RAPORT ȘTIINȚIFIC ȘI TEHNIC - utcluj.ro

RAPORT ȘTIINȚIFIC ȘI TEHNIC

RDAntenna

DECEMBRIE 2019

RAPORT DE ACTIVITATE AL ETAPEI

Contract nr.: 6 Sol / 2017

Titlu proiect: Rețea de antenă retro-directivă compactă destinată sistemelor wireless, în benzile specifice

protocoalelor de comunicație IEEE 802.11 şi IEEE 802.16 sau WMAN

Acronim proiect: RDAntenna

Etapa: Etapa III. Relizarea hardware a subsistemelor

Termen: 05/12/2019

1. Obiectivul proiectului

Rețelele de antene exploatează diversitatea spațială în vederea îmbunătățirii performanțelor de detecție a

semnalului, de estimare a parametrilor și de recepție pentru dezvoltarea de tehnici complexe precum

determinarea direcției de radiație, localizarea țintei, favorizarea direcției de radiație (beamforming) și

urmărirea țintei. În acest context, proiectul propune realizarea unui sistem pentru asigurarea retrodirectivității

și adaptabilității prin utilizarea unei rețele spațiale de antene comandată Software Defined Radio (SDR),

realizând funcția de beamforming adaptiv.

Obiectivul proiectului este să ofere o soluție completă care să:

I. Identifice utilizatorul țintă (în etapa de asociere la rețea);

II. Localizeze ținta cu sistemul de antene controlat SDR (cu algoritmi pentru localizare);

III. Modifice caracteristica de radiație a antenei prin control SDR (prin beamforming) astfel încât

SNR țintă să fie îmbunătățit;

IV. Urmărească ținta prin adaptarea caracteristicii de radiație;

V. Prioritizeze traficul pentru îmbunătățirea calității serviciului.

Pentru atingerea scopului proiectului se propune o abordare cuprinzătoare, pe trei direcții de

dezvoltare:

I. La strat PHY pentru îmbunătățirea SNR a țintei prin schimbarea caracteristicii de directivitate

a antenei,

II. La strat MAC pentru asigurarea suportului QoS prin prioritizarea traficului țintei,

III. La straturile superioare prin implementarea funcțiilor de autentificare și rutare care să

asigure securitate ridicată, confidențialitate și latențe mici de procesare pentru traficul țintei.

Pentru realizarea unei platforme de dezvoltare și testare care să aibă cost scăzut, dar să fie versatilă,

se propune utilizarea de module SDR NI USRP împreună cu mediul de proiectare NI LabVIEW. Utilizarea NI

LABVIEW cu platforma versatilă de proiectare SDR permite implementarea unei rețele de elemente distincte

de emisie-recepție, sincronizate, ce pot fi calibrate la rulare, oferind posibilitatea prototipării rapide și facile a

soluțiilor ce implementează algoritmii de procesare a semnalului provenit de la rețele de antene.

Acest ansamblu va asigura proiectarea rapidă și testarea unei game variate de algoritmi și arhitecturi

de rețele de antene, modulul software dezvoltat fiind independent de producătorii hardware și oferind

posibilitatea personalizării soluției în funcție de cerințele aplicației.

2. Rezultate preconizate pentru atingerea obiectivului proiectului

Rezultatele preconizate pentru atingerea obiectivului proiectului „Rețea de antenă retro-directivă compactă

destinată sistemelor wireless, în benzile specifice protocoalelor de comunicație IEEE 802.11 şi IEEE 802.16”

sunt următoarele:

I. Proiectarea și realizarea subsitemului de antenă retro-directivă conform caracterisiticilor și

parametrilor determinați;

II. Realizarea subsistemului de comandă și control a antenei retro-directive cu implementarea pe

platforme SDR a algoritmilor de localizare, sintetizare a caracteristicii de radiație și urmărire a țintei;

III. Integrarea stivei de protocol de comunicație în standard IEEE 802.11 în vederea asigurării accesului la

canal și partajării resurselor între utilizatori;

IV. Realizarea unui subsistem de rutare și securitate pentru asigurarea transferului de date cap-la-cap

inter-sistem și garantarea confidențialității datelor;

V. Realizarea și testarea rețelei de antenă-retrodirectivă ce integrează subsistemele specifice și care este

capabilă să funcționeze într-un mediu de transmisie real.

