mult redusă. De asemenea, din motivul de mai sus şi ca urmare a prezenţei stratului n1

+, se reduce lungimea de difuzie a purtătorilor de sarcină reducând timpul de blocare a tensiunilor pozitive, tq, de două până la trei ori, permiţând tiristorului să funcţioneze la frecvenţe mari, de până la 30 kHz. Acest lucru conduce şi la micşorarea căderii de tensiune VTON , şi corespunzător a pierderilor de putere în conducţie. Se utilizează la puteri medii şi cu alimentare în c.c.

1.9.5 TIRISTORUL CU CONDUCŢIE INVERSĂ.

Acest tiristor, abreviat prin RCT (Reverse Conducting Thyristor), se compune dintr-un tiristor obişnuit şi o diodă antiparalel. Structura acestuia şi simbolul sunt prezentate în fig.1.110. Tiristorul, cu electrozi clasici anod şi catod, este format de straturile p+ n+ n- p n2

+ .

Dioda antiparalel, având anodul la catodul tiristorului, este formată din straturile p n- n1+.

Caracteristica statică, fig.1.111, confirmă cele prezentate mai sus, şi anume conducţia în ambele sensuri, în sens direct cu amorsare comandată, iar în sens invers exact ca o diodă obişnuită. Are o utilizare destul de rară şi în aplicaţii speciale.

Fig.1.108 Structura şi simbolul. Fig.1.109 Caracteristica statică.

Fig.1.110 Structura şi simbolul. Fig.1.111 Caracteristica statică.

ELECTRONICA DE PUTERE SI ACTIONARI REGLABILE 621.9.6 TIRISTORUL CONTROLAT PRIN CÂMP.

Abreviat prin iniţialele FCT (Field Controlled Thyristor), acest dispozitiv are structura şi simbolul din fig. 1.112.Straturile acestui tiristor sunt cele clasice de la tiristorul obişnuit, stratul p2

+ fiind însă puternic dopat. Ca urmare a structurii poartă-catod, înglobată în stratul n-, acest tiristor se comandă în tensiune,

0<GKU . (1.121)

Purtătorii minoritari din stratul porţii sunt împinşi, prin stratul n-, spre stratul catodului. În acest fel se creează o sarcină negativă, care modulează conductivitatea stratului n-, asemănător canalului de la tranzistoarele MOSFET. Prin această conductivitate controlată se închide curentul anod-catod, iT , care va depinde, conform cu caracteristica statică din fig.1.13, atât de tensiunea anod-catod, vT , cât şi de tensiunea UGK. Caracteristicile 1, 2 şi 3 au raportul tensiunilor poartă-catod în relaţia

321 GKGKGK UUU << , (1.122)

iar caracteristica 0 este pentru UGK = 0. Acest tiristor nu rămâne în conducţie prin autoamorsare, comanda trebuind să fie permanentă. Blocarea conducţiei se poate realiza prin extragerea, cu

ajutorul porţii, a sarcinilor din stratul n-, după un model asemănător ca la tiristorul GTO, adică prin introducerea unui curent pozitiv în poartă. În general tON şi tOFF sunt relativ mari ca urmare a timpului necesar modulării conductivităţii stratului n-. Suplimentar cei doi timpi sunt în relaţia

ONOFF tt > . (1.123)

Se utilizează în aplicaţii de putere mică, aceste tiristoare fabricându-se la tensiuni de sute de volţi şi curenţi de zeci de amperi.

1.9.7 TIRISTORUL MCT.

Simbolizarea MCT provine de la tiristor cu control MOS (MOS Controlled Thyristor). Modificările constructive au în vedere numai partea de comandă şi constau în ataşarea la structura obişnuită a unui tranzistor MOSFET în scopul realizării unor comenzi de mică putere, în tensiune, cât şi pentru realizarea comenzii de blocare a conducţiei. Întrucât structurile straturilor acestui tiristor sunt foarte complicate, se vor prezenta completările numai la nivelul schemelor echivalente. Prima structură, mai simplă, fig.1.114, conţine numai un tranzistor MOSFET, cu canal de tip p.

Fig.1.112 Structura şi simbolul. Fig.1.113 Caractersitica statică.


Structura conţine cele două tranzistoare din schema echivalentă clasică a tiristorului obişnuit. Amorsarea conducţiei se face prin curentul pozitiv de poartă, iG, ca la tiristorul obişnuit. Blocarea conducţiei se realizează prin intrarea în conducţie a MOSFET-ului T3, prin comandă în tensiune negativă. Conducţia în acest tranzistor se închide de la sursă la dren, însemnând extragerea purtătorilor de sarcină din baza tranzistorului T2, blocarea acestuia şi în final blocarea conducţiei anod-catod. A doua variantă, fig.1.115, utilizează un al doilea MOSFET, T4, cu canal n, pentru a realiza o comandă în tensiune la intrarea în conducţie. Intrarea în conducţie se realizează prin

0>GKU , (1.124)

prin care tranzistorul T4 intră în conducţie, polarizând baza tranzistorului T1 negativ, prin sarcinile injectate din sursa acestuia, comună cu catodul polarizat negativ. În felul acesta tranzistorul T1 intră în conducţie şi furnizează curentul de bază necesar tranzistorului T2 pentru a intra în conducţie şi a asigura amorsarea tiristorului. Timpii tipici de intrare, respectiv ieşire din conducţie, au valoarea

sec1μ== OFFON tt (1.125)

Constructiv aceste tiristoare se realizează în două variante, pentru montajul cu catod comun, N-MCT, şi pentru montajul cu anod comun, P-MCT, fig.1.116. Simbolizarea diferenţei între aceste tipuri de tiristoare este obligatorie, întrucât comanda pe poartă se aplică în raport cu electrodul comun.

Fig.1.114 MCT cu Fig.1.115 MCT cu Fig.1.116 Simbolizarea poartă de blocare. două porţi. MCT.

1.10 CONVERTOARE STATICE.

Majoritatea sistemelor de conversie electromecanică moderne sunt reglabile având parametrii de ieşire, viteză, cuplu sau poziţie, variabili. Realizarea acestor sisteme de conversie presupune alimentarea maşinii electrice de la surse cu tensiune, curent şi frecvenţă variabile, surse cunoscute sub numele de convertoare statice. Tipurile mai vechi sau mai noi de dispozitive semiconductoare de putere, precum şi limitele în creştere ale tensiunilor şi curenţilor de lucru au permis realizarea unei game deosebit de diversificate de convertoare atât în ceea ce priveşte tipul de conversie, c.a.-c.c., c.c.-c.c., c.c.-c.a. şi c.a.-c.a., cât şi puterile, tensiunile şi frecvenţele de lucru.

1.11 CONVERTOARE C.A.-C.C. NECOMANDATE.

Aceste tipuri de convertoare sunt realizate cu diode având, în general, ca scop conversia energiei de c.a. a reţelei în energie de c.c.. În sistemele de conversie electromecanică destinaţia lor este alimentarea circuitelor intermediare de tensiune sau curent aferente convertoarelor c.c.-c.c. şi invertoarelor.

1.11.1 CONVERTOARE CU DIODE FAŢĂ DE NUL.

O schemă generalizată pentru un astfel de convertor, p-fazat, este prezentată în fig. 1.117. Caracteristica principală a acestui convertor constă în alimentarea de la o sursă sinusoidală având p faze şi închiderea conducţiei faţă de nulul O, accesibil, al sursei. Se consideră sistemul de tensiuni p-fazat simetric de forma

( )

( )

1

2

( ) 2 cos2( ) 2 cos( )

2( ) 2 cos[ 1 ]

2( ) 2 cos[ 1 ]

k

p

u t U t

u t U tp

u t U t kp

u t U t pp

ωπω

πω

πω

=

= −

− − − − − − − − − − − − − −

= − −

− − − − − − − − − − − − − − −

= − −

(1.126)

Luând în considerare funcţionarea ideală a convertorului, adică comutaţia ideală a diodelor şi curentul id(t) prin sarcina R+L neîntrerupt, o diodă oarecare nk intră în conducţie dacă tensiunea din anod, uk(t), este mai mare, în valoare pozitivă, decât uk-1(t) repectiv uk+1(t). Dacă se ia în considerare dioda n1, fig. 1.118, domeniul ei de conducţie

rezultă din compararea tensiunilor up(t) şi u1(t) care sunt egale la pπ

− . Aşadar în domeniul

[ , ]p pπ π

− + tensiunea u1(t) este cea mai pozitivă, iar dioda n1 intră în conducţie. Tensiunea de la

ieşirea convertorului, pe acest interval, este

CONVERTOARE STATICE 2

1( ) ( )dv t u t= , (1.127) fiind evident pulsatorie, deci diferită de o tensiune continuă în accepţiune riguroasă. Considerând o sarcină cu L Rω curentul id(t) prin sarcină poate fi asimilat cu un curent continuu constant, adică

( ) .d di t I const= = (1.128) Având în vedere că procesul de redresare este periodic, repetându-se pentru fiecare interval 2 / pπ , valoarea medie a tensiunii redresate se calculează cu relaţia

1

sin1 1( ) 2 cos . ( ) 2 .2

p p

d

p p

pV u t dt U t d t UT

p p

π πω

π πω

π

ω ωπ π

+ +

− −

= = =∫ ∫ (1.129)

Indicele p reprezintă în acelaşi timp şi numărul de pulsuri, de forma celui din intervalul

[ , ]p pπ π

− + , care apar în tensiunea de ieşire vd(t) pe o perioadă T a tensiunilor de alimentare. Din

acest motiv convertorul din fig. 1.117 se mai numeşte cu ’’p’’ pulsuri faţă de nul. Convertoarele de acest tip nu sunt prea utilizate din cauza unor dezavantaje importante, dintre care se menţionează:

• prin fazele sursei trece curent doar un interval redus, 2π/ p, ceea ce conduce la slaba utilizare a sursei;

• dacă sursa este un transformator, puterea aparentă a acestuia este mult mai mare decât puterea continuă la ieşirea convertorului.

Convertoarele de acest tip cele mai utilizate sunt: • cu două pulsuri, care necesită un transformator având secundar cu priză mediană; • cu trei pulsuri, care poate fi conectat şi direct la reţele cu nul de lucru accesibil; • cu şase pulsuri, care necesită un transformator trifazat cu secundar dublu, în conexiune

Yy12, respectiv Yy6. Principalele caracteristici ale acestor convertoare sunt prezentate în tabelul 2.1, unde S este puterea aparentă a sursei, iar Pd0 este puterea debitată pe sarcina R+L. Tabelul 1.1

p 2 3 6 Vd 0,9U 1,17U 1,35U S/Pd0 1,34 1,35 1,55

Fig.1.117 Convertor cu diode faţă de nul. Fig.1.118 Comportarea diodei n1.

3 REDRESOARE Tensiunea de ieşire vd(t), pulsatorie, conţine componenta de c.c., Vd, şi o sumă de armonici superioare. Armonicile superioare ce apar sunt multiplu al numărului de pulsuri p, amplitudinea armonicilor reducându-se relativ repede cu creşterea rangului acestora.

1.11.2 CONVERTOARE CU DIODE ÎN PUNTE.

Acest tip de convertor provine din două convertoare faţă de nul, P şi N, fig. 1.119, înseriate prin sarcina R+L şi sursa de alimentare. În condiţiile utilizate anterior convertorul P furnizează la ieşire o tensiune ( )P

dv t identică cu cea din fig. 1.118 şi de valoare medie

sin

2 .Pd

pV U

p

π

π= (1.130)

Convertorul N, având diodele cu anodul comun, funcţionează asemănător cu convertorul P, cu diferenţa că o diodă va intra în conducţie atunci când tensiunea de alimentare este cea mai negativă. Tensiunea medie redresată a acestui convertor este evident de aceeaşi mărime cu cea a convertorului P. Ca urmare, având în vedere şi conexiunea de tip serie, valoarea medie a tensiunii redresate va fi

sin2 2 2p

d dpV V U

p

π

π= = (1.131)

Acesta este de altfel avantajul esenţial al convertoarelor în punte şi anume realizarea la ieşire a unei tensiuni duble în raport cu aceeaşi tensiune inversă repetitivă pe diode, cum se întâmplă la convertoarele faţă de nul. Mai sunt şi alte avantaje. Astfel pentru convertorul cu două pulsuri în punte, fig. 1.120, este necesară o singură tensiune de alimentare de

( ) 2 sinu t U tω= (1.132) Forma tensiunilor redresate ( )N

dv t şi ( )Pdv t , tensiunea vd şi curentul redresat id , sunt prezentate în

fig. 1.121. Un dezavantaj al convertorului, prezentat la nivelul curentului id(t), constă în participarea la conducţie a câte două diode, în serie, 1+2 şi 3+4, ceea ce conduce la dublarea căderii de tensiune şi a pierderilor de putere în convertor. În acelaşi timp conducţia prezentată mai sus produce un curent alternativ prin transformator, astfel că acesta este bine utilizat. Alt avantaj se referă la numărul de pulsuri ale tensiunii de ieşire vd(t). Dacă la convertorul monofazat în punte numărul de pulsuri rămâne acelaşi ca la convertorul faţa de nul, la convertoarele trifazate în punte, fig. 1.122, numărul de pulsuri se dublează de la 3 la 6. Considerând sistemul de alimentare de forma

Fig.1.119 Convertor cu diode în punte.

vd(t)


1

2

3

( ) 2 sin2( ) 2 sin( )3

4( ) 2 sin( )3

u t U t

u t U t

u t U t

ωπω

πω

=

= −

= −

(1.133)

în fig.1.123a este prezentată forma tensiunii redresate de convertorul P, iar în 1.123b de convertorul N. Forma de undă a tensiunii vd(t) se poate obţine din însumarea grafică a tensiunilor vP

d (t) şi vNd(t) , operaţie în general dificilă. Se constată din fig. 1.123 că pe intervale de π/3

conduce câte o diodă din P şi una din v N, fiecare diodă conducând în total 2π/3. Astfel pentru

Fig.1.121 Conducţia în convertorul monofazat în punte.

Fig.1.120 Convertor monofazat în punte.,

Fig.1.122 Convertor trifazat în punte.

a

b

c

Fig.1.123 Formele de undă pentru convertorul trifazat în punte.

5 REDRESOARE

intervalul ,6 2π π⎡ ⎤⎢ ⎥⎣ ⎦

, când conduc n1 şi n6, tensiunea de ieşire poate fi calculată din fig.1.124 cu

1 1 2( ) ( ) ( )dv t u t u t= − . (1.134) Pe intervalele următoare, procedând în acelaşi mod, se calculează

2 1 3

3 2 3

4 2 1

5 3 1

6 3 2

( ) ( ) ( )( ) ( ) ( )( ) ( ) ( )( ) ( ) ( )( ) ( ) ( )

d

d

d

d

d

v t u t u tv t u t u tv t u t u tv t u t u tv t u t u t

= −= −= −= −

= −

. (1.135)

Aşadar pe intervale de π/3 tensiunea de ieşire vd(t) evoluează după tensiunile de linie ale sursei, a căror fază iniţială se determină cu uşurinţă din diagrama fazorială din fig. 1.124. Transpunând în fig.1.123c tensiunile calculate prin (1.109) şi (1.110) rezultă forma de undă a tensiunii vd(t) care conţine 6 pulsuri pe perioadă. Corespunzător numărului de pulsuri ale tensiunii vd(t) şi conţinutul de armonici al acesteia se modifică în sensul apariţiei armonicilor multiplu al numărului de pulsuri, p=6. La fel ca la convertorul cu două pulsuri în punte se îmbunătăţeşte substanţial şi utilizarea sursei. În tabelul 1.2 se prezintă principalele caracteristici ale convertoarelor în punte, notaţiile fiind aceleaşi din tabelul 1.1.

Tabelul 1.2. Mai rar, şi numai în aplicaţii speciale şi pentru puteri mari, se utilizează convertoare cu 12 pulsuri utilizând alimentare hexafazată, sau trifazată cu conectarea punţilor trifazate în serie sau paralel şi alimentarea prin transformatoare care produc în secundare sisteme trifazate defazate cu π/6 .

