Curs 72017/2018
RF-OPTO
http://rf-opto.etti.tuiasi.ro
Fotografie
de trimis prin email: [email protected]
necesara la laborator/curs
ADS 20162017 EmPro 20152017 pe baza de IP din exterior
Generatorul are posibilitatea de a oferi o anumita puteremaxima de semnal Pa
Pentru o sarcina oarecare, acesteia i se ofera o putere de semnal mai mica PL < Pa
Se intampla “ca si cum” (model) o parte din putere se reflectaPr = Pa – PL
Puterea este o marime scalara!
Ei
ZiPa
aL
iL
PP
ZZ
*
Ei
Zi ZL
PL
Ei
Zi
ZL
Pa PL
Pr
+
lZjZ
lZjZZZ
L
Lin
tan
tan
0
00
ΓL
Z0 ZL
-l 0
Zin
zz eVeVzV 00
zz eIeIzI 00
ljel 20
Scattering parameters
2
1
2221
1211
2
1
V
V
SS
SS
V
V
01
111
2
VV
VS
[S]
01
221
2
VV
VS
V1+
V1-
V2+
V2-
are semnificatia: la portul 2 esteconectata impedanta care realizeazaconditia de adaptare (complex conjugat)
02 V
Γ2
00 22 V
S11 si S22 sunt coeficienti de reflexie la intraresi iesire cand celalalt port este adaptat
2
1
2221
1211
2
1
a
a
SS
SS
b
b
01
111
2
aa
bS
[S]
a1 a2
b1 b2
02
222
1
aa
bS
S21 si S12 sunt amplificari de semnal candcelalalt port este adaptat
2
1
2221
1211
2
1
a
a
SS
SS
b
b
01
221
2
aa
bS
[S]
a1 a2
b1 b2
02
112
1
aa
bS
a,b informatia despre putere SI faza
Sij influenta circuitului asupra puterii semnalului
incluzand informatiile relativ la faza
2
1
2221
1211
2
1
a
a
SS
SS
b
b
0
02
21ZsursaPutere
ZsarcinaPutereS
[S]
a1 a2
b1 b2
Adaptarea de impedanţa
1
1
0
0
L
L
L
L
z
z
ZZ
ZZ
L
L
L
L
L
L
y
y
YY
YY
ZZ
ZZ
1
1
0
0
0
0
Im Z
Re Z
Im
Re
Im Γ
Re Γ
|Γ|=1
+1
+1
-1
-1
|Γ|
θ=arg Γ
Adaptarea cu elemente concentrate (Retele in L)
|Γ|=1 608.0L
0.2 0.4 0.6 0.8 1.0
0°
45°
90°
135°
180°
225°
270°
315°
65.1429.0 jzL
V0
Z0 ZL
479.82429.21 jZL
608.0L
Adaptare ZL la Z0. Se raporteaza ZL la Z0
Trebuie sa deplasez coeficientul de reflexie in zona in care pentrugenerator cu Z0 am:
ΓLΓ0
00
m0
adaptare perfecta
adaptare "suficienta"
Re Γ
+1
+1
-1
-1
rL = 1gL = 1
Im Γ
Zona interzisa cu schema curenta
Zona interzisa cu schema curenta
Adaptarea cu sectiuni de linii (stub)
stub=rest, ciot, cotor, capăt Se evita utilizarea elementelor concentrate Se realizează (foarte precis) utilizând liniile de
transmisie uzuale ale circuitului Se utilizează secţiuni de linie (stub-uri) in
serie sau paralel care pot fi: in gol
scurtcircuitate De obicei liniile in gol sunt mai ușor de
implementat si sunt preferate
Shunt Stub (sectiune de linie in paralel)
Series Stub (sectiune de linie in serie) tehnologic mai dificil de realizat la liniile
monofilare (microstrip)
0.20.51.0
+0.2
+0.5
+1.0+2.0
-0.2
-0.5
-1.0-2.0
2.00°
90°
135°
225°
270°
V0
Z0
YL
ΓLΓ0
315°
180°
|Γ|=1
45°
j·B1
1ingLin
V0
Z0 ZL