Arhitectura soluției RDAntenna

HOST COMPUTER

(6). Subsistemulde rutare și securitate

Interfață ETH0

ROUTER

RIO1RF0:RX1

RF1:RX1

RIO2RF0:RX1

RF1:RX1

RIO3RF0:RX1

RF1:RX1

RIO4RF0:RX1

RF1:RX1

OCTOCLOCK CDA-2990

NI-2900 Ref. Signal

RF0:RX1

Cabluri SMA

PPS In

Ref In

RIO0 TargetRF0:TX1

RF1:TX1

RIO0 TargetRF0:TX1

RF1:TX1

Co

nex

iun

i MX

I

Cabluri SMA

(4). Subsistemulde recepție

(3). Subsistemulde sincronizare

(2). Subsistemul radiant

(1). Subsistemul de transmisie

(5). Subsistemul de procesare a datelor

Co

nex

iun

i MX

I

CP

S-89

10 P

CI x

4 Sw

itch

Eth

ern

et S

WIT

CH

INTERNET

Server Web

BITNET

UTC-N

UTC-N

UTC-N

CDS

Interfață ETH1

RADIUSServer

3. Obiectivele etapei

Etapa a treia (2019) a proiectului „Rețea de antenă retro-directivă compactă destinată sistemelor wireless, în

benzile specifice protocoalelor de comunicație IEEE 802.11 şi IEEE 802.16” are următoarele obiective:

I. Coordonarea tehnică a echipei proiectului, eşalonarea în timp a activităţilor, întocmirea

rapoartelor intermediare şi finale privind progresul proiectului şi gestionarea aspectelor financiar-

administrative.

II. Realizarea antenei patch și a sistemului radiant.

III. Integrarea algoritmilor de comandă și control pentru determinarea direcției de radiație, localizării

țintei, beamforming, urmăririi și asigurării suportului QoS.

IV. Testarea și validarea sistemului de comandă și control.

V. Realizarea subsistemului de rutare și securitate pentru asigurarea autentificării și autorizării

accesului, precum și pentru rutarea pachetelor înspre / dinspre Internet.

4. Activitățile etapei

Etapa a treia (2019) a proiectului „Rețea de antenă retro-directivă compactă destinată sistemelor wireless, în

benzile specifice protocoalelor de comunicație IEEE 802.11 şi IEEE 802.16” include următoarele activități:

I. Activitate III.1 Selectarea și testare platformei hardware, Faza II.

II. Activitate III.2 Implementarea stivei de protocol IEEE 802.11 (PHY + MAC) cu suport QoS, Faza II.

III. Activitate III.3 Analiza și caracterizarea parametrilor antenei patch/sistemului radiant, Faza II.

IV. Activitate III.4 Managementul proiectului (planificare, monitorizare, raportare, evaluare riscuri,

stabilire responsabilități proiect) Faza III

V. Activitate III.5 Construcția sistemului radiant: integrare elemente de antena de tip patch și suport

prindere

VI. Activitate III.6 Realizarea de teste experimentale specifice în camera anecoică pentru evaluarea

parametrilor de performanță ai sistemului radiant

VII. Activitate III.7 Realizarea subsistemului de comandă și control prin interconectarea subsistemului SDR

cu modulele de sincronizare în timp și frecvență (Octoclock) și sincronizare în fază (USRP RIO Ref Tx)