1.11.3 COMUTAŢIA CONVERTOARELOR.

În cele prezentate mai sus convertoarele, indiferent de schema utilizată, îşi menţin tensiunea medie de ieşire, Vd, constantă. Căderea de tensiune pe diodele convertorului este practic constantă în raport cu valoarea curentului de sarcină. În realitate însă în convertor mai are loc o pierdere de tensiune datorită fenomenului comutaţiei, care apare la trecerea conducţiei de pe o diodă pe alta. Acest fenomen este cauzat de timpul necesar pentru blocarea conducţiei unei diode, notat mai departe cu tOFF. Se consideră convertorul din fig.1.117, curentul id(t)= Id= ct, şi dioda n1 în conducţie. În momentul în care u2(t) devine mai pozitivă decât

p 2 6 Vd 0,9U 2,34U S/Pd0 1,11 1,05

Fig.1.124 Diagrama fazorială a tensiunilor de linie.

CONVERTOARE STATICE 6 u1(t), dioda n2 îşi începe conducţia, în timp ce dioda n1 continuă să conducă. Ambele diode fiind în conducţie sursele u1(t) şi u2(t) sunt scurtcircuitate, apărând curentul de scurtcircuit bifazat ik(t). Curenţii prin cele două diode pot fi scrişi cu uşurinţă sub forma

1

2

( ) ( )( ) ( )

d k

k

i t I i ti t i t

= −=

. (1.136)

Ecuaţiile (1.136) indică care este mecanismul comutaţiei: • curentul ik(t) micşorează curentul prin dioda n1, până la anularea acestuia, când dioda trece

în stare de blocare; • acelaşi curent ik(t) contribuie la amorsarea conducţiei prin dioda n2; • comutaţia diodei n1 este posibilă ca urmare a intrării în conducţie a diodei n2 şi a apariţiei

tensiunii u2(t) în catodul diodei n1, motiv pentru care aceste convertoare se numesc cu comutaţie de la sursă (reţea).

Pe de altă parte 1 2( ) ( ) di t i t I+ = (1.137)

ceea ce indică faptul că procesul comutaţiei nu afectează practic curentul debitat. Nu acelaşi lucru se întâmplă cu tensiunea vd(t). Astfel dacă se scrie teorema a doua Kirchhoff prin sarcină şi sursele l şi 2 se obţine

11

22

( )( ) ( )

( )( ) ( )

d

d

di tv t L u tdt

di tv t L u tdt

σ

σ

+ =

+ = (1.138)

Înlocuind în (1.113) valorile curenţilor din (1.111 ) rezultă

1

2

[ ( )]( ) ( )

( )( ) ( )

d kd

kd

d I i tv t L u tdt

di tv t L u tdt

σ

σ

−+ =

+ = (1.139)

Efectuând derivările şi însumând cele două ecuaţii se obţine

1 21( ) [ ( ) ( )]2dv t u t u t= + . (1.140)

Aşadar evoluţia tensiunii redresate în perioada de comutaţie nu are loc după tensiunea

u2(t) ci după o altă valoare, evident mai mică, fig.1.125. Astfel apare o cădere de tensiune suplimentară proporţională cu suprafaţa haşurată din figură. Pentru determinarea acestei căderi de tensiune este necesară calcularea unghiului γ, numit unghi de comutaţie sau de suprapunere a

Fig.1.125 Comutaţia convertorului cu p pulsuri faţă de nul.

Fig.1.126 Caracteristica externă a unui convertor cu diode.

7 REDRESOARE conducţiei. În primul rând este necesară expresia curentul de scurtcircuit ik(t) care se determină din fig.1.117 pe baza relaţiei

( ) ( )2 11 2

( ) ( )di t di tL L u t u tdt dtσ σ− = − (1.141)

Utilizând în (1.141) valoarea curenţilor din (1.136) se obţine

( ) ( )1 2( )2 kdi tL u t u t

dtσ = − (1.142)

unde Lσ este inductivitatea de dispersie pe o fază a sursei. În ecuaţia (1.141) s-au neglijat rezistenţele interne ale surselor, care în mod real sunt mult mai mici decât reactanţele ωLσ. Din (1.142) prin integrare se obţine expresia curentului de scurtcircuit sub forma

2( ) (1 cos )2

lk

Ui t tLσ

ωω

= − , (1.143)

unde Ul este valoarea efectivă a tensiunii de linie. Aşadar curentul i2(t) evoluează după forma lui ik(t) care are o variaţie sinusoidală, iar i1(t) după Id- ik(t), fig.1.125. Condiţia de determinare a unghiului γ

2 ( ) ( )k di i Ip pπ πγ γ+ = + = (1.144)

conduce la:

21 cos2

d

l

L IUσωγ− = , (1.145)

adică unghiul de comutaţie pentru un convertor dat depinde prin Lσ de tensiunea de scurtcircuit a sursei, iar prin Id de curentul debitat de convertor. Cum sursa are tensiunea de scurtcircuit constantă, unghiul γ este determinat numai de curentul debitat. Pentru a se evita comutaţia multiplă, caracterizată prin rămânerea în conducţie simultană a mai mult de două diode, la proiectare se dimensionează astfel convertorul încât pentru curentul maxim debitat

pπγ < . (1.146)

Căderea de tensiune datorată comutaţiei, numită adesea cădere de tensiune reactivă, se poate calcula din fig.1.125 cu relaţia

1 22

( ) ( )1 [ ( ) ] ( ).2 2

p

p

u t u tV u t d t

p

π γ

γπ

ωπ

+

+= −∫ (1.147)

Utilizând relaţia (1.145), în vederea eliminării unghiului de comutaţie γ, se obţine

.2 d

p LV Iσγ

ωπ

= − (1.148)

Relaţia (1.148), prin Vγ< O, indică faptul că are loc o cădere de tensiune, iar prin termenul

2

p L Rσγ

ωπ

= , (1.149)

care este constant pentru un convertor dat, faptul că relaţia (1.148) se poate scrie sub forma . ,dV R Iγ γ= − (1.150)

adică valoarea căderii de tensiune reactivă este proporţională cu valoarea curentului debitat. Astfel caracteristica externă reală a convertorului pentru conducţie neîntreruptă are forma căzătoare din fig.1.126. Pentru convertoarele în punte, întrucât comutaţia se repetă la intervale de π/p, alternativ în convertorul P şi în convertorul N, căderea de tensiune reactivă este dublă faţă de cea din relaţia (1.150).

CONVERTOARE STATICE 8 În afară de căderea de tensiune reactivă comutaţia mai are două efecte. Pe de o parte durata de

conducţie a diodelor creşte de la 2pπ la 2

pπ γ+ , înrăutăţind regimul termic al acestora. Pe de altă

parte scurtcircuitele periodice din sursă cu durată γ produc o deformare importantă a sistemului de tensiuni de alimentare, convertorul fiind un generator de tensiuni deformante. Deformările apar în

puncte fixe, kpπ , dar au durată variabilă γ, ceea ce face ca aprecierea gradului de deformare să fie

destul de dificilă.

1.11.4 INFLUENŢA SARCINII ASUPRA FUNCŢIONĂRII CONVERTORULUI.

Dacă convertorul este destinat alimentării unui circuit intermediar de curent, atunci schema lui echivalentă este cea din fig.1.127, unde inductivitatea LF se introduce în mod special pentru reducerea ondulaţiilor curentului id(t), iar R+L reprezintă sarcina. Bobina LF are rolul de a înmagazina energie electrică, în general în intervalele de creştere a tensiunii vd(t), şi de a o furniza, la solicitările sarcinii, respectiv la descreşterea tensiunii vd(t). Problema principală a acestei scheme constă în dimensionarea inductivităţii LF, astfel încât ondulaţiile curentului id(t) să fie în interiorul unei limite admise, tinzând spre ideal, când id(t) = Id= ct. Se consideră un convertor cu p pulsuri în una din variantele în punte sau faţă de nul. Ecuaţia de echilibru electric, conform fig.1.126 , are expresia

( )( ) ( ) ( ) dd d F

di tv t Ri t L Ldt

= + + . (1.151)

În fig.1.128 este prezentată variaţia tensiunii vd(t) şi a curentului id(t) pe intervalul de conducţie al unei diode. În primul rând se constată că frecvenţa pulsaţiilor curentului id(t) este de p ori mai

mare ca a sursei. Pe de altă parte căderea de tensiune pe rezistenţa de sarcină

( ) . ( )R dv t R i t= (1.152) are aceeaşi variaţie ca şi curentul id(t). În intervalul 1 2[ , ]t tω ω

( )( ) ( ) dl F

di tu t L Ldt

= + (1.153)

Fig.1.127 Schema echivalentă pentru alimentarea unui circuit intermediar de curent.

Fig.1.128 Ondulaţia curentului pentru o sarcină R+L.

Fig.1.129 Simplificarea calculului pentru ΔId.

9 REDRESOARE calculabilă din relaţia (1.151) conform cu

( ) ( ) ( )l d Ru t v t v t= − (1.154) este pozitivă, suprafaţa A1 fiind proporţională cu energia înmagazinată în inductivităţile LF + L. În intervalul 2 3[ , ]t tω ω

( ) 0Lu t < (1.155) ceea ce înseamnă că inductivităţile cedează energie, proporţională cu suprafaţa A2. Neglijând pierderile, din motive de conservare a energiei, cele două suprafeţe sunt egale, adică

2 2

1 1

( )[ ( ) ( )] ( ) [ ] ( ) ( ) ,t t

dd R F F d

t t

di tv t v t d t L L d t L L Idt

ω ω

ω ω

ω ω ω− = + = + Δ∫ ∫ (1.156)

unde prin ΔId s-a notat ondulaţia curentului id(t) , fig.1.128. Din ecuaţia (1.156), impunând ondulaţia ΔId admisă, se poate calcula LF însă necesitatea utilizării expresiilor analitice pentru vd(t) şi vR(t), fac practic imposibilă această întreprindere. Dacă se neglijează comutaţia tensiunea redresată variază după

( ) 2 sin ,dv t U tω= (1.157) iar dacă ondulaţiile curentului sunt mici, ceea ce de fapt se urmăreşte,

( ) .d d dv t V RI= = (1.158) În aceste ipoteze desenul din fig. 1.127 se modifică ca în fig. 1.129. Aria A1 , necesară în ecuaţia (1.156), se calculează după

2

1 12 [ ( ) ] ( ).dA u t V d t

π

β

ω= −∫ (1.159)

Din fig. 1.128 se scrie 2 sindV β= (1.160) Cu această observaţie aria A1 se calculează la valoarea

2

1 2 2 (sin sin ) ( )

2 [2cos ( 2 )sin ].

A U t d t

U

π

β

ω β ω

β π β β

= − =

= − −

∫ (1.161)

Din (1.156) şi (1.161), în funcţie de ondulaţia ΔId admisă pentru curentul de sarcină, rezultă

2 [2cos ( 2 )sin ]F

d

UL LI

β π β βω− −

+ =Δ

(1.162)

şi deci posibilitatea de a calcula inductivitatea de filtrare necesară LF. În general curentul absorbit de la sursă are forma determinată de id(t). Rezultă aşadar că se va absorbi de la sursă un curent nesinusoidal, fundamentala fiind în fază cu tensiunea sursei. Apare deci un regim deformant, convertorul fiind un

generator de curent deformant. De asemenea, ca urmare a conţinutului de armonici superioare, factorul de putere total al convertorului este subunitar.

În cazul alimentării circuitelor intermediare de tensiune, scopul fiind reducerea ondulaţiilor tensiunii de ieşire vd(t), schema echivalentă are forma din fig. 1.130, unde prin R se materializează sarcina convertorului, iar prin CF capacitatea de filtrare. Se consideră

Fig.1.130 Schemă echivalentă pentru circuit intrermediar de tensiune.

Fig.1.131 Formele de undă pentru tensiuni şi curenţi.

c)

CONVERTOARE STATICE 10 condensatorul CF încărcat la o tensiune Uc, cu polaritatea din fig. 1.130, iar convertorul cu p pulsuri pe perioadă fie în schema în punte, fie în schema faţă de nul. Neglijând comutaţia, forma de undă a tensiunii redresate vd(t) este prezentată în fig. 1.131 a. Fie prima tensiune a sursei

1( ) 2 sinu t U tω= . (1.163) Se începe analiza fenomenelor ce au loc de la

tω α≥ . (1.164) În condiţiile de mai sus

1( ) cu t U> (1.165) şi

( ) ( ) ( ),d C Ri t i t i t= + (1.166) unde

1( ) [ ( ) ] 2 cos ,d F C Fdi t C u t U C U tdt

ω ω= − = (1.167)

iar

2( ) sin .RUi t t

Rω= (1.168)

Notând tanFC Rω ϕ= (1.169)

după manipulări simple, rezultă

21 ( )

( ) 2 sin( ).Fd

C Ri t U t

Rω

ω ϕ−

= + (1.170)

Ca urmare a faptului că ( ) 0Ci t ≠ , condensatorul CF începe să se încarce peste valoarea tensiunii UC . Încărcarea are loc pe intervalul θ, atât timp cât

1( ) ( ),Cu t u t> (1.171) unde prin uC(t) s-a notat tensiunea curentă la bornele capacităţii CF. Unghiul β, la care ( ) 0Ci t = , se poate calcula din condiţia

( ) 0di β = , (1.172) care conduce la

0β ϕ+ = , (1.173) respectiv

( ) .2Farctg C R πβ ϕ ω= − = − > (1.174)

Tensiunea la bornele sarcinii R evoluează în acest interval după vd(t), deci după u1(t). După β condensatorul CF începe să se descarce pe rezistenţa de sarcină R. Dacă la tω β= tensiunea condensatorului a ajuns la valoarea UCβ, curentul prin R are formă

( ) ( ) ,t

CR C

Ui t i t e

Rβ τ

−= − = (1.175)

unde constanta de timp a circuitului de descărcare are valoarea FRCτ = . (1.176)

Tensiunea la bornele sarcinii şi deci la ieşirea redresorului are forma

( ) ( )t

d R Cv t Ri t U e τβ

−= = . (1.177)

Descărcarea are loc până se atinge din nou condiţia (1.171), de data aceasta sub forma 2 ( ) Cu t U> (1.178)

11 REDRESOARE considerând că valoarea UC presupusă iniţial se atinge şi la încheierea procesului de descărcare a capacităţii CF. Formele de undă ale curenţilor id(t), iC(t) şi iR(t), în conformitate cu relaţia de calcul stabilită mai sus, sunt precizate în fig. 1.130 b, c, d. Se impun câteva observaţii. În primul rând tensiunea medie redresată, ca urmare a încărcării condensatorului CF creşte peste valoarea Vd fiind o funcţie de unghiul φ. Dependenţa noii tensiuni medii redresate V'd în funcţie de φ este prezentată în fig. 1.132. Valoarea maximă a tensiunii medii redresate

'd dV kV= (1.179)

unde k se atinge pentru FC →∞ , când datorită energiei teoretic infinite înmagazinate în condensatorul CF, vd(t) este continuă, fără ondulaţii, la nivelul valorii de vârf a tensiunilor sinusoidale de alimentare. Factorul k se calculează cu uşurinţă în funcţie de schema convertorului. Astfel pentru convertorul cu 2 pulsuri în punte 2k = , iar pentru cel cu 6 pulsuri în punte k=1,046. În al doilea rând o diodă conduce un interval

2pπθ < (1.180)

având deci un regim termic mai uşor. Pe de altă parte diodele se sting natural, ca urmare a anulării curentului id(t), comutaţia nemaiavând loc. În al treilea rând curentul id(t), care determină curentul absorbit de la sursa de alimentare, este întrerupt, nesinusoidal şi nici măcar fundamentala nu este în fază cu tensiunea sursei. Se produce deci o înrăutăţire a factorului de putere, un regim puternic deformant, convertorul fiind un generator de curenţi deformanţi. În sfârşit tensiunea inversă repetitivă pe diode se obţine prin însumarea tensiunii sursei cu tensiunea

UC a capacităţii CF, având la limită, în cazul 2πϕ = , valoare dublă faţă de cazul sarcinii de tip

R+L. Ondulaţiile tensiunii de ieşire vd(t), depind, pentru o sarcină dată R, de valoarea capacităţii CF. Dimensionarea capacităţii CF este o problemă mai complicată, întrucât, pentru a ameliora forma curentului absorbit, se utilizează filtre mai complicate, de tipul Γ, Π sau rezonante prin includerea şi de inductivităţi alături de condensatoare

1.12 CONVERTOARE C.A.-C.C. COMPLET COMANDATE.

Aceste convertoare sunt realizate cu tiristoare obişnuite şi au ca destinaţie alimentarea sistemelor de conversie reglabile cu maşini de c.c. de puteri medii şi mari, precum şi pentru alimentarea înfăşurărilor de excitaţie ale maşinilor de c.c. şi sincrone.