ΓLZin,Γ0Z0,β·l
sarcina: 60 Ω serie 0.995 pF la 2GHz
977.79601
jCj
RZL
LL
432.0405.00
0
j
ZZ
ZZ
L
LL
432.0405.0* jLS 85.46593.0S
85.46;593.0 S
SjSZ
YL
L 008.0006.01
4.03.00
jY
Yy L
L
adaptare necesita complex conjugat
ΓLΓS
linie serie
lungime electrica E= β·l=θ
muta coeficientul de reflexiepe cercul g=1
stub paralel:
lungime electrica E= β·lsp=θsp
muta coeficientul de reflexiein centrul diagramei Smith (Γ0=0)
V0
Z0 Γ0=0 Z0,θ ΓS
j·B
ΓS(θ)
500
0
SSS
S YZYY
Yy
4.03.01
1
jy
S
SS
jS
jS
S
SS
e
ey
2
2
1
1
1
1
YSYS(θ)
*2* j
LLS e
j
S
j
LS ee 22*
Dupa sectiunea de linie cu lungimea electrica θ
1Re Sy ByS Im
*
2
1Re SSS yyy *
2
1Im SSS yy
jy
j
S
jS
jS
jS
Se
e
e
ey
2*
2*
2
2
1
1
1
1
2
1Re j
SS e
22
2222
11
1111
2
1Re
jS
jS
jS
jS
jS
jS
See
eeeey
1
2cos21
22
2
1Re
2
2
SS
S
Sy S 2cos
Ecuatia pentru calcularea θ (linie serie)
doua solutii posibile, normate la intervalul 0180° se adauga λ/2 (180°) dupa nevoie
1Re Sy S 2cos
jSS e
180cos2
1360cos
2
1 11 kk SS
Nk 593.02cos 35.1262
35.126
35.126285.46
4.931806.86
7.39
85.46593.0S 85.46;593.0 S
Ecuatia pentru calcularea stub-ului paralel θsp
1Re Sy S 2cos
j
S
jS
jS
jS
Se
e
e
e
jy
2*
2*
2
2
1
1
1
1
2
1Im j
SS e
22
2222
11
1111
2
1Im
jS
jS
jS
jS
jS
jS
See
eeee
jy
2cos21
2sin2
2cos21
22
2
1Im
22
22
SS
S
SS
jS
jS
S
ee
jy
2
1
2sin2Im
S
SSy
S 2cos
Ecuatia pentru calcularea stub-ului paralel
doua situatii
Semnul (+/-) solutiei alese la prima ecuatieimpune semnul solutiei utilizate la a doua ecuatie
21
2sin2Im
S
SSy
S 2cos 212sin S
2
1
2Im
S
SSy
02sin]180,0[2
212sin S
2
1
2Im
S
SSy
02sin)0,180(2
212sin S
2
1
2Im
S
SSy
Se prefera (pentru microstrip) stub in gol
Susceptanta raportata introdusa pentruadaptare Y(θ) este admitanta vazuta inspre sursa, Z0 in paralel
cu j·B
lZjZ gin cot0,
S
gin
ginyl
Z
Z
Y
Yb ImtanImIm
,
0
0
,
2
1
1
2tan
S
Ssp l
Se alege una din cele doua solutii posibile Semnul (+/-) solutiei alese la prima ecuatie impune
semnul solutiei utilizate la a doua ecuatie
472.1
472.1Im Sy
8.55
2.1241808.55sp
35.126
35.1262
4.93
7.39
110.0
360
7.391l
345.0
360
2.1242l
259.0
360
4.931l
155.0
360
8.552l
Series Stub (sectiune de linie in serie) tehnologic mai dificil de realizat la liniile
monofilare (microstrip)
sarcina: 100 Ω serie 6.37 nH la 2GHz doua solutii posibile
0.2 0.5 1.0
+0.2
45°
315°
+0.5
+1.0+2.0
-0.2
-0.5
-1.0-2.0
2.0 0°
90°
135°
|Γ|=1
180°
225°
270°
V0
Z0 ZL
ΓLZin,Γ0j·X1
1inr
V0
Z0 ZL
ΓLZin,Γ0Z0,β·l
Lin
sarcina: 100 Ω serie 6.37 nH la 2GHz
05.801001
jCj
RZL
LL
277.0481.00
0
j
ZZ
ZZ
L
LL
277.0481.0* jLS
92.29555.0S 92.29;555.0 S
6.120
jZ
Zz L
L
adaptare necesita Γ complex conjugat
ΓLΓS
linie serie