1.12.1 CONVERTOARE C.A.-C.C. UNIDIRECŢIONALE.

Un convertor comandat unidirecţional cu p pulsuri faţă de nul se obţine din schema din fig. 1.117, înlocuind diodele cu tiristoare, fig. 1.132. Tiristoarele, având posibilitatea de comandă pe poartă a momentului intrării în conducţie, condiţionat de existenţa unei tensiuni anod-catod pozitive, vor avea un interval limitat în care este posibilă amorsarea conducţiei, interval numit domeniu de comandă. Dacă se consideră sistemul de tensiuni de alimentare (1.126), tiristorul t1 poate fi comandat începând cu punctul A, fig.1.133, din acelaşi motiv pentru care în acest punct intră în conducţie dioda n, (fig. 1.117). Acest punct, numit unghi de aprindere natural, se găseşte cu π/p înaintea trecerii prin maximul pozitiv al tensiunii din anodul tiristorului, unde p este numărul de pulsuri, având aceeaşi semnificaţie ca la convertoarele cu diode. Tiristorul care s-ar fi putut afla în conducţie înaintea lui t1 este tp. Tensiunea anod-catod pe tiristorul t1 este de forma

Fig.1.132 Variaţia tensiunii medii redresate.

CONVERTOARE STATICE 12 1

1( ) ( )AK pu u t u t= − . (1.181)

Din fig. 1.133 se constată că 1 0AKu > pe domeniul [AB], corespunzând unui interval măsurând π radiani, care constituie domeniul de comandă a fiecărui tiristor al convertorului. Unghiul de comandă al intrării în conducţie se notează de obicei cu α, iar 0α = se poziţionează în punctul A. Aproape întotdeauna comanda celor p tiristoare se face simetric, adică la acelaşi unghi α. În fig. 1.134 se prezintă forma de undă pentru tensiunea de ieşire vd(t) în cazul conducţiei neîntrerupte prin sarcină,

( ) 0di t ≠ şi un unghi de comandă oarecare α. Impulsurile de comandă sunt desenate în partea superioară a figurii, numerotându-se după tiristorul comandat. Tensiunea medie redresată se calculează conform cu

sin

1 2 cos . ( ) 2 cos cos2

p

d d

p

pV U t d t U V

p p

π α

απ α

π

ω ω α απ π

+

− +

= = =∫ , (1.182)

unde Vd este tensiunea medie redresată pentru convertorul similar cu diode şi care se obţine pentru unghiul de comandă natural α =0. Dependenţa este prezentată în fig. 1.135. Caracteristica, numită de comandă, conţine două zone distincte:

• Prima zonă, 0 ,2πα≤ ≤ , pentru care 0,dV α > , iar puterea

debitată de convertor este . 0d d dP V Iα= ≥ (1.183)

delimitează funcţionare în regim de redresor când puterea electrică circulă dinspre convertor spre sarcină.

• A doua zonă, ,2π α π≤ ≤ pentru care 0,dV α ≤ iar puterea

convertorului 0dP < , (1.184)

delimitează regimul de ondulor, când, dacă sarcina poate genera putere electrică, aceasta circulă dinspre sarcină spre convertor, având loc o transformarea a puterii de c.c. în putere de c.a., ca urmare a alimentării convertorului de la o sursă de c.a. În cazul

Fig.1.132 Convertor comamdat unidirecţional faţă de nul.

Fig.1.135 Caracteristica de comandă.

Fig.1.133 Domeniul de comandă. Fig.1.134 Tensiunea redresată

13 REDRESOARE convertoarelor cu tiristoare având schema în punte, asemănător convertorului cu diode din fig. 1.119, comanda şi conducţia pentru cele două convertoare componente P şi N decurg după modelul convertorului faţă de nul, tensiunea Vdα fiind dublă ca valoare faţă de cea din relaţia (1.182). Având în esenţă aceleaşi avantaje şi dezavantaje ca şi convertoarele similare cu diode, cele mai utilizate convertoare cu tiristoare sunt cele în punte cu 2 şi 6 pulsuri. La puteri mari şi foarte mari se realizează şi convertoare cu 12 pulsuri după scheme similare cu ale convertoarelor cu diode.

1.12.2 COMANDA CONVERTOARELOR C.A.-C.C.

Comanda convertoarelor cu tiristoare trebuie să asigure următoarele deziderate: • elaborarea comenzii în interiorul domeniului de comandă, cu posibilitatea de reglare

continuă a fazei de apariţie a impulsurilor; • faza de generare a impulsurilor să fie precisă, cu cerinţe suplimentare în cazul când în

schema convertorului sunt utilizate tiristoare în paralel sau serie; • impulsurile de comandă să aibă o putere suficientă pentru a asigura amorsarea

sigură, indiferent de temperatura la care se găseşte tiristorul; • lăţimea impulsului să fie suficient de mare pentru a permite creşterea curentului prin

tiristor la valori superioare curentului de menţinere; • să se asigure separarea galvanică între circuitul de comandă, de generare a impulsurilor, şi

circuitul poartă-catod al tiristoarelor. În fig. 1.136 este prezentată o schemă bloc de principiu a circuitului de comandă de tip analogic aferent unui tiristor dintr-un convertor cu p pulsuri faţă de nul. Scheme de comandă de acest fel mai sunt încă utilizate în aplicaţii, în paralel dezvoltându-se scheme numerice de comandă, care ca urmare a

performanţelor superioare s-au impus în detrimentul celor analogice. Pentru înţelegerea principiului şi implicaţiilor comenzii în fază, principiu care stă şi la baza comenzilor numerice, se prezintă în continuare soluţionarea problemei la nivelul analogic. Sincronizarea fazei de generare a impulsurilor cu faza tensiunii anod-catod pe tiristor se realizează prin aşa-numita tensiune de sincronizare, uSI(t), fig.1.137a. Această tensiune trebuie să aibă o anumită fază iniţială care trebuie

să corespundă domeniului de comandă al tiristorului respectiv. Astfel pentru convertorul din fig. 1.132, având în vedere domeniul de comandă din fig. 1.133, tensiunea de sincronizare trebuie să

fie defazată în urma tensiunii u1(t) cu [ ]2 pπ π− . În blocul GTLV se

realizează tensiunea liniar variabilă ULV, fig. 1.137b. În blocul comparator C are loc comparaţia acestei tensiuni cu cea de comandă Uc. La egalitatea celor două tensiuni generatorul de impulsuri GI produce un impuls de tensiune Ui de durată Δt. Modificând tensiunea de comandă între limitele

0 C CMU U≤ ≤ (1.185) rezultă o modificare a fazei de generare a impulsului în domeniul 0 α π≤ ≤ , (1.186) adică acoperirea întregului domeniu de comandă.

Fig.1.136 Schema bloc pentru comanda în fază.

Fig.1.137 Semnalele din circuitul de comandă.

CONVERTOARE STATICE 14 Schema din fig. 1.136 mai conţine un amplificator în putere al impulsului, Al, şi izolarea galvanică IG, care se realizează concret prin transformatoare de impuls sau optocuploare. În cazul convertoarelor în punte circuitele de comandă trebuie să asigure cerinţa suplimentară a comenzii simultane a tiristoarelor din convertorul P şi N care preiau conducţia la un moment dat. Astfel, pentru convertorul cu 2 pulsuri în punte, cu schema din fig. 1.120, din formele de undă ale tensiunilor ( )P

dv t şi ( )Ndv t , în cazul particular α=0, se constată că circuitul decomandă trebuie să

asigure, în cazul comenzii simetrice, generarea simultană a impulsurilor pe perechile de tiristoare l şi 2, respectiv 3 şi 4. Ca urmare, circuitul de comandă are a configuraţie simplă, trebuind să se genereze doar două impulsuri, pe tiristoarele l şi 3, impulsurile pentru tiristoarele 2 şi 4 rezultând prin multiplicare şi separare galvanică. Pentru convertorul cu 6 pulsuri în punte, cu schema din fig. 1.122, lucrurile sunt mai complicate. Formele de undă pentru ( )P

dv t şi şi ( )Ndv t , reprezentate

pentru α=0, indică necesitatea elaborării a şase impulsuri de comandă, în punctele A, B, C pentru convertorul P şi în punctele D, E, F pentru convertorul N, fig.1.123. Rezultă un sistem de şase impulsuri simetric decalate între ele cu π/p . Dar apariţia impulsului pe tiristorul l în punctul A nu permite amorsarea conducţiei în convertor, întrucât nu primeşte comandă nici un tiristor din convertorul N. Acest lucru este valabil pentru toate tiristoarele convertorului. Evitarea acestui inconvenient se realizează relativ simplu prin generarea, pe fiecare tiristor, a unui impuls suplimentar, decalat în urmă cu π/3, respectiv π/p , în punctele A’, B’, C’, D’, E’ şi F’, fig.1.123. Elaborarea propriu zisă a acestor impulsuri suplimentare se realizează prin multiplicarea impulsurilor principale şi distribuirea lor pe tiristoare conform celor rezultate din fig.1.123.

1.12.3 COMUTAŢIA CONVERTOARELOR CU TIRISTOARE.

Comutaţia convertoarelor cu tiristoare se desfăşoară ca la convertoarele cu diode, având aceleaşi implicaţii. Dacă pentru convertoarele cu diode, fig.1.125, comutaţia începe la π/p, comanda fiind naturală la α=0, pentru un convertor cu tiristoare, comandat la 0α ≠ , comutaţia va

începe la pπ α+ şi va dura un interval α. Evoluţia curentului de scurtcircuit ik(t), ecuaţia (1.143),

se modifică în sensul că integrarea începe de la pπ α+ ,conducând la expresia

2( ) [cos cos( )]2

lk

Ui t tLσ

α α ωω

= − + . (1.187)

Unghiul de comutaţie γ se calculează din condiţia (1.145) modificată astfel

2 ( ) ( )k di i Ip pπ πα γ α γ+ + = + + = , (1.188)

ceea ce conduce la

2cos cos( )2

d

l

L IUσωα α γ− + = . (1.189)

Faţă de ecuaţia (1.145) în (1.189) apare o dependenţă suplimentară a unghiului de comutaţie γ cu faza de comandă α. Astfel din (1.189) rezultă unghiuri de comutaţie mici pentru valori ale lui α în jurul lui π/2 şi creşterea, relativ mare, a acestora pentru valori ale lui α spre 0 şi π radiani. Căderea de tensiune reactivă se calculează după o relaţie asemănătoare cu (1.147), modificându-se limitele de integrare corespunzător zonei în care are loc comutaţia, rezultând

15 REDRESOARE

1 22

2( ) ( )1 [ ( ) ] ( ) [cos cos( )]2 2 4

pl

p

p Uu t u tV u t d t

p

π α γ

γπ α

ω α α γπ π

+ +

+

+= − = − − +∫ (1.190)

Înlocuind în (1.190) ecuaţia (1.189) se obţine expresia căderii de tensiune reactiva sub formă identică cu (1.148) adică

,2 d

p LV Iσγ

ωπ

= − (1.191)

ceea ce indică independenţa căderii de tensiune reactivă de unghiul de comandă α. Rezultă deci că Vγ se poate scrie după ecuaţia (1.150) având aceleaşi proprietăţi. Ţinând cont şi de valorile extreme ale unghiului de comandă α şi de valoarea maximă a curentului Id, la proiectarea convertorului se limitează γ la valori cuprinse între 10-15 grade.

1.12.4 FUNCŢIONAREA CONVERTOARELOR ÎN REGIM DE REDRESOR ŞI ONDULOR. CARACTERISTICA STATICĂ.

Destinaţia principală a convertoarelor cu tiristoare constă în alimentarea sistemelor de conversie electromecanică cu motoare de c.c., constituind o sursă de tipul R+L+E, unde E este tensiunea contra electromotoare a maşinii, fig. 1.138.

Prezentarea anterioară a presupus un curent de ieşire ( ) 0di t ≠ , ondulat, dar care nu se anulează pe intervalul de conducţie a unui tiristor. Întreruperea curentului id(t) are efecte importante în funcţionarea convertorului. În fig.1.138 se consideră un convertor cu 2 pulsuri în punte având sarcină rezistivă şi fiind comandat la un unghi oarecare α în regim de redresor. Conducţia prin convertor se întrerupe la π, întrucât tensiunea u1(t) devine negativă şi tiristorul se autoblochează. Curentul debitat de convertor

( )( ) dd

v ti tR

= (1.192)

Fig.1.138 Schema echivalentă pentru alimentarea unui circuit de curent.

Fig.1.139 Redresor comandat cu sarcină R.

Fig. 1.140 Caracteristica de comandă. Fig.1.141 Conducţia pe sarcină R+L.

CONVERTOARE STATICE 16 are evident aceeaşi formă de variaţie cu vd(t). Tensiunea medie redresată are valoarea

1 1 cos2 sin . ( )2d dV U t d t V

π

αα

αω ωπ

+= =∫ (1.193)

Comparând (1.193) cu (1.182) se constată o creştere a lui Vdα şi modificarea caracteristicii de comandă, după curba l din fig. 1.140. Pentru sarcini ce conţin pe lângă rezistenţă şi o inductivitate, procesul de conducţie este esenţial influenţat de energia vehiculată de aceasta. Astfel în fig. 1.141 se exemplifică efectul inductivităţii asupra conducţiei pentru un convertor cu 2 pulsuri în punte, comandat la unghiul α în redresor. Tensiunea

( ) ( ) ( ),d R Lv t u t u t= + (1.194) unde

( ) . ( ),R du t R i t= (1.195) iar

( )( ) dL

di tu t Ldt

= . (1.196)

Forma de variaţie a curentului id(t) este puternic influenţată de prezenţa bobinei. În intervalul cât uL(t)>0 inductivitatea înmagazinează energie proporţională cu aria A1. Această energie este cedată în momentul când

( ) ( ) ( ) 0L Ru t u t u t= − < (1.197) şi este proporţională cu aria A2. Neglijând pierderile, cele două arii sunt egale, determinându-se astfel prelungirea conducţiei de la π la π +β. Trebuie menţionat, că pe acest interval, deşi u1(t)<0, tensiunea anod-catod pe tiristorul aflat în conducţie continuă să rămână pozitivă, ca urmare a apariţiei în circuit a tensiunii de autoinducţie a bobinei, generată de descărcarea energiei acesteia. Valoarea medie a tensiunii redresate este dată de

1 cos cos2 sin . ( )2d dV U t d t V

π β

αα

α βω ωπ

+ += =∫ (1.198)

şi este de asemenea mai mare decât în cazul conducţiei neîntrerupte. Intervalul β de prelungire a conducţiei depinde evident de energia acumulată de bobină, deci atât de valoarea inductivităţii cât şi de valoarea curentului

între id(t). Pentru β având valori în domeniul[ , ]2π π se obţin

caracteristici intermediare curba 1 şi caracteristica de comandă pentru curent neîntrerupt, figurate cu linie întreruptă în fig. 1.140. În cazul când sarcina este de tipul R+L+E, fig.1.138, probabilitatea de întrerupere a curentului id(t) creşte substanţial, fapt prezentat în fig.1.142, pentru acelaşi convertor. Probabilitatea de întrerupere creşte ca urmare a faptului că t.e.m. E este de sens opus tensiunii redresate vd(t) , ceea ce se transpune în fig.1.142, prin deplasarea abscisei la nivelul E. Neglijând căderea de tensiune pe rezistenţa sarcinii energia acumulată de bobina L este proporţională cu aria A1 delimitată de u1(t) şi E. Prelungirea conducţiei este asigurată de energia cedată de bobina circuitului, energie proporţională cu aria A2. Cum aria A1 se micşorează sensibil, egalitatea celor două indică micşorarea unghiului β de prelungire a conducţiei, micşorare cu atât mai accentuată cu cât E este mai mare. Din fig.1.141 şi 1.142 se mai constată că probabilitatea de întrerupere a curentului creşte de asemenea cu cât unghiul de comandă α este mai apropiat de π/2. Una din consecinţele întreruperii conducţiei a fost deja prezentată şi constă în creşterea tensiunii medii redresate la acelaşi unghi de comandă, inconvenient major în cazul alimentării motoarelor de c.c. Al doilea inconvenient este sesizabil

Fig.1.142 Conducţia în cazul sarcinii R+L+E.

17 REDRESOARE din fig. 1.140 pentru

2π α π≤ ≤ (1.199)

şi constă în faptul că, pentru acelaşi α, funcţionarea poate fi în redresor sau ondulor în funcţie de gradul de întrerupere al curentului. Întrucât funcţionarea în regim de ondulor are şi alte particularităţi se analizează în continuare o astfel de funcţionare, de asemenea, pentru convertorul cu două pulsuri în punte. Pentru realizarea regimului de ondulor trebuie realizate mai multe condiţii. Prima condiţie se referă la unghiul de comandă a care trebuie să fie în domeniul

2π α π≤ ≤ . (1.200)

Cea de a doua condiţie rezultă din fig.1.143. Întrucât curentul id(t) nu poate inversa de sens prin tiristoare, iar puterea circulă dinspre sarcină spre sursa de alimentare, polaritatea t.e.m. E trebuie inversată faţă de regimul de redresor. În sfârşit, intrarea în conducţie a tiristoarelor se realizează dacă

( )dE v t> , (1.201) relaţie care se transferă, la nivelul tensiunii medii, în

dE V> . (1.202)

O funcţionare în regim de curent neîntrerupt la 3 / 4α π= este prezentată în fig.1.144. Suplimentar, în fig.1 144c este prezentată forma de undă pentru tensiunea anod-catod, 1 ( )AKu t , pe tiristorul 1. Se ştie că pentru blocarea unui tiristor obişnuit, lent, este necesar un timp

300bt sμ≥ (1.203) ceea ce corespunde unui unghi

05, 4bδ ≥ . (1.204) Pentru cazul prezentat în fig.1.144c, intervalul în care, fără a lua în considerare unghiul de comutaţie γ, 1 ( ) 0AKu t < , este de π/4, deci suficient pentru blocarea certa a tiristorului. Dacă însă unghiul α creşte la π, tensiunea 1 ( )AKu t devine pozitivă şi blocarea tiristorului nu mai este posibilă. Acesta rămâne în conducţie, în regim de redresor la α, când tensiunea vd(t) este pozitivă. Schema

Fig.1.143 Convertor cu două pulsuri în regim de ondulor.

Fig.1.144 Funcţionarea în regim de ondulor la 3 / 4α π= .

a

b

c

CONVERTOARE STATICE 18 echivalentă a convertorului în această situaţie este prezentată în fig.1.145. Ca urmare a însumării polarităţii celor două surse din circuit curentul id(t) capătă valori apreciabile, mai mari decât curentul de scurtcircuit. Evenimentul, care este unul de avarie, se numeşte curent bascularea ondulorului în redresor. Evitarea apariţiei acestei avarii se realizează prin limitarea comenzii maxime în ondulor după

max ,bα π δ γ≤ − − (1.205)

unde γ, unghiul de comutaţie, se limitează la 15-20°. Având în vedere valoarea lui γ şi δb

0

max 145 155α ≤ − . (1.206) Pentru tiristoare rapide unde

1, 2 10bt sμ≤ − (1.207) unghiul αmax se limitează la valori mai mari. Pentru corelarea valorilor tensiunilor medii în ondulor cu cea în redresor, se limitează şi unghiul de comandă minim la

0min 15 25α ≥ − . (1.208)

Caracteristicile externe ale convertoarelor reprezintă dependenţa ( )d dV f Iα = (1.209)

pentru diverse unghiuri de comandă α. Caracteristicile ideale, neglijând comutaţia şi considerând conducţia neîntreruptă, sunt prezentate cu linie întreruptă în fig.1.146. În cazul luării în calcul a comutaţiei, tensiunea medie redresată se modifică după

'd d dV V R Iα α γ= − , (1.210)

ceea ce provoacă o scădere a tensiunii în funcţionare ca redresor şi o creştere a tensiunii în invertor, proporţională cu valoarea curentului mediu redresat Id. Pentru curenţii Id mici, favorabili întreruperii conducţiei, tensiunile medii redresate cresc ca valoare, iar caracteristicile externe devenind neliniare. Zona de curent întrerupt, pentru o sarcină dată, este delimitată în fig.1.146 cu linie întreruptă. Din familia de caracteristici din fig.1.146 se exclud evident cele pentru minα α≤ şi maxα α≥ . Dezavantajele întreruperii conducţiei, evidenţiate mai sus, provoacă destul de multe neplăceri în aplicaţiile concrete. Evitarea acestora se realizează prin înscrierea cu sarcina a unei inductivităţi speciale LF, numită inductivitate de filtrare. Calcului ei se face din două considerente:

• evitarea întreruperii conducţiei la curent minim prin convertor, de obicei curentul de mers în gol al sarcinii;

• limitarea ondulaţilor curentului id(t) în limite admise de sarcină, element important când sarcina este o maşină de c.c.

Fig.1.145 Bascularea ondulorului în redresor.

Fig.1.146 Caracteristica externă.

19 REDRESOARE În general acest mod de soluţionare a întreruperii conducţiei dă rezultate satisfăcătoare, chiar dacă contribuie la diminuarea randamentului conversiei şi la înrăutăţirea dinamicii de creştere a curentului în ansamblul convertor-sarcină.

1.12.5 CONVERTOARE BIDIRECŢIONALE.

Un convertor unidirecţional alimentând o sarcină de c.c. asigură două funcţionări distincte pentru sistemul de conversie:

• funcţionarea ca motor într-un sens de rotaţie; • frânarea recuperativă, până la oprire, pentru acelaşi sens de rotaţie.

Funcţionarea ca motor a maşinii electrice este anulată la comanda de reducere a vitezei de rotaţie. Ca urmare a comenzii se diminuează tensiunea medie redresată Vd, la valori mai mici decât t.e.m.

E, ceea ce blochează conducţia prin convertor. Frânarea sistemului de conversie decurge liber, pe seama cuplului static rezistent, reintrarea în conducţie a convertorului având loc când Vd>E. Frânarea recuperativă, pentru îndeplinirea condiţiilor de funcţionare a convertorului în regim de ondulor, presupune, în primul rând, inversarea polarităţii t.e.m. E, care se poate realiza numai prin comutare cu contactoare

în circuitul convertor-maşină. În al doilea rând, comanda trebuie deplasată în ondulor la valoarea αmax pentru a evita intrarea în conducţie a convertorului la valori mari de curent. Realizarea acestor condiţii presupune introducerea unor scheme logice suplimentare, precum şi apariţia unui interval de timp în care maşina este nealimentată, deci având cuplul nul, care poate să nu fie acceptabil pentru sistemul de conversie. Realizarea inversării sensului de rotaţie presupune inversarea polarităţii tensiunii vd(t), care, în cazul utilizării unui convertor unidirecţional, necesită o comutare prin contactoare, soluţie neagreată ca urmare a unor dezavantaje uşor de înţeles. Varianta cu comutare în circuitul inductor, avantajoasă ca urmare a curentului de excitaţie mai mic, introduce, ca urmare a constantei de timp mari a înfăşurării de excitaţie, timpi morţi, de cuplu nul, mult mai mari ca în cazul comutării retorice. Ambele metode se utilizează foarte rar şi numai în cazul sistemelor de conversie cu reversări ale sensului de rotaţie şi frânări de frecvenţă redusă. Sistemele de conversie moderne folosesc convertoare bidirecţionale, de 4 cadrane, care se realizează, prin cuplarea în opoziţie a două convertoare unidirecţionale identice şi alimentate de la surse identice, după schema din fig.1.147. Convertorul l se comandă la unghiul

1α α= , (1.211) iar convertorul 2 la

2α π α= − . (1.212) În acest fel

1

2

coscos( ),

d d

d d

V VV V

απ α

== −

(1.213)

cele două tensiuni fiind în permanenţă egale în modul, nepermiţând închiderea unui curent continuu între cele două convertoare, fig.1.148. Preluarea conducţiei de un convertor sau altul depinde de unghiul de comandă şi starea sarcinii. Astfel pentru funcţionarea în cadranul 1 se presupune, fig.1.149,

Fig.1.147 Schema de principiu a unui convertor bidirecţional.


102πα≤ ≤ , (1.214)

t.e.m. a sarcinii cu polaritatea din figură, iar 1dV Eα > . (1.215)

Având în vedere cele de mai sus rezultă

2

2,dV Eα

π α π≤ ≤

< (1.216)

ceea ce înseamnă că acest convertor, deşi comandat în ondulor nu poate prelua conducţia, fiind blocat datorită neîndeplinirii condiţiei de funcţionare (1.178). Pe de altă parte convertorul 1 are îndeplinite condiţiile de intrare în conducţie şi preia curentul în regim de redresor. Se consideră pentru această funcţionare 0, 0.d dV Iα > > Funcţionarea în cadranul 2, fig.1.150, se obţine prin creşterea unghiului de comandă la valoarea 'α α> , dar păstrând aceleaşi regimuri de funcţionare pentru cele două convertoare. Astfel

1

2 ,d

d

V E

V Eα

α

<

< (1.217)

ceea ce înseamnă ca primul convertor, deşi comandat în redresor, nu poate prelua conducţia, în timp ce convertorul 2 preia curentul în regim de ondulor, realizând o frânare cu recuperare a maşinii de c.c.. Având în vedere că funcţionează convertorul 2, tensiunea 0dV α > , în timp ce 0.dI < Conducând treptat α1 spre π/2 se obţine oprirea motorului. Continuând deplasarea unghiului de comandă astfel încât

12π α π≤ ≤ , (1.218)

respectiv

Fig.1.150 Funcţionarea în cadranul 2.

Fig.1.148 Caracteristica de comandă. Fig.1.149 Funcţionarea în cadranul 1.

21 REDRESOARE

20 ,2πα≤ ≤ (1.219)

convertorul 2 trece în regim de redresor, alimentând motorul cu polaritate inversă, ceea ce produce inversarea sensului de rotaţie şi implicit schimbarea polarităţii t.e.m. E, fig.1.151. Evident

2 1d dV V Eα α= > . (1.220) Din (1.220) şi fig. 1.151 rezultă că funcţionarea convertorului 1 în ondulor nu este posibilă. Curentul 0dI < şi 0dV α < caracterizează funcţionarea în cadranul 3. Funcţionarea în cadranul 4,fig.1.152, se obţine modificând în continuare unghiurile de comandă astfel încât, păstrând aceleaşi regimuri de funcţionare pentru cele două convertoare,

1 2d dV V Eα α= < , (1.221) ceea ce conduce la blocarea convertorului 2 şi la preluarea conducţiei, în ondulor, de convertorul 1. Corespunzător vom avea 0dI > şi 0dV α < , deci funcţionare în cadranul 4. Modificarea în continuare a unghiurilor de comandă permite trecerea funcţionării în cadranul 1.

Tensiuni şi curenţi de circulaţie. Tensiunile produse de cele convertoare, 1( )dv tα şi 2 ( )dv tα nu au amplitudinile egale în timp, fiind variabile. Diferenţa dintre ele dă naştere la curenţi, care se închid între cele două convertoare, variabili în timp şi numiţi curenţi de circulaţie. Mecanismul apariţiei acestor este exemplificat pentru convertorul bidirecţional cu 2 pulsuri in punte, în conexiune antiparalelă, fig.1.153. Se consideră cele două convertoare antiparalel l şi 2 comandate la

1 2 2πα α= = . (1.222)

Formele de undă pentru 1( )dv tα şi 2 ( )dv tα sunt prezentate în fig. 1.155 a şi b. Considerând comandate tiristoarele l şi 2, respectiv 1’ şi 2', se constată că există două contururi independente prin care se pot închide curenţii '

ci şi respectiv ''ci . Rezistenţele din cele două contururi sunt

practic neglijabile. Considerând inductivitatea de dispersie Lσ a sursei mult mai mică decât Lk, ceea ce corespunde realităţii, atunci se pot scrie ecuaţii de determinare a celor doi curenţi conform cu

' ( )( ) 2 cdi tu t Ldtσ= , (1.223)

respectiv

'' ( )( ) 2 .cdi tu t Ldtσ= (1.224)

Fig.1.151 Funcţionarea în cadranul 3. Fig.1.152 Funcţionarea în cadranul 4.


Fig.1.155 Forme de undă pentru tensiuni şi curenţi de circulaţie.

Fig.1.154 Dependenţa curenţilor de circulaţie de unghiul de comandă.

Din (1.200) şi (1.201) rezultă că valorile curenţilor 'ci şi ''

ci sunt practic limitate doar de inductivităţile Lσ, tensiunea u(t) a sursei regăsindu-se pe perechile de bobine Lσ, formând aşa-numitele tensiuni de circulaţie '

cu , respectiv ''cu . Formele de undă ale acestor tensiuni,

precum şi a curenţilor de circulaţie O sunt prezentate în fig.1.155 c şi d. Întrucât forma tensiunilor de circulaţie depinde de valoarea unghiurilor de comandă, atât forma cât şi valoarea celor doi curenţi de circulaţie depind de comanda convertoarelor. Pentru convertorul din fig.1.153 această dependenţă este prezentată în fig.1.154. Ca urmare dimensionarea bobinelor Lk, având ca rol limitarea valorilor curenţilor

de circulaţie, trebuie efectuată la 2πα = . Prezenţa

curenţilor de circulaţie conduce pe de o parte la încărcarea suplimentară a tiristoarelor convertoarelor, iar pe de altă parte la diminuarea randamentului conversiei, ca urmare a pierderilor de putere suplimentare în tiristoare şi bobinele Lk. Prevederea a câte două bobine Lk pe fiecare contur de circulaţie este determinată de funcţionarea în sarcină. Astfel, dacă convertorul l preia şi curentul de sarcină Id, prima bobină preia suma celor doi curenţi, în timp ce a doua preia numai curentul de circulaţie ic. Pentru a evita prevederea unor inductivităţi supradimensionate, se acceptă saturarea primei bobine şi deci reducerea substanţială a inductivităţii acesteia, limitarea curentului de circulaţie făcându-se numai de cea de a doua bobină, nesaturată şi având inductivitatea nominală. Prezenţa curenţilor de circulaţie şi bobinelor Lk este exploatată şi în sens favorabil. Printr-o dimensionare atentă a bobinelor Lk şi impunerea valorii curenţilor de circulaţie, astfel încât să fie neîntrerupţi, se asigură un

Fig.1.153 Convertor bidirecţional în conexiune antiparalel.

23 REDRESOARE regim de conducţie neîntreruptă pentru cele două convertoare, independent de curentul de sarcină id(t). Diminuarea efectelor curenţilor de circulaţie şi realizarea unor convertoare economice au condus la realizarea unor scheme mai performante. O astfel de variantă, numită în cruce, este exemplificată în fig.1.156 pentru un convertor bidirecţional cu 2 pulsuri în punte. Caracteristica principală a acestui convertor constă în existenţa unui singur contur de curent de circulaţie, ceea ce necesită numai două bobine Lk, în schimb sursa de alimentare trebuie să fie un transformator cu două secundare identice, alimentarea celor două convertoare trebuind să se facă de la două surse identice, dar separate galvanic. Varianta modernă a convertoarelor bidirecţionale este cea fără curenţi de circulaţie.