lungime electrica E= β·l=θ
muta coeficientul de reflexiepe cercul r=1
stub serie
lungime electrica E= β·lss=θss
muta coeficientul de reflexiein centrul diagramei Smith (Γ0=0)
V0
Z0
Γ0=0
Z0,θ ΓSj·X ΓS(θ)
jSS e2
500
SSS
Z
Z
Zz
6.121
1
jz
S
SS
j
S
j
S
S
SS
e
ez
2
2
1
1
1
1
ZSZS(θ)
Dupa sectiunea de linie cu lungimea electrica θ:
1Re Sz XzS Im
*
2
1Re SSS zzz *
2
1Im SSS zz
jz
j
S
j
S
j
S
j
SS
e
e
e
ez
2*
2*
2
2
1
1
1
1
2
1Re j
SS e
22
2222
11
1111
2
1Re
j
S
j
S
j
S
j
S
j
S
j
S
See
eeeez
1
2cos21
22
2
1Re
2
2
SS
S
Sz S 2cos
Ecuatia pentru calcularea θ (linie serie)
doua solutii posibile, normate la intervalul0180° se adauga λ/2 (180°) dupa nevoie
1Re Sz S 2cos
jSS e
180cos2
1360cos
2
1 11 kk SS
Nk 555.02cos 28.562
28.56
28.56292.29
8.1661802.13
1.43
92.29555.0S 92.29;555.0 S
Ecuatia pentru calcularea stub-ului serie θss:
1Re Sz S 2cos
j
S
j
S
j
S
j
SS
e
e
e
e
jz
2*
2*
2
2
1
1
1
1
2
1Im j
SS e
22
2222
11
1111
2
1Im
j
S
j
S
j
S
j
S
j
S
j
S
See
eeee
jz
2cos21
2sin2
2cos21
22
2
1Im
22
22
SS
S
SS
j
S
j
S
S
ee
jz
21
2sin2Im
S
S
Sz
S 2cos
Ecuatia pentru calcularea stub-ului serie θss:
doua situatii
Semnul (+/-) solutiei alese la prima ecuatieimpune semnul solutiei utilizate la a doua ecuatie
21
2sin2Im
S
S
Sz
S 2cos 212sin S
2
1
2Im
S
S
Sz
02sin]180,0[2
212sin S
2
1
2Im
S
S
Sz
02sin)0,180(2
212sin S
2
1
2Im
S
S
Sz
Se prefera (pentru microstrip) stub in gol
Reactanta raportata introdusa pentruadaptare
Z(θ) este impedanta vazuta inspre sursa, Z0 in serie cu j·X
lZjZ ocin cot0,
S
ocinzl
Z
Zx ImcotIm
0
,
2
1
1
2cot
S
S
ss l
Se alege una din cele doua solutii posibile Semnul (+/-) solutiei alese la prima ecuatie impune
semnul solutiei utilizate la a doua ecuatie
335.1
335.1Im Sz
8.36
2.1431808.36ss
28.56
28.562
8.166
1.43
120.0
360
1.431l
102.0
360
8.362l
463.0
360
8.1661l
398.0
360
2.1432l
Se alege una din cele 8 solutii posibileconvenabila tinand cont de:
dimensiuni fizice (suprafata ocupata pe chip/placa)
sensibilitatea adaptarii la variatia parametrilor fiziciai liniilor (ΔΓ/ΔE, ΔΓ/Δl)
caracteristica de frecventa convenabila
Se alege una din cele 8 solutii posibileconvenabila tinand cont de:
realizabilitate fizica (conform tehnologiei de linieutilizata)
Dezavantaj:
lungimea sectiunii de linie serie e variabila
Microstrip
h
w
Coplanar
w1
w2
e r
Coaxial
b
a
Waveguide
h
w
Double stub tuning Se foloseste o lungime constanta de linie
intre 2 stub-uri
Doua solutii posibile
Doua solutii posibile
Tipic d=λ/8 sau d=3λ/8 Nu pentru orice sarcina este posibila
decat daca se poate introduce o sectiune de liniepana la sarcina