O astfel de schemă provine din cea din fig.1.153 prin eliminarea bobinelor de limitarea a curenţilor de circulaţie LK, fig.1.157. Anularea curenţilor de circulaţie se realizează prin comanda convertoarelor. Sistemul de comandă este prevăzut cu un dispozitiv logic care, în funcţie de comandă şi starea sarcinii, autorizează generarea impulsurilor numai pe un convertor . Trecerea conducţiei de pe un convertor pe altul se face cu o pauză de comandă, interval în care nici un convertor nu este comandat. Această pauză este de ordinul milisecundelor, are ca scop stingerea proceselor electromagnetice din convertoare şi practic nu influenţează regimul de funcţionare al sarcinii. Scheme asemănătoare cu cele din fig.1.153,1.156 şi 1.157 se realizează şi pentru convertoare cu 3 pulsuri sau 6 pulsuri în punte. Singura diferenţă constă în variaţia curenţilor de circulaţie în funcţie de comanda α.

Fig.1.156 Convertor bidirecţional în cruce.

Fig.1.157 Convertor bidirecţional fără curenţi de circulaţie.



1.13. CONVERTOARE C.C.-C.C.

Convertoarele c.c. - c.c. bidirecţionale, de 4 cadrane, ca urmare a unor performanţe superioare, înlocuiesc convertoarele c.a. - c.c. comandate la puteri mici şi medii. Performanţele deosebite a acestor convertoare constau în:

schemă mai simplă şi deci costuri mai reduse ale echipamentelor; funcţionarea numai în conducţie neîntreruptă; frecvenţă de comutaţie ridicată, cu avantaje în spectrul de armonici al tensiunii şi

curentului de ieşire.

1.13.1 CONVERTOARE C.C. –C.C. CU MODULAŢIE ÎN LAŢIME BIPOLARĂ.

Schema unui convertor c.c. - c.c. bidirecţional este prezentată în fig.1.162, comutatoarele statice utilizate fiind IGBT. Convertorul poate fi realizat şi cu tranzistoare bipolare sau MOSFET, precum şi cu tiristoare GTO. Realizarea acestor convertoare cu tiristoare obişnuite, variantă

constructivă mai veche, este practic abandonată în prezent ca urmare a dificultăţii realizării stingerii forţate a conducţiei. Se consideră convertorul alimentat de la un circuit intermediar de tensiune continuă Vd constantă, asigurată printr-un condensator de filtrare CF de valoare mare. La bornele de ieşire 1-2 este conectată o sarcină de tipul R+L sau R+L+E. Comanda convertorului este de tipul cu modulaţie în lăţime, PWM, varianta cea mai utilizată în aplicaţii. O schemă bloc de comandă tipică are structura din fig.1.164. Elementele schemei tipice de comandă sunt

GΔ- generator de tensiune triunghiulară; C - comparator; GI - generator de impulsuri cu durată variabilă; CG - circuit de comandă pe poartă IG - izolare galvanică.

Fig.1.162 Convertor c.c.-c.c. bidirecţional.

user

Cross-Out

ELECTRONICA DE PUTERE 65Generatorul de impulsuri GI

furnizează două tensiuni de ieşire EU

şi EU în sistem logic. Circuitele de comandă pe poartă CG sunt specifice tipului de dispozitiv semiconductor de putere utilizat cuprinzând de obicei şi anumite tipuri de protecţie (supracurent, supratemperatură, etc.). Izolarea galvanică se realizează de obicei prin optocuploare. Relativ recent s-au conceput circuite integrate specializate pentru comanda pe poartă a unui braţ sau al întregului convertor, preluând cea mai mare parte a funcţiilor schemei din fig.1.163, izolarea galvanică realizându-se la nivelul tensiunilor EU , respectiv EU . Principiul de funcţionare al convertorului este prezentat în diagramele din fig.1.164. Logica de comandă a comutatoarelor statice rezultă din comparaţia tensiunii de comandă UC, variabilă în limitele

CM C CMU U U− ≤ ≤ + , (1.234) şi tensiunea triunghiulară vΔ(t), având perioada T, respectiv frecvenţa

1fT

= , (1.235)

şi valoarea maximă

CMV UΔ = (1.236) Astfel, dacă

( )CU v tΔ≥ (1.237) sunt comandate pentru intrarea în conducţie 1CS + şi 2CS − , în timp ce

1CS − şi 2CS + sunt necomandate, deci blocate.

Întrucât 1CS + este în conducţie, tensiunea

1 ( )N du t V= (1.238) iar

2 ( ) 0Nu t = . (1.239) Pentru cazul când

( )CU v tΔ< (1.240) comanda comutatoarelor statice se inversează, 1CS + şi 2CS − sunt deschise, iar 1CS − şi 2CS + sunt închise. Evident tensiunea

1

2

( ) 0( )

N

N d

u tu t V

==

. (1.241)

Tensiunea la ieşirea convertorului este dată de 1 2( ) ( ) ( )N Nu t u t u t= − (1.242)

Fig.1.163 Schemă principială de comandă.

Fig. 1.164 Funcţionarea convertorului c.c.-c.c. bipolar.

ELECTRONICA DE PUTERE SI ACTIONARI REGLABILE 66şi are o variaţie de tip dreptunghiular între limitele ,d dV V− + motiv pentru care modulaţia

se numeşte bipolară. Valoarea medie a tensiunii de ieşire U se calculează după relaţia (1.219) calculând valorile medii pentru tensiunile 1Nu şi 2Nu . În acest scop se stabileşte dependenţa tensiunii ( )v tΔ în funcţie de timp. Astfel, pentru intervalul

04Tt≤ ≤ , (1.243)

se obţine

( )/ 4tv t V

TΔΔ = . (1.244)

Punând condiţia egalităţii tensiunii de comandă Uc cu ( )v tΔ se poate determina punctul A, fig.1.164, respectiv intervalul

1.

4cU TtV Δ

= . (1.245)

Durata de conducţie dintr-o perioadă T a comutatoarelor statice 1CS + şi 2CS− , care furnizează tensiunea 1 ( )Nu t , este

12 12 2

cC

UT TT tV Δ

⎛ ⎞= + = +⎜ ⎟

⎝ ⎠. (1.246)

Se defineşte durata relativă de conducţie a acestor două comutatoare statice prin

11 1

2 2C cT UD

V Δ

⎛ ⎞= = +⎜ ⎟

⎝ ⎠. (1.247)

Valoarea medie corespunzătoare tensiunii 1 ( )Nu t se calculează conform cu

1 1 10

1 ( ) .CT

CN N d d

TU u t dt V D VT T

= = =∫ . (1.248)

În acelaşi mod se defineşte durata de conducţie relativă pentru 1CS − şi 2CS + prin

2 11CT TD DT−

= = − , (1.249)

iar valoarea medie corespunzătoare tensiunii 2 ( )Nu t se calculează cu

2 2 20

1 ( ) . .CT T

N N dU u t dt D VT

−

= =∫ (1.250)

Valoarea medie a tensiunii de ieşire a convertorului se calculează cu relaţia

1 2 1(2 1) .CN N d d

UU U U V D VV Δ

= − = − = (1.251)

Expresia tensiunii medii U, având în vedere (1.251) şi faptul că V Δ este constantă, arată că prin modificarea tensiunii de comandă în limitele (2.134) se obţine variaţia continuă şi liniară a acesteia în limitele

d dV U V− ≤ ≤ + , (1.252) adică un convertor bidirecţional cu caracteristica de comandă din fig.1.165. Caracterul

bidirecţional este asigurat şi la nivelul curentului de ieşire i(t), un sens fiind asigurat de 1CS + şi 2CS− , iar celălalt sens de 1CS − şi

2CS + . Conducţia în convertor este însă mai complicată depinzând atât de starea comutatoarelor statice, cât şi a sarcinii. Considerând

Fig. 1.165 Caracteristica de comandă.

ELECTRONICA DE PUTERE 67o sarcină de tip R+L+E, la aplicarea primului impuls pozitiv al tensiunii u(t), fig.1.164, curentul creşte prin circuit după o variaţie exponenţială. Având în vedere frecvenţa mare a tensiunii de modulaţie triunghiulară, de ordinul kHz sau zecilor de kHz, timpul t1 este mult mai mic decât constanta de timp a circuitului

LR

τ = , (1.253)

astfel că exponenţiala se găseşte pe porţiunea de început şi poate fi aproximată printr-o dreaptă. Presupunând valoarea iniţială a curentului I0, acesta creşte la valoarea IM, bobina din circuit acumulând energie. Evident, având în vedere comutatoarele comandate şi faptul că ( ) 0i t > , conducţia se închide prin 1CS + şi 2CS− . În intervalul imediat următor, tensiunea u(t)<0 şi

sunt comandate 1CS − şi 2CS + , curentul i(t) începe să se micşoreze, fiind întreţinut de energia acumulată anterior de inductivitatea L, rămânând pozitiv, închiderea conducţiei nu este posibilă prin comutatoarele comandate 1CS − şi 2CS + . Întrucât descărcarea bobinei trebuie să se producă, tensiunea de autoinducţie a acesteia deschid diodele antiparalel 1D− şi 2D+ , energia circulând de la sarcină spre sursa de alimentare Vd. La anularea curentului pot intra efectiv în conducţie comutatoarele statice comandate, curentul inversând de sens. Creşterea curentului în acest interval produce din nou acumularea de energie în bobină. În intervalul următor ( ) 0i t < , deci nu se poate închide prin comutatoarele comandate 1CS + şi 2CS− , astfel că se produce deschiderea diodelor

1D+ şi 2D− prin care are loc descărcarea energiei bobinei. În continuare conducţia este preluată de

1CS + şi 2CS− ca urmare a faptului că ( ) 0i t > . Valoarea medie a curentului se calculează cu

0

1 ( ) ,T

I i t dtT

= ∫ (1.254)

efectuând integrala pe fiecare porţiune separată de variaţie. Prezentarea de mai sus scoate în evidenţă faptul că indiferent de valoarea medie a curentului i(t) şi de comutatoarele statice comandate, conducţia se închide fie prin acestea, fie prin diodele antiparalel, în funcţie de variaţia impusă curentului de către sarcină. Aşadar, la acest tip de convertor conducţia este întotdeauna neîntreruptă, având loc şi recuperarea energiei acumulate de bobină. Spectrul de frecvenţe conţinut de u(t) este determinat de frecvenţa tensiunii modulatoare, armonicile fiind multiplu al acestei frecvenţe. Având în vedere valoarea mare, de ordinul kHz sau zecilor de kHz a acestei frecvenţe, armonicile apar în poziţii înalte influenţând mai puţin sarcina. Un alt avantaj al frecvenţei mari de lucru sunt ondulaţiile reduse ale curentului i(t), încadrabile în limitele admise de motoarele de c.c., de obicei fără prevederea de inductivităţi suplimentare.

1.13.2 CONVERTOARE C.C. –C.C. CU MODULAŢIE ÎN LAŢIME UNIPOLARĂ.

Realizarea unui convertor c.c.-c.c. cu modulaţie în lăţime unipolară nu necesită modificări în schema din fig.1.162, ci numai în strategia de comandă. În primul rând sunt două tensiuni de comandă UC1 şi UC2, fig.1.166, care îndeplinesc în permanenţă condiţia

1 2C CU U= − . (1.255)

ELECTRONICA DE PUTERE SI ACTIONARI REGLABILE 68În al doilea rând, logica de comandă

presupune comanda braţului l, 1CS + şi 1CS − , prin comparaţia dintre UC1 şi ( )v tΔ , iar a

braţului 2, 2CS + şi 2CS− , din comparaţia dintre UC2 şi ( )v tΔ . Astfel dacă

1 ( )CU v tΔ> (1.256)

1CS + este comandat, iar 1CS − deschis. La inversarea condiţiei (1.233) se inversează şi starea celor două comutatoare . In acelaşi mod este comandat braţul 2, adică, dacă

2 ( )CU v tΔ> (1.257)

atunci 2CS + este comandat iar 2CS− deschis, starea comutatoarelor statice inversându-se odată cu inegalitatea (1.234). În fig. 1.166 rezultă, ca urmare a logicii de comandă de mai sus, formele de undă ale tensiunilor

1 ( )Nu t şi 2 ( )Nu t , precum şi tensiunea de ieşire u(t), calculată cu relaţia (1.248). Tensiunea de ieşire u(t) este formată de asemenea din pulsuri dreptunghiulare cu variaţie însă între 0 şi +Vd , adică o variaţie unipolară. Valoarea medie a tensiunii de ieşire, U, se calculează după o relaţie asemănătoare cu (1.228) conducând la aceeaşi expresie, respectiv la caracteristica de comandă din fig.1.165. Deşi la prima vedere rezultatele obţinute nu se deosebesc mult de cele de la convertorul bipolar, convertorul cu modulaţie unipolară are câteva avantaje. Astfel, prezenţa în tensiunea de ieşire numai a pulsurilor unipolare conduce la micşorarea ondulaţiilor curentului de ieşire, i(t), iar conducţia în convertor este mai complexă. Astfel, considerând valoarea iniţială a curentului i(t) ca fiind I0, în primul interval din fig. 1.166 , ( ) 0i t > , ca urmare a faptului că ( ) 0u t > , conducţia se închide prin 1CS + şi 2CS− comandate. În intervalul următor ( ) 0u t = şi curentul începe să se micşoreze fiind întreţinut de energia acumulată în bobina sarcinii. Curentul nu se poate închide însă prin comutatoarele statice comandate 1CS − şi 2CS− , ci prin 2CS− şi 1D− , energia bobinei disipându-se pe sarcină şi în interiorul convertorului. În intervalul următor, dacă sarcina este de tipul R+L+E, curentul i(t) devine negativ, iar conducţia se închide prin 1CS − comandat şi dioda 2D− , energia bobinei disipându-se tot pe sarcină şi în interiorul convertorului. La comutarea comenzii de pe 1CS − pe

1CS + acest circuit se întrerupe, iar curentul fiind negativ se va închide prin 1D+ şi 2D− , recuperând energia bobinei prin transmiterea ei spre sursa de alimentare. În continuare conducţia decurge alternativ prin comutatoarele statice şi/sau diodele antiparalel în funcţie de starea comenzii şi sensul curentului de sarcină. Valoarea medie a curentului se calculează după relaţia (1.231). Rezultă aşadar că şi pentru acest convertor este asigurat regimul de curent neîntrerupt. Suplimentar, din analiza formelor de undă din fig.1.166, se constată că frecvenţa tensiunii şi curentului de ieşire este dublă faţă de cazul convertorului bipolar şi faţă de frecvenţa tensiunii de modulaţie ( )v tΔ . Acest lucru conduce la două avantaje:

frecvenţa dublă de comutaţie la nivelul tensiunii u(t), faţă de frecvenţa de comutaţie reală a comutatoarelor statice, ceea ce evident diminuează pierderile de putere din dispozitivele semiconductoare de putere datorate comutaţiei;

Fig.1.166 Funcţionarea convertorului c.c.-c.c. bipolar.

ELECTRONICA DE PUTERE 69armonicile de tensiune şi curent apar la multiplu întreg al dublului frecvenţei tensiunii

modulatoare

1.13.3 CONVERTOARE C.C. –C.C. ÎN REGIM DE FRÂNARE.

Ambele convertoare permit regimul de frânare cu recuperare al maşinii de c.c. alimentate, care se realizează prin comandă adecvată a comutatoarelor statice. Problema care apare are în vedere destinaţia energiei recuperate. De obicei circuitul intermediar este alimentat de la un redresor necomandat, cu diode, care nu permite transferul energiei spre reţeaua de curent alternativ. În acest caz injectarea energiei recuperate în circuitul intermediar are ca loc de

acumulare capacitatea de filtrare CF. Având în vedere că energia acumulată de acest condensator se calculează cu

212CF F dW C V= (1.258)

efectul va fi creşterea tensiunii Vd la valori care pot fi dăunătoare atât pentru condensator, cât şi pentru dispozitivele semiconductoare de putere. La puteri mici, unde energia recuperată nu are valori însemnate, se introduce în circuitul intermediar o rezistenţă de frânare RF, având ca destinaţie disiparea energici suplimentare, fig.1.167. În fapt acest circuit este un convertor c.c.-

c.c. de un cadran realizat cu comutatorul static CSF. Comanda acestuia se realizează printr-un regulator de tensiune, care menţine tensiunea din circuitul intermediar în limitele

d dV V± Δ . Comanda CSF este prezentată în fig.1.168. Când tensiunea reală la bornele condensatorului depăşeşte valoarea maximă din d dV V+ Δ comutatorul static CSF trece în starea ON, iar la atingerea limitei d dV V−Δ trece în starea OFF.