Caracterizare cu parametri S Normalizati la Z0 (implicit 50Ω) Cataloage: parametri S pentru anumite
polarizari
Fisiere format Touchstone (*.s2p)
! SIEMENS Small Signal Semiconductors! VDS = 3.5 V ID = 15 mA# GHz S MA R 50! f S11 S21 S12 S22! GHz MAG ANG MAG ANG MAG ANG MAG ANG1.000 0.9800 -18.0 2.230 157.0 0.0240 74.0 0.6900 -15.02.000 0.9500 -39.0 2.220 136.0 0.0450 57.0 0.6600 -30.03.000 0.8900 -64.0 2.210 110.0 0.0680 40.0 0.6100 -45.04.000 0.8200 -89.0 2.230 86.0 0.0850 23.0 0.5600 -62.05.000 0.7400 -115.0 2.190 61.0 0.0990 7.0 0.4900 -80.06.000 0.6500 -142.0 2.110 36.0 0.1070 -10.0 0.4100 -98.0! ! f Fmin Gammaopt rn/50! GHz dB MAG ANG -2.000 1.00 0.72 27 0.844.000 1.40 0.64 61 0.58
[S]
0
0
ZZ
ZZ
L
LL
0
0
ZZ
ZZ
S
SS
2
2
V
VL
2121112121111 VSVSVSVSV L
2
1
2221
1211
2
1
V
V
SS
SS
V
V
2221212221212 VSVSVSVSV L
similar
L
Lin
S
SSS
V
V
22
211211
1
1
1
2121112121111 VSVSVSVSV L
2221212221212 VSVSVSVSV L
S
Sout
S
SSS
V
V
11
211222
2
2
1
L
Lin
S
SSS
V
V
22
211211
1
1
1
S
Sout
S
SSS
V
V
11
211222
2
2
1
C2
L
Lin
S
SSS
V
V
22
211211
1
1
1 0
0
ZZ
ZZ
in
inin
in
inS
inS VVVZZ
ZVV
11111
22
1
0
12
1inin V
ZP
2
2
2
0
2
11
1
8in
inS
SSin
Z
VP
inS
SSVV
1
1
21
22
2
0
12
1LL V
ZP
2221212221212 VSVSVSVSV LLS
VSV
22
1212
1
2
2
22
2
21
0
2
11
12L
L
LS
S
Z
VP
2
2
2
22
22
21
0
2
1
1
1
1
8inS
S
L
LSL
S
S
Z
VP
Puteri
2
2
2
0
2
11
1
8in
inS
SSin
Z
VP
2
2
2
22
22
21
0
2
1
1
1
1
8inS
S
L
LSL
S
S
Z
VP
Puterea disponibila de la sursa
2
2
0
2
1
1
8*
S
SSinSav
Z
VPP
Sin
Puterea disponibila la sarcina
22
11
22
21
0
2
11
1
8*
outS
SSLLav
S
S
Z
VPP
outL
Castigul de putere
2
22
2
22
21
11
1
Lin
L
in
L
S
S
P
PG
Castigul introdus efectiv de amplificator estemai putin important deoarece un castig maimare poate fi insotit de o scadere a puterii de intrare (absorbita efectiv de la sursa)
Se prefera caracterizarea efectuluiamplificatorului prin analiza puterii efectivobtinuta pe sarcina in raport cu putereadisponibila de la sursa (constanta)
SPP LinSinin ,,
SPP LinSLL ,,
Castigul de putere disponibil 22
22
22
21
11
1
outL
S
Sav
Lav
A
S
S
P
PG
Castigul de putere de transfer (transducer power gain)
2
22
2
222
21
11
11
LinS
LS
Sav
LT
S
S
P
PG
Castigul de putere de transfer unilateral
2
22
2
2
11
22
211
1
1
1
L
L
S
STU
SSSG
012 S
Permite tratarea separataa intrarii si iesirii
Linin
11Sin
Preview (pentru laborator 3-4)
Deseori este necesara o alta abordare decat"forta bruta" si se prefera obtinerea unuicastig mai mic decat cel maxim posibilpentru: conditii de zgomot avantajoase (L3)
conditii de stabilitate mai bune
obtinerea unui VSWR mai mic
controlul performantelor la mai multe frecvente
banda de functionare a amplificatorului