În cazul puterilor medii şi mari această soluţie nu este economică, apelându-se la alimentarea circuitului intermediar de la un convertor comandat bidirecţional cu tiristoare sau de la un redresor PWM.

1.13.4 TIMPUL MORT AL CONVERTOARELOR C.C. –C.C.

Strategia de comandă a celor două tipuri de convertoare descrise mai sus realizează o comandă în antifază a comutatoarelor statice de pe un braţ, de exemplu CS + şi CS − , fig.1.167. Întrucât un dispozitiv semiconductor de putere nu comută din starea de conducţie în starea blocată instantaneu ci într-un timp finit OFFt . În acest interval, primind comandă şi celălalt comutator static de pe braţul în discuţie, se creează un circuit prin care sursa Vd este scurtcircuitată. Evident, regimul de avarie care apare nu este fericit nici pentru sursa de alimentare şi nici pentru

Fig.1.167 Convertor c.c.-c.c. cu circuit de disipare a energiei de frânare.

t

t

( )dv t

CSF

dV d dV V+ Δ

d dV V−Δ

Fig.1.168 Comanda CSF.

on

ELECTRONICA DE PUTERE SI ACTIONARI REGLABILE 70dispozitivele semiconductoare de putere. Eliminarea acestui inconvenient se realizează prin introducerea aşa-numitului timp mort, dt , între comanda de stingere a unui comutator static şi cea de intrare în conducţie pentru celălalt comutator static de pe braţ. Evident timpul mort trebuie să îndeplinească condiţia

d OFFt t> . (1.259) Se consideră braţul l din convertorul din fig.1.167, tensiunea şi curentul de ieşire având

sensurile din desen, iar modulaţia bipolară. În fig.1.169 suprafeţele haşurate indică comanda pentru intrare în conducţie a lui 1CS + respectiv 1CS − , iar td1, respectiv td2, timpul mort între aceste comenzi. În intervalul t1, cât 1CS + este comandat, tensiunea

1 ( )N du t V= . (1.260) În intervalul t2, când 1CS − este închis, curentul i(t) fiind pozitiv conducţia se va închide

prin 1D− şi 2D+ , astfel că 1 ( ) 0Nu t = . (1.261) Acelaşi lucru se întâmplă însă şi pe intervalul td1, fiind în conducţie în continuare

aceleaşi diode. Pe intervalul td2, curentul fiind pozitiv, iar 1CS + neprimind încă comandă tensiunea 1 ( ) 0Nu t = (1.262)

conducţia fiind în continuare prin aceleaşi diode. Tensiunea furnizată de braţ capătă valoarea 1 ( )N du t V= (1.263) abia la începutul intervalului t3 când 1CS + intră în conducţie. Aşadar, faţă de forma de

undă a tensiunii 1 ( )Nu t din fig.1.164, introducerea timpului mort produce o micşorare a tensiunii cu spaţiul aferent intervalului td2, reducere care se calculează cu

1 ( ) dN d

tu t VT

Δ = − (1.264)

unde feste perioada tensiunii modulatoare, iar 1 2d d dt t t= = . (1.265)

Efectul timpului mort pentru cazul i(t)<0 şi acelaşi braţ al convertorului este prezentat în fig.1.170. Pe intervalul t1, deşi 1CS + este comandat, întrucât i(t)<0, conducţia se închide prin 1D+ şi 2D− , iar tensiunea

1 ( )N du t V= . (1.266) Pe intervalul t2 , ca urmare a intrării în conducţie a lui 1CS − tensiunea

1 ( ) 0Nu t = . (1.267)

Fig.1.169 Efectul timpului mort pentru i(t)> 0. Fig.1.170 Efectul timpului mort pentru i(t)<0.

ELECTRONICA DE PUTERE 71Pe intervalul td2, ca urmare a blocării conducţiei comutatorului statice 1CS − , conducţia

revine prin diodele 1D+ şi 2D− , tensiunea având valoarea 1 ( )N du t V= . (1.268) Intervalul t3, identic d.p.d.v. al conducţiei cu t1 , este caracterizat prin valoarea tensiunii

u1N(t) sub forma relaţiei (1.243). Faţă de forma de undă din fig.1.164 apare intervalul td2 cu creşterea de tensiune dată de

1 ( ) dN d

tu t VT

Δ = . (1.269)

La nivelul tensiunii de ieşire a convertorului se obţine o creştere sau o micşorare a tensiunii de ieşire în funcţie de sensul curentului i(t). Astfel dacă i(t) este pozitiv, fig.1.169, pentru braţul i(t) este de asemenea pozitiv şi apare o micşorare a tensiunii după relaţia (1.264), iar pentru braţul 2, curentul fiind negativ, apare o creştere a tensiunii egală cu cea din relaţia (1.269). Pe ansamblul convertorului va avea loc o micşorare a tensiunii

1 22 d

N N dtU U U VT

Δ = Δ −Δ = − . (1.270)

În cazul i(t)<0, făcând acelaşi raţionament, rezultă o creştere a tensiunii de ieşire cu

1 22 d

N N dtU U U VT

Δ = Δ −Δ = . (1.271)

Caracteristica de comandă a convertorului, luând în considerare efectele timpului mort, se modifică ca în fig.1.171. Efectele timpului mort în cazul modulaţiei unipolare sunt identice, deci conduc la aceleaşi rezultate. Anularea efectelor timpului mort se poate realiza prin modificarea comenzii UC în sensul creşterii acesteia pentru i(t)> 0 şi micşorarea pentru i(t)<0, astfel încât să se compenseze variaţiile de tensiune .UΔ Modificarea comenzii UΔ se face cu valori fixe întrucât variaţia de tensiune, relaţiile (1.247) şi (1.248), nu depind de mărimea curentului, ci numai de valoarea timpului mort, care este

constant pentru un convertor dat. Întrucât variaţiile de tensiune sunt relativ mici, cel mult de ordinul 1..2%, iar compensarea prin modificarea tensiunii de comandă este relativ dificil de realizat, cel mai adesea se utilizează convertoarele c.c. - c.c. fără compensarea timpului mort.

1.13.5 FUNCŢIA DE TRANSFER A CONVERTOARELOR C.C. –C.C.

Modelul matematic al convertoarelor c.c. - c.c. se realizează în aceleaşi condiţii ca la convertoarele c.a. – c.c. comandate. Neglijând efectele timpului mort şi luând în consideraţie că prin proiectare limitele ± Vd nu se ating în funcţionarea normală, funcţia de transfer a convertorului rezultă din (1.228) sub forma

( )( )( )

dC

C

VU sY s kU s V Δ

= = = , (1.272)

adică convertorul este un amplificator de putere liniar. Întrucât la aceste convertoare nu apare necesitatea sincronizării între faza de comandă şi tensiunea colector - emitor (drena - sursă), comanda devine efectivă chiar în momentul generării ei. Ca urmare între intrare şi ieşire nu există întârzieri, convertorul fiind neinerţial.

Fig.1.171 Caracteristica de comandă ţinând cont de timpul mort.



1.14 CONVERTOARE C.C. – C.A. INVERTOARE.

Convertoarele c.c. - c.a., numite curent invertoare, s-au dezvoltat în ultimul deceniu ca urmare a progreselor din tehnica dispozitivelor semiconductoare de putere şi a performanţelor superioare oferite de maşinile de c.a. în raport cu cele de c.c. Pentru sistemele de conversie electromecanică, ca unul din domeniile de utilizare a acestor convertoare, se folosesc invertoare trifazate de tensiune sau de curent cu o mare varietate de tipuri de scheme si comandă (modulaţie). Se remarcă faptul că tehnicile de comandă permit funcţionarea acestor convertoare atât în regimul propriu-zis de invertor, conversie c.c. - c.a., cât şi în regim de redresor, conversie c.a.-c.c. Varietatea deosebită a schemelor şi tehnicilor de modulaţie ale invertoarelor utilizate în prezent nu poate fi cuprinsă în cadrul şi obiectivul acestui manual. Ca urmare se vor prezenta tipuri fundamentale de invertoare şi tehnici de modulaţie, cu scopul stabilirii proprietăţilor principale, reglarea tensiunii şi frecvenţei şi conţinutul de armonici, şi pentru a se putea aprecia influenţa acestora în conducerea unui sistem de conversie electromecanică.

1.14.1 INVERTOARE MONOFAZATE CU MODULAŢIE ÎN UNDĂ DREPTUNGHIULARĂ

Schema unui astfel de invertor, de tip punte şi cu ieşire în tensiune, este prezentată în fig.1.172, fiind identică cu cea a unui convertor c.c.-c.c. de 4 cadrane. Se consideră alimentarea invertorului de la o sursă de tensiune continuă având Vd= cst. Considerând că se doreşte obţinerea unei tensiuni de ieşire u0(t), de frecvenţă fc, se defineşte perioada de comandă

1c

c

Tf

= . (1.273)

Comanda comutatoarelor statice ale invertorului se face după logica: - pe prima jumătate de perioadă Tc, 1 2,T T+ − închise, 1 2,T T− + deschise;

Fig.1.172 Invertor monofazat de tensiune în punte.

ELECTRONICA DE PUTERE 65- pe a doua jumătate de perioadă Tc, 1 2,T T+ − deschise, 1 2,T T− + închise. Comanda şi forma de undă a tensiunii u0(t) sunt prezentate în fig.1.173, din care rezultă

că u0(t) este o tensiune alternativă, dar cu o variaţie dreptunghiulară. Semnalul obţinut se poate descompune în serie de armonici, fundamentală fiind de forma

1100 ( ) sin 2 ,cu t U fπ= (1.274)

unde

10

4 1,273d dU V Vπ

= = . (1.275)

Având în vedere forma lui u0(t) armonicile superioare care apar sunt de rang impar, iar amplitudinea armonicii de rang h este dată de

10

0h UU

h= . (1.276)

Concluziile care rezultă din această sumară descriere sunt:

- tensiunea de ieşire a invertorului este constantă, modificarea acesteia însemnând utilizarea unei surse Vd variabile;

- frecvenţa se poate regla în limite largi prin modificarea perioadei de comandă;

- conţinutul de armonici este important iar prima armonică, de ordinul 3, este semnificativă ca valoare, fiind o treime din fundamentală. Forma curentului i0(t) va depinde de sarcina de la ieşirea convertorului, conţinutul de armonici al acestuia putând fi diferit doar ca amplitudine faţa de cel al tensiunii u0(t). Sarcina fiind de obicei de tip R+L, apare un defazaj între curent şi tensiune ceea ce face necesară prevederea diodelor antiparalel în scopul asigurării conducţiei neîntrerupte prin sarcina. Conducţia prin comutatoarele statice sau prin diodele antiparalel se desfăşoară ca la convertorul c.c. - c.c. de 4

cadrane.

1.14.2 INVERTOARE TRIFAZATE CU MODULAŢIE ÎN UNDĂ DREPTUNGHIULARĂ.

Un astfel de invertor s-ar putea realiza prin conectarea trifazată, de obicei în stea, a trei invertoare monofazate de tipul celui din fig.1.172. Varianta utilizată în practică, mult mai

Fig.1.173 Forme de undă pentru invertorul în undă dreptunghiulară.

Fig.1.174 Invertor trifazat de tensiune.

ELECTRONICA DE PUTERE SI ACTIONARI REGLABILE 66economică, este prezentată în fig.1.174. Invertorul se consideră alimentat de la o tensiune continuă Vd =cst., iar sarcina, trifazată simetrică, de tipul R+L, conectată în stea, cu nulul O izolat. Comanda convertorului se realizează pe fiecare braţ, în antifază, ca la convertorul monofazat. Comandă pe cele trei braţe, A, B si C sunt decalate cu 2 / 3π , aşa cum este prezentat în fig.1.175. Tensiunile ANu , BNu şi CNu rezultă cu uşurinţă analizând starea comutatoarelor statice de pe fiecare braţ.

Tensiunile de linie la ieşirea convertorului se calculează cu

AB AN BN

BC BN CN

CA CN AN

u u uu u uu u u

= −= −= −

(1.277)

şi au o forma fig.1.175, de tip bipolar, cu variaţie între +Vd şi –Vd. Tensiunea pe faza A a receptorului, AOu , se poate calcula conform modelului următor. Tensiunile pe cele trei faze rezultă din

AO AN ON

BO BN ON

CO CN ON

u u uu u uu u u

= −= −= −

(1.278)

Însumând relaţiile (1.256) rezultă

,

3

3

AN BN CNON

AN BN CNAO AN

u u uu

u u uu u

+ +=

+ += −

(1.279)

întrucât datorită conexiunii trifazate există relaţia 0AO BO COu u u+ + = (1.280) Aplicând relaţia (1.279) pentru fiecare interval Tc/6

rezultă o variaţie în trepte a tensiunii AOu de forma celei prezentate în fig.1.175. Armonicile de ordinul l ale tensiunilor de linie 1 1 1, ,AB BC CAu u u formează un sistem trifazat simetric de tensiuni de succesiune directă, având faza iniţială / 6π− . Valoarea maximă a tensiunii de linie se calculează cu

1 3 4 ,

2AB dU V

π= (1.281)

iar valoarea efectivă după

1

1 0,782AB

AB dUU V= = (1.282)

Conţinutul de armonici superioare al tensiunilor furnizate de braţele invertorului este acelaşi de la invertorul monofazat, adică întregul spectru de armonici impare. Ca urmare a conexiunii trifazate, în spectrul de armonici al tensiunilor de linie dispar armonicile multiplu de trei, reducând sensibil deformarea acestora în sensul apariţiei, în afara fundamentalei, doar a armonicilor 5, 7, 11, 13 ş.a.m.d. Armonicile fundamentale ale tensiunilor de fază formează de asemenea un sistem trifazat simetric de succesiune directă, defazat faţă de sistemul de tensiuni de linie cu / 6π în urmă, Fig.1.175 Formele de undă

pentru invertorul trifazat.

ELECTRONICA DE PUTERE 67adică caracteristic unui sistem trifazat standard. Se poate arăta că similitudinea există şi la nivelul valorilor tensiunilor. Astfel valoarea maximă a tensiunii în fază este

1

1 2 ,3AB

AO dUU V

π= = (1.283)

respectiv valoarea efectivă

1 2AO dU V

π= . (1.284)

Conţinutul de armonici al tensiunilor de fază conţine însă întreg spectrul armonicilor impare. Rezultă că proprietăţile acestui tip invertor nu sunt prea favorabile în sensul că:

nu se poate regla tensiunea de ieşire; conţinutul de armonici este bogat şi aflat în apropierea fundamentalei. Astfel de scheme de invertoare se realizează cu tiristoare lente cu stingere forţată şi în

general la puteri mari. Pentru reglarea tensiunii se apelează la alimentarea circuitului intermediar printr-un convertor c.a-c.c. comandat.