Adaptarea pentru castig maxim la douafrecvente genereaza o comportaredezechilibrata
[dB]
log(f)f1 f2
MAG MSG
Adaptare pentru castig maxim la frecventa maxima Dezadaptare controlata la frecventa minima eventual la mai multe frecvente din banda
[dB]
log(f)f1 f2
MAG MSG
Daca ipoteza tranzistorului unilateral estejustificata:
2
22
2
2
11
22
211
1
1
1
L
L
S
STU
SSSG
2
11
2
1
1
S
SS
SG
2
22
2
1
1
L
LL
SG
2
210 SG
Daca ipoteza tranzistorului unilateral este justificata: castigul adaugat prin adaptare mai buna la intrare nu
depinde de adaptarea la iesire
castigul adaugat prin adaptare mai buna la iesire nudepinde de adaptarea la intrare
Adaptarile la intrare/iesire pot fi tratate independent Se pot impune cerinte diferite intrare/iesire
se tine cont de compunerea castigurilor generate
LST GGGG 0 dBGdBGdBGdBG LST 0
2
11
2
1
1
S
SS
SG
5.1SG
0.1SG
5.0SG
Cercuri
2
11
2
1
1
S
SS
SG
*11
max SSSS
GG
2
11
2
1
1log10
S
SS
SdBG
*11
max SSSS
GG
Ecuatia unui cerc in planul complex in care reprezint ΓS
Interpretare: Orice punct ΓS care reprezentat in planulcomplex se gaseste pe cercul desenat pentru gcerc = Gcerc/GSmax
va conduce la obtinerea castigului GS = Gcerc
Orice punct in exteriorul acestui cerc va genera un castig GS < Gcerc
Orice punct in interiorul acestui cerc va genera un castig GS > Gcerc
Discutie similara la iesire CCCIN, CCCOUT
2
11
2
11
2
11
*11
11
11
11 Sg
Sg
Sg
Sg
S
S
S
SS
SSS RC
2
11
*11
11 Sg
SgC
S
SS
2
11
2
11
11
11
Sg
SgR
S
SS
Cercurile se reprezinta pentru valorile cerute in dB Este utila calcularea GSmax si GLmax anterior
Factorul de zgomot F caracterizeazadegradarea raportului semnal/zgomot intreintrarea si iesirea unei componente
oo
ii
NS
NSF
Cercuri
Γopt = 0.45 174°
Amplificator de zgomot redus La intrare e necesar un compromis intre
zgomot (cerc de zgomot constant la intrare)
castig (cerc de castig constant la intrare)
stabilitate (cerc de stabilitate la intrare)
La iesire zgomotul nu intervine (nu existainfluenta). Compromis intre:
castig (cerc de castig constant la iesire)
stabilitate (cerc de stabilitate la iesire)
Daca se sacrifica 1.2dB castig la intrare pentru conditiiconvenabile F,Q (Gs = 1 dB)
Se prefera obtinerea unui zgomot mai mic
CCCOUT: -0.4dB, -0.2dB, 0dB, +0.2dB Lipsa conditiilor privitoare la zgomot ofera posibilitatea
obtinerii unui castig mai mare (spre maxim)
De obicei un tranzistor potrivit pentru implementarea unuiLNA la o anumita frecventa va avea cercurile de castig la intrare si cercurile de zgomot in aceeasi zona pentru ΓS
Laboratorul de microunde si optoelectronica http://rf-opto.etti.tuiasi.ro [email protected]