1.14.3 INVERTOARE MONOFAZATE DE TENSIUNE CU MODULAŢIE ÎN LĂŢIME A PULSURILOR (PWM).

Se consideră un invertor monofazat în punte alimentat de la o sursă de c.c. de tensiune Vd=cst., fig.1.172. Modulaţia în lăţime a pulsurilor, curent numită PWM, se realizează în două variante: bipolară şi unipolară. Astfel, în cazul modulaţiei sinusoidale bipolare, comanda comutatoarelor statice rezultă din comparaţia tensiunii de comandă

( ) sin 2 ,cc cu t U fπ= (1.285) unde fc este frecvenţa tensiunii de ieşire dorită, cu o tensiune modulatorie de tip

triunghiular, de amplitudine V Δ şi frecvenţă fΔ constante, asemănătoare cu cea de la convertoarele c.c. - c.c., fig.1.176. Logica de comandă , rezultată din comparaţia menţionată mai

sus, decurge după: - pentru cazul când ( ) ( )cu t v tΔ≥

1 2,T T+ − - închise, iar 1 2,T T− + deschise; - pentru cazul când ( ) ( )cu t v tΔ<

funcţionarea comutatoarelor statice se inversează. Tensiunea de ieşire 0 ( )u t fig.2.60, este formată din pulsuri dreptunghiulare cu variaţie bipolară, între + Vd şi –Vd. Evident numărul de pulsuri depinde de frecvenţa fΔ , iar lăţimea lor este variabilă în funcţie de variaţia tensiunii de comandă uc(t). Tensiunea de ieşire 0 ( )u t conţine o fundamentală 1

0 ( )u t având frecvenţa egală cu a tensiunii de comandă şi o sumă de armonici superioare. In fig.1.176, din motive de

simplificare a desenului, s-a adoptat 7 ,cf fΔ = (1.286)

Fig.1.176 Modulaţia sinusoidală bipolară.

ELECTRONICA DE PUTERE SI ACTIONARI REGLABILE 68în realitate însă cf fΔ . Ca urmare pentru determinarea amplitudinii tensiunii de ieşire se

poate adopta metoda de calcul de la convertoarele c.c. - c.c. de 4 cadrane, PWM bipolare, considerând că pentru două pulsuri triunghiulare alăturate tensiunea de comandă uc(t) nu se modifică semnificativ. Astfel se poate scrie

10 ( ) ( ) sin 2 ,d d

cc cV Vu t u t U fV V

πΔ Δ

= = (1.287)

rezultând o tensiune sinusoidală având frecvenţa şi faza iniţială a tensiunii de comandă. Această relaţie este corectă pentru cazul când

,cU V Δ≤ (1.288) numit domeniu de modulaţie în amplitudine liniară. Se defineşte modulaţia în amplitudine

prin

.cA

UmV Δ

= (1.289)

În cazul modulaţiei liniare, ecuaţia (1.288), rezultă 0 1,Am≤ ≤ (1.290)

iar tensiunea de ieşire

10 A dU m V= (1.291)

va fi cuprinsă în intervalul [0,Vd]. S-a obţinut o primă caracteristică favorabilă a acestui tip de modulaţie constând în variaţia tensiunii de ieşire în limite largi prin simpla modificare a amplitudinii tensiunii de comandă. Pentru tensiuni de comandă

cU V Δ> (1.292) numai sunt intersectate toate tensiunile triunghiulare, astfel că relaţia (1.287) nu mai este

valabilă, modulaţia devenind neliniară. La o anumită valoare a tensiunii cU pe întreaga semiperioadă Tc/2, uc(t) nu intersectează nici o tensiune triunghiulară şi tensiunea de ieşire este formată dintr-un singur puls dreptunghiular cu durată Tc/2, convertorul aflându-se în cazul modulaţiei în undă dreptunghiulară, fig.1.177. Se defineşte modulaţia în frecvenţă prin

Fc

fmfΔ= . (1.293)

Conţinutul de armonici superioare al tensiunii u0(t) este determinat de modulaţia în frecvenţă adoptată pentru convertor. Astfel rangul h al armonicilor superioare este dat de

. Fh j m k= ± , (1.294) unde pentru j par, k este impar şi invers. Spectrul de armonici este prezentat în fig.1.178.

Din (1.294) rezultă că modulaţia în frecvenţă este bine să fie cât mai mare pentru ca prima armonică superioară să fie cât mai departe de fundamentală. Alegerea modulaţiei în frecvenţă mai

Fig.1.177 Caracteristica de comandă. Fig.1.178 Spectrul de armonici.

ELECTRONICA DE PUTERE 69depinde şi de alţi factori. Astfel o frecvenţă fΔ foarte mare conduce la o frecvenţă de comutaţie de aceeaşi mărime pentru comutatoarele statice, ceea ce înseamnă o solicitare termică importantă a acestora. Pe de altă parte trebuie evitată apariţia armonicilor importante în spectrul audio în scopul micşorării poluării sonore. Acest deziderat se realizează diferit în funcţie de strategia de modulaţie aleasă. Prima, numită modulaţie sincronă, este caracterizată prin mF= cst. şi tensiunile de comandă şi modulatoare sincronizate, ca fază iniţială, ca în fig.1.176 . Considerând motorul alimentat la o frecvenţă maximă de 100Hz, pentru încadrarea primelor armonici în afara spectrului audio se adoptă

21,Fm < (1.295) astfel că prima armonică apare în jurul frecvenţei de 2kHz, nesesizabilă audio. A doua, numită modulaţie asincronă, lucrează cu tensiune modulatoare de frecvenţă constantă şi modulaţie în frecventa mF variabilă, cele două tensiuni ( )cu t şi ( )v tΔ nemaifiind sincronizate. In acest caz se adopta în general

21Fm > (1.296) astfel ca primele armonici superioare să apar peste frecvenţa maximă audio de 20kHz. Modulaţia asincronă are dezavantaje la frecvenţe mici când conţinutul de armonici creşte în amplitudine şi se găseşte în spectrul audio. În concluzie modulaţia în lăţime are câteva avantaje importante: - reglarea independentă a tensiunii şi frecvenţei de ieşire, preferându-se modulaţia în amplitudine liniară; - posibilitatea controlului conţinutului de armonice prin modulaţia în frecvenţă adoptată; - posibilitatea modificării fazei iniţiale a tensiunii de ieşire prin faza iniţială a tensiunii de comandă; - realizarea tensiunii de ieşire, asemănător ca la convertoarele c.c. - c.c., fără întârziere în timp.

Performantele obţinute prin modulaţia bipolară se îmbunătăţesc în cazul variantei unipolare. Comutatoarele statice de pe cele două braţe l şi 2 se comandă independent prin compararea tensiunii triunghiulare cu două tensiuni de comandă 1( )cu t si 2 ( )cu t , fig.1.179, care îndeplinesc condiţia de antifază

1 2( ) ( )c cu t u t= − . (1.297) Logica de comandă se stabileşte într-un mod asemănător ca pentru modulaţia bipolară. Astfel pentru

1( ) ( )cu t v tΔ≥ (1.298)

1T + este închis, iar 1T − deschis. La inversarea inegalităţii (1.298) se modifică şi starea comutatoarelor statice. Pentru braţul 2 dacă

2 ( ) ( )cu t v tΔ≥ (1.299)

2T + este închis, respectiv 2T − deschis, având loc de asemenea inversarea stării la inversarea inegalităţii (1.276). În fig.1.179 sunt prezentate formele de undă rezultate pentru 1 ( )Nu t şi 2 ( )Nu t , precum şi pentru 0 1 2( ) ( ) ( )N Nu t u t u t= − . (1.300)

Cea mai mare parte din concluziile stabilite la modulaţia bipolară rămân valabile. Proprietăţile noi constau în:

- variaţia unipolară, între 0 şi +Vd, pe o semiperioadă a tensiunii de ieşire, ceea ce va conduce la o ondulaţie a curentului i0(t) mult mai mică;

- frecvenţa de comutaţie din convertor este dublă faţă de frecvenţa tensiunii modulatoare, ceea ce influenţează favorabil ondulaţiile curentului;

- îmbunătăţirea apreciabilă a spectrului de armonici.


Astfel tensiunile 1 ( )Nu t şi 2 ( )Nu t conţin spectrul de armonici caracteristice modulaţiei bipolare. Ca urmare a relaţiei de calcul a tensiunii u0, armonicile pare din cele două tensiuni,

2 ( )Nu t şi 2 ( )Nu t care sunt în fază, se anulează. Dacă se adoptă o modulaţie în frecvenţă mF pară, atunci spectrul de armonici care apar este de forma 2 1, 3,Fm ± ± ş.a.m.d.

Această realizare îndepărtează mult primele armonici de fundamentală, astfel că, deşi valoarea lor este însemnată, influenţa asupra maşinii se reduce considerabil.

1.14.4 INVERTOARE TRIFAZATE DE TENSIUNE CU MODULAŢIE ÎN LĂŢIME A PULSURILOR (PWM).

Schema unui astfel de invertor este identică cu cea din fig.1.174. Comanda celor trei braţe ale invertorului se face prin compararea tensiunii modulatoare de formă triunghiulară ( )v tΔ cu trei tensiuni de comandă de forma , fig.1.180,

( ) sin 22( ) sin(2 )3

4( ) sin(2 )3

cAC c

cBC c

cCC c

u t U f

u t U f

u t U f

πππ

ππ

=

= −

= −

. (1.301)

Pe fiecare braţ al invertorului logica de comandă a comutatoarelor statice rezultă după modelul de la invertorul monofazat de tensiune. Modul de determinare a tensiunilor furnizate de cele trei braţe, a tensiunilor de linie şi a celor de fază este identic cu cel utilizat la acelaşi tip de invertor cu modulaţie în undă dreptunghiulară. Pentru exemplificare în fig.1.180, s-au determinat grafic două tensiuni de braţ, ( )ANu t şi ( )BNu t şi tensiunea de linie ( )ABu t . O primă concluzie

Fig.1.179 Modulaţia în lăţime unipolară.


rezultă din forma tensiunilor de linie care au o variaţie unipolară. Dacă se construiesc şi celelalte două tensiuni de linie, ( )BCu t şi ( )CAu t se constată că armonicile de ordinul l ale acestora formează tot un sistem trifazat simetric cu acelaşi defazaj faţă de începutul comenzii ca la modulaţia în undă dreptunghiulară. Sistemul de tensiuni de fază se calculează cu relaţii de forma (1.280), rezultând tot tensiuni sub formă de trepte, ca în fig.1.175. Diferenţa esenţială constă în forma tensiunilor obţinute, care sunt compuse din pulsuri de lăţime variabilă, determinată de valoarea tensiunilor de comandă. Modulaţiile în frecvenţă şi amplitudine se definesc la fel ca la invertorul monofazat şi au aceleaşi proprietăţi. Calculul tensiunilor de linie şi fază se face în ipotezele de la invertorul PWM monofazat, cu observaţia că fiecare braţ al invertorului lucrează separat ca urmare a comenzii independente. In fig.1.181 este prezentată funcţionarea braţului A. Având în vedere comanda tensiunea de ieşire 'AO

u , considerând 'O ca un punct median al sursei Vd, are o variaţie bipolară în domeniul [ / 2, / 2]d dV V+ − . Similar lucrează şi celelalte două braţe B şi C. Ca urmare relaţia (1.265), în condiţiile modulaţiei liniare, capătă forma

'1 ( ) sin 2 sin 2

2 2c d d

c AAO

V VUu t f m fV

π πΔ

= = , (1.302)

unde valoarea efectivă a tensiunii de fază, la nivelul primei armonice, este dată de

1 ,2 2

dAO A

VU m= (1.303)

iar a tensiunii de linie de 1 13 0,612 .AB AO A dU U m V= = (1.304)

În cazul supramodulaţiei, mA > l, la limită se ajunge la modulaţia în undă dreptunghiulară, când valoarea efectivă a tensiunii de linie este dată de ecuaţia (1.283). Conţinutul de armonici al tensiunii de fază ( )AOu t este cel caracteristic invertoarelor PWM monofazate. Având în vedere că o tensiune de linie se calculează conform cu

Fig. 1.180 Invertor trifazat de tensiune cu modulaţie în lăţime.

ELECTRONICA DE PUTERE SI ACTIONARI REGLABILE 72 ' '( ) ( ) ( )AB AO BO

u t u t u t= − (1.305) şi ca urmare a defazajului

de 2 / 3π dintre cele două tensiuni, armonicile multiplu de 3 au aceeaşi fază şi deci prin operaţiunile de scădere din ecuaţia (1.305) se anulează. Aşadar spectrul de armonici al tensiunilor de linie este sensibil redus faţă de un invertor monofazat, depinzând de modulaţia în frecvenţă mF după relaţia (1.295). Dacă se alege modulaţia în frecvenţă multiplu de trei spectrul de armonici este şi mai favorabil în sensul că dispar armonicile de tipul Fjm , care sunt cele mai importante ca amplitudine, rămânând numai armonicile din benzile laterale de tipul

1, 2....Fjm ± ± , care au amplitudini reduse.

1.14.5 ONDULAŢIILE TENSIUNII ŞI CURENTULUI LA IEŞIREA INVERTOARE.

Aşa cum s-a specificat anterior ondulaţiile curentului de ieşire al unui invertor sunt sensibil diferite faţă de cele ale tensiunii ca urmare a sarcinii. Într-un sistem de conversie electromecanică sarcina este de tipul R+L+e0(t), unde e0(t), este o t.e.m. sinusoidală produsă de motor, fig.1.181. De obicei rezistenţa înfăşurării motorului, având valoarea mică, se neglijează în raport cu reactanţa acesteia. Din fig.1.181 se poate scrie

( )( ) ( ) AAO AO

di tu t e t Ldt

= + . (1.306)

Cum t.e.m. ( )AOe t produsă de maşină este sinusoidală, ecuaţia (1.306) se poate scrie la nivelul armonicii fundamentale sub forma

1

1 ( )( ) ( ) AAO AO

di tu t e t Ldt

= + , (1.307)

sau sub forma fazorilor complecşi 1 1

AO AOAOU E j LIω= + . (1.308) Puterea electromagnetică dezvoltată de maşină este dată de

1AO AP E I= , (1.309)

ceea ce indică faptul că numai armonica fundamentală a curentului produce putere activă. Ca urmare ondulaţia tensiunii de ieşire, compusă din armonicile superioare, este dată de

1( ) ( ) ( )o AO AOu t u t u t= − (1.310) şi nu produce decât putere cu caracter reactiv (deformant). Utilizând (1.308), (1.309) şi (1.310) rezultă

1( ) ( )( ) A A

odi t di tu t L L

dt dt= − , (1.311)

adică tensiunea pe bobina L, conţine întreaga ondulaţie din tensiunea de ieşire inclusiv căderea de tensiune datorată armonicii fundamentale. Notând prin 0 ( )i t ondulaţia curentului de fază, adică

Fig.1.181 Schema unui braţ de invertor trifazat.

ELECTRONICA DE PUTERE 73 1

0 ( ) ( ) ( )A Ai t i t i t= − (1.312) aceasta se poate calcula din

0 0 00

1( ) ( ) (0)t

i t u t dt iL

= +∫ . (1.313)

Alegând convenabil momentul t = 0 astfel încât 0 (0) 0i = , (1.314)

atunci

0 00

1( ) ( ) .t

i t u t dtL

= ∫ (1.315)

Ondulaţia de tensiune se pot rescrie sub forma

001

( ) sin( )h

c hh

u t U h tω ϕ>

= +∑ (1.316)

unde h este rangul armonicii superioare. Cu această precizare armonica h, conţinută în ondulaţia curentului, devine

00 ( ) sin( / 2)

h

hc h

c

Ui t h th L

ω ϕ πω

= + − , (1.317)

indicând reducerea substanţială a armonicelor de curent cu creşterea rangului acestora, respectiv o ondulaţie mai redusă a curentului în raport cu tensiunea. Pentru exemplificare grafică, în fig.1.182 se prezintă forma ondulaţiei 0 ( )i t corespunzător unui invertor monofazat PWM, considerând un defazaj ϕ între

10 ( )i t şi 1

0 ( )u t ca urmare a sarcinii de tip R+L. Datorită acesteia pulsurile cu lăţime variabilă ale tensiunii 0 ( )u t provoacă, dacă sunt pozitive, o creştere exponenţială a curentului, iar dacă sunt negative o descreştere de acelaşi fel.

Având în vedere constanta de timp a înfăşurării

LR

τ = , (1.318)

care este mult mai mare decât lăţimea pulsurilor de tensiune, practic curentul are mici variaţii în jurul fundamentalei 1

0 ( )i t fiind evident mult mai aproape de un semnal sinusoidal.

1.14.6 TIMPUL MORT AL INVERTOARELOR.

Timpul mort td între comanda de blocare a conducţiei pentru comutatoarele statice superioare şi comanda de intrare în conducţie a comutatoarelor statice inferioare de pe acelaşi braţ al invertorului şi reciproc este necesar, din aceleaşi considerente ca la convertoarele c.c.-c.c. Mai mult, efectele acestuia se calculează în acelaşi mod, concluziile fiind evident aceleaşi, adică apare o creştere sau o scădere a tensiunii de linie, respectiv de fază, în funcţie de semnul curentului

0 ( )i t . La nivelul fundamentalei curentului şi tensiunii efectul timpului mort este prezentat în fig.1.183. Variaţia de tensiune 1

0uΔ este independentă de curentul de sarcină, fiind determinată de

Fig.1.182 Forma ondulaţiei de curent pentru un invertor monofazat.

ELECTRONICA DE PUTERE SI ACTIONARI REGLABILE 74mărimea timpului mort td. Compensarea acestui efect se poate realiza prin modificarea amplitudinii comenzii după

( )( ) sincc cu t U U tω= ± Δ , (1.319)

unde cUΔ se determină în funcţie de 10uΔ . Realizarea

concretă este însă mult mai dificilă decât la convertoarele c.c. - c.c. ca urmare a ondulaţiilor curentului şi tensiunii, care fac dificilă aprecierea intervalului în care curentul este pozitiv sau negativ. Dacă însă sunt însă utilizate dispozitive semiconductoare de putere cu timpi de blocare mici, cum ar fi IGBT-uri sau MOSFET-uri, efectul timpului mort poate fi neglijat, variaţia de tensiune 1

0uΔ fiind nesemnificativă ca valoare.

1.14.7 ALTE TIPURI DE MODULAŢIE PENTRU INVERTOARE.

Îmbunătăţirea performanţelor invertoarelor, îndeosebi în ceea ce priveşte conţinutului de armonici, a determinat realizarea unor variante modificate ale tipului de comandă PWM. Una dintre variantele de comandă constă în programarea eliminării unor anumite armonici, care se

realizează prin calculul unghiurilor 1 2 3, ,α α α , fig.1.184, respectiv a lăţimii pulsurilor de tensiune, în funcţie de rangul armonicilor care trebuie eliminate. Astfel pentru eliminarea armonicilor de ordinul 5 şi 7 trebuie calculate unghiurile 1 2 3, ,α α α , fig.1.184, a căror valoare depinde de cea dorită pentru fundamentală, adică de valoarea modulaţiei în amplitudine. Implementarea acestei comenzi se poate realiza numai cu utilizarea unor circuite integrate specializate, cum ar fi HEF 4752 (Philips) sau de microcontrolere. Evident metoda se poate extinde pentru eliminarea unui număr mai mare de armonici, caz în care şi numărul de unghiuri de tip iα , care trebuie calculate, creşte.

Fig. 1.184 PWM cu programarea eliminării

armonicilor. Fig.1.185 Programarea ondulaţiilor

curentului.

Fig.1.183 Efectele timpului mort asupra fundamentalei.

ELECTRONICA DE PUTERE 75 O altă variantă de comandă are în vedere programarea ondulaţiilor curentului. Astfel,

fig.1.185, dacă se doreşte o anumită variaţie 10 ( )i t a fundamentalei curentului, se admite o variaţie

a curentului real 0 ( )i t , prin ondulaţiile produse de comandă, în limitele 1 1

0 0 0 0 0( ) ( )i t i i i t i−Δ ≤ ≤ + Δ . (1.320) La fiecare intersecţie a valorii curentului real 0 ( )i t cu cele două anvelope poziţionate

inferior şi superior se comandă începutul, respectiv sfârşitul, pulsului pozitiv de tensiune unipolar. Realizarea acestui tip de comandă necesită achiziţionarea curentului real 0 ( )i t şi compararea lui cu valoarea impusă *

0 ( )i t pentru fundamentală într-un comparator având histerezisul 0i±Δ , fig.1.186.

În sfârşit una din tehnicile cele mai noi de comandă este cunoscută sub numele de modulaţie fazorială (vectorială). Acest mod de comandă este strâns legat de modelul cu orientare după câmp al maşinilor trifazate de c.a.. Astfel pentru invertorul de tensiune din fîg.1.187 comutatoarele statice sunt comandate în aşa fel încât fazorul tensiune impus *u , pentru maşina de curent alternativ, să fie aproximat cât mai bine prin fazorul real

2 43 3

0 0 023

j j

A B Cu u u e u eπ π⎛ ⎞

= + +⎜ ⎟⎝ ⎠

, (1.321)

în condiţiile existenţei unor restricţii de comandă şi anume: - comutarea simultană a numai două comutatoare statice; - comutările să aibă loc în acelaşi braţ; - să existe în permanenţă, prin comutatoarele statice sau diodele antiparalel, un circuit de

închidere a curentului. Fazorul de tensiune impusă *u are o variaţie continuă, descriind un cerc cu diametrul

variabil, în timp ce fazorul tensiune de ieşire a convertorului poate să ia 7 valori discrete, în funcţie de starea comutatoarelor statice, respectiv conducţiei, şi anume

( 1)

323

j k

k du V eπ

−= (1.322)

cu k = l,..., 6, adică un sistem hexafazat de tensiuni la care se adaugă, pentru k=0, 0 0u = .Realizarea celor 7 fazori conduce la următoarea secvenţă de comandă

Fig.1.186 Schemă bloc de comandă pentru programarea ondulaţiilor curentului.


0

1

2

3

4

5

6

0

4,6, 2;1,6,2;1,3,2;4,3,2;4,3,5;4,6,5;1,6,5;1,3,5.

uuuuuuuu

→→→→→→→→

(1.323)

Din această secvenţă se constată că fazorul 0u se poate realiza în două moduri, fie prin comanda celor trei comutatoare statice "sus"; fie a celor trei "jos". Intre cei 6 fazori, posibil de obţinut se delimitează 6 sectoare, fig.1.188, în care fazorul tensiune impusă *u poate să se găsească la un moment dat. Pentru exemplificare în fig.1.189 acest fazor se găseşte în sectorul l, fiind, în coordonate polare, determinat prin

** 0ju Ue= . (1.324)

Există posibilitatea de aproximare a acestuia, indiferent de sectorul în care se găseşte, prin duratele de conectare ale comutatoarelor statice, respectiv ale nivelelor de tensiune adiacente sectorului. Astfel pentru sectorul l, tensiunile care trebuie luate în calcul aproximării sunt

1 2,u u şi 0u . Perioada de eşantionare în care se face aproximarea se determină în funcţie de frecvenţa de comutaţie a convertorului, fc, cu

12e

c

Tf

= . (1.325)

Media valorilor celor trei fazori 1 2,u u , 0u , ponderată cu duratele de aplicare 1 2 0, ,t t t pentru aceştia, trebuie să fie egală cu fazorul tensiune impus, adică să existe ecuaţia

*1 2 01 2 0 ,eu t u t u t u T+ + = (1.326)

Fig.1.187 Invertor de tensiune.


unde evident 1 2 3 et t t T+ + = . (1.327)

Din triunghiul ABC se pot scrie relaţiile

11

22 ,

e

e

tAC UTtCB UT

=

= (1.328)

sau

*

* *sin( / 3 ) sin sin / 3 3 / 2AC CB AB U

π θ θ π= = =

− (1.329)

Dar având în vedere valorile pentru fazorii 1 2,u u , care sunt date de

1 223 dU U V= = (1.330)

şi ecuaţia (1.329) rezultă relaţiile

**1

**2

2 2 sin( / 3 )3 32 2 sin .3 3

de

de

t UVT

t UVT

π θ

θ

= −

= (1.331)

Din ecuaţiile (1.327), (1.328) şi (1.331) se pot calcula duratele de aplicare după

**

1

**

2

0 1 2

3 sin( / 3 )

3 sin

.

ed

ed

e

Ut TV

Ut TV

t T t t

π θ

θ

= −

=

= − −

(1.332)

Realizarea celor trei fazori este reprezentată în fig.1.190. Primul interval t0/2 corespunde realizării fazorului 0u prin conectarea comutatoarelor statice 2,4 şi 6. Al doilea interval t1 corespunde realizării fazorului 1u prin conectarea comutatoarelor statice 1,6 şi 2, iar al treilea interval t2 corespunde realizării fazorului 2u prin conectarea comutatoarelor statice 1,3, 2. In

ultimul interval t0/2 se realizează din nou fazorul 0u , dar prin conectarea comutatoarelor statice l,

Fig.1.190 Calculul duratelor de conectare.

Fig.1.188 Fazorul tensiune. Fig.1.189 Aproximarea fazorului impus.

ELECTRONICA DE PUTERE SI ACTIONARI REGLABILE 783 şi 5. Astfel duratele de conectare reale pentru comutatoarele statice ale convertorului rezulta din relaţiile

1 1 2

2 1 2

0 1 2.

e

e

e

T t tT t tT t t

τττ

= + += − += − −

(1.333)

Aceste durate de conectare se calculează pentru fiecare perioadă de eşantionare şi fiecare sector în care se găseşte fazorul impus prin relaţii asemănătoare, în felul acesta se obţine o bună aproximare a fazorului impus, ceea ce constituie un avantaj evident d.p.d.v. al reglării sistemului de conversie. Există şi variante evoluate ale acestui sistem de comandă care au în vedere minimizarea numărului de comutaţii astfel încât să se reducă pierderile de putere în comutaţie. Realizarea acestui tip de comandă presupune utilizarea unui microcontroler integrat în sistemul de reglare aferent celui de conversie electromecanic.

1.14.8 FUNCŢIONAREA INVERTOARELOR ÎN REGIM DE REDRESOR

Se consideră braţul de invertor prezentat în fig.1.181. Dacă convertorul alimentează un motor asincron trifazat, atunci sarcina, pe lângă caracterul R+L oferit de înfăşurarea de fază, conţine şi t.e.m. 0 ( )Ae t , care se poate considera sinusoidală. Neglijând rezistenţa R, care este mult mai mică decât reactanţa Lω , şi luând în consideraţie numai fundamentele tensiunii şi curentului de fază, funcţionarea în regim de invertor este prezentată, la nivelul fazorial, în fig.1.191.

Defazajul ϕ al curentului 0AI , faţă de t.e.m. 0AE , caracterizează funcţionarea maşinii în regim de motor, ceea ce presupune transferul de putere de la invertor spre maşină, caracteristic funcţionării convertorului în regim de invertor propriu-zis. Componenta AQI a curentului, în fază cu t.e.m.

0AE , generează puterea electromagnetică a maşinii, care are valoarea pozitivă. Pentru obţinerea regimului de redresor trebuie ca puterea electromagnetică să fie negativă, adică maşina să funcţioneze în regim de generator. In acest caz, fig.1.192, componenta AQI a curentului va fi în opoziţie de fază cu t.e.m. 0AE . Realizarea acestui defazaj se poate obţine într-un singur mod şi anume prin generarea de către invertor a unei tensiuni de fază cu defazajul 2 1δ δ≠ . Rezultă aşadar, având în vedere că faza tensiunii 0AU poate fi modificată prin faza iniţială a tensiunii de comandă pe faza A, ( )ACu t , trecerea din regimul de invertor în cel de redresor se poate realiza prin fazele iniţiale ale celor trei tensiuni de comandă, corelate cu fazele iniţiale ale t.e.m. ale maşinii.

Deşi la prima vedere ar rezulta o comandă deosebit de complicată, utilizarea reglării în circuit închis evită necesitatea cunoaşterii fazei iniţiale a t.e.m., trecerea dintr-un regim în altul realizându-se prin impunerea de curent necesară cuplului dezvoltat de maşină. Un al doilea lucru care trebuie avut în vedere se referă la transmiterea energiei recuperate în circuitul intermediar. Dacă circuitul intermediar este alimentat printr-un convertor unidirecţional atunci este necesar, la

Fig.1.191 Funcţionarea în regim de invertor.

Fig.1.192 Funcţionarea în regim de redresor.

ELECTRONICA DE PUTERE 79fel ca la convertoarele c.c. - c.c., prevederea unui circuit de disipare a energiei recuperate de forma celui din fig.1.193.

1.14.9 INVERTOARE DE TENSIUNE ŞI CURENT.

O schemă completă de invertor trifazat de tensiune utilizând IGBT-uri este prezentată în fig.1.193. Redresorul de alimentare a circuitului intermediar, la puteri mici şi mijlocii, este de obicei monofazat în punte. Filtrul din circuitul intermediar este de tensiune, capacitatea CF având rolul de a menţine tensiunea Vd constantă. Bobina LF este prevăzută în scopul ameliorării formei curentului absorbit de redresor şi a factorului global de putere. În schema invertorului este

prevăzut şi convertorul c.c. - c.c. de un cadran, format din TF şi RF, pentru a disipa energia în cazul funcţionării în regim de redresor ocazionat de frânarea maşinii de c.a. alimentate. La puteri mici şi mijlocii se utilizează invertoare de curent, fig.1.194, ca urmare a costurilor mai mici dar şi a unor avantaje funcţionale. Principalele diferenţe intre cele două tipuri de invertoare constau in: - circuitul intermediar este un circuit de curent, unde, prin intermediul bobinei de filtrare LF , curentul Id este menţinut practic constant;

- absenţa diodelor antiparalel, ca urmare a faptului că în acest caz comutatoarele statice comută direct curentul, iar tensiunile de linie, respectiv fază, rezultă ca urmare a trecerii acestuia

prin impedanţele receptorului. La puteri foarte mari se mai utilizează

scheme de invertoare cu tiristoare obişnuite, comutaţia acestora făcându-se prin scheme de stingere forţată autonomă sau independentă. În sfârşit în ultima perioadă s-au dezvoltat mult invertoarele de tipul rezonant având ca scop principal reducerea puterii disipate în comutatoarele statice.

1.14.10 MODELUL MATEMATIC AL INVERTOARELOR.

Din punct de vedere al mărimilor de ieşire, tensiune şi frecvenţă, invertoarele, indiferent de tip, asigură comanda complet independentă a acestora. Dacă în privinţa frecvenţei de ieşire, caracteristica de comandă este de tipul liniar şi neinerţial, convertorul fiind practic un amplificator liniar, în ceea ce priveşte tensiunea de ieşire trebuie luate în consideraţie următoarele lucruri:

- neliniaritatea pentru supramodulaţie în amplitudine, 1Am > ; - efectele timpului mort care transformă caracteristica de comandă din fig.1.177 în cea din

fig.1.195.

Fig.1.193 Schema unui invertor trifazat de tensiune.

Fig.1.194 Schema unui invertor de curent.

ELECTRONICA DE PUTERE SI ACTIONARI REGLABILE 80În domeniul modulaţiei în amplitudine liniare şi neglijând efectul timpului mort, funcţia de

transfer a convertorului poate fi scrisă sub forma

0 ( )( )( )C

C

U sY s kU s

= = , (1.334)

adică un amplificator liniar şi neinerţial. Dacă în ceea ce priveşte neglijarea efectului timpului mort, aşa cum s-a menţionat mai sus, nu se comite o abatere prea mare de la realitate, supramodulaţia în amplitudine determină un puternic caracter neliniar convertorului cu toate consecinţele ce decurg de aici pentru partea de control în circuit închis. Şi acesta este un motiv pentru care la cele mai multe tipuri de invertoare se utilizează în exclusivitate numai modulaţia liniară.

Fig.1.194 Caracteristica de

comandă reală.

Date post:	05-Mar-2018
Category:	Documents
Upload:	vanxuyen
View:	308 times
Download:	4 times

1.2 DIODA SEMICONDUCTOARE DE PUTERE. - aie.ugal.ro · PDF file1.2 DIODA SEMICONDUCTOARE DE...

Documents