VIII. Activitate III.8 Validarea prin teste de laborator a subsistemului de comandă și control

IX. Activitate III.9 Portarea pe platforma hardware a stivei de protocol de la strat rețea, transport și

aplicație

X. Activitate III.10 Portarea algoritmilor de rutare, de autentificare, de autorizareși de criptare pe

platforma hardware

XI. Activitate III.11 Realizarea aplicatiei de configurare a ruterului

XII. Activitate III.12 Validarea soluției prin teste trafic și măsurători specifice standardului IEEE 802.11 în

medii de lucru reale

XIII. Activitate III.13 Publicare celui de-al doilea articol științific la conferință internațională / jurnal indexat

XIV. Activitate III.14 Depunerea primei cereri de brevet

XV. Activitate III.15 Sesiune III de lucru și comunicare a rezultatelor cu participare beneficiar (Milestone 3)

XVI. Activitate III.16 Managementul proiectului (planificare, monitorizare, raportare, evaluare riscuri,

stabilire responsabilități proiect) Faza IV

XVII. Activitate III.17 Demonstrarea capacității de garantare a proirităților de trafic pentru utilizatorul țintă

conform specificațiilor standardului IEEE 802.11

XVIII. Activitate III.18 Optimizarea soluției proiectate în vederea realizării unui prototip compact și portabil

XIX. Activitate III.19 Realizarea și testarea în medii de lucru reale a prototipului (instalare în sait

operațional, operare în condiții de trafic și mediu reale (Faza I)

XX. Activitate III.20 Publicarea celui de-al treilea articol științific la conferință internațională / jurnal

indexat

XXI. Activitate III.21 Depunerea celei de a doua cereri de brevet

XXII. Activitate III.22 Sesiune IV de lucru și comunicare a rezultatelor cu participare beneficiar (Milestone 4)

XXIII. Activitate III.23 Implementarea tehnicilor de autentificare si autorizare bazate pe WPA, WPA2 și WEP

și a metodelor de criptare

XXIV. Activitate III.24 Implementarea algoritmilor de rutare

XXV. Activitate III.25 Realizarea hardware a elementelor de antenă patch microstrip

XXVI. Activitate III.26 Pregătirea mediului de testare a subsistemului rețea de antenă

XXVII. Activitate III.27 Realizarea subsistemului SDR cu Tx/Rx multiple prin interconectarea modulelor NI

USRP RIO

5. Rezultate preconizate pentru atingerea obiectivelor etapei

Rezultatele preconizate pentru atingerea obiectivelor etapei sunt următoarele:

I. Antene patch (dipol în tehnologie microstrip)

II. Sistemul de radiație cu reflector prismă octogonală și echipat cu antene patch / dipol

III. Algoritmi pentru localizarea țintei (AoA), și adaptarea diagramei de radiație (beamformin);

IV. Sistemul de comandă și control funcțional

V. Sistem retrodirectiv compact

VI. Publicare articole științifice la conferințe internaționale / jurnal indexat

VII. Sesiuni de lucru cu participarea beneficiarului și a operatorului de program

VIII. Raportul tehnico-științific de etapă (2019)

6. Raport științific și tehnic in extenso

Raportul științific și tehnic in extensor pune în evidență rezultatele etapei, atingerea obiectivelor și gradul de

realizare a activităților. Raportul este structurat pe trei secțiuni ce vizează componentele majore ale sistemului

RDAntenna, și anume:

1. Implementarea și testarea subsistemului radiant

2. Implementarea și testarea subsistemului de comandă și control

3. Implementarea și testarea subsistemului de rutare și securitate

Pentru fiecare din cele trei secțiuni vor fi indicate activitățile asociate etapei de raportare (etapa III, 2019).

6.1 Implementarea și testarea subsistemului radiant

Implementarea și testarea sistemului radiant

Activitatea de cercetare prezentată în această secțiune arată gradul de realizarea a rmătoarelor activități din

planul de realizare propus pentru anul 2019:

(a) Activitatea 3.3 - Analiza și caracterizarea parametrilor antenei patch/sistemului radiant, Faza II.

(b) Activitatea 3.5 - Construcția sistemului radiant: integrare elemente de antena de tip patch și suport

prindere

(c) Activitatea 3.6 - Realizarea de teste experimentale specific în camera anecoică pentru evaluarea


(d) Activitatea 3.25 - Realizarea hardware a elementelor de antenă patch microstrip

(e) Activitatea 3.26 - Pregătirea mediului de testare a subsistemului rețea de antenna

În proiectarea sistemului radiant (SR), s-au ținut cont de următoarele două condiții: în starea de veghe

diagrama de radiație trebuie să fie omnidirecțională în plan orizontal iar atunci când este necesar, antena

trebuie să favorizeze o anumită direcție. Din acest motiv s-a considerat că cea mai potrivită formă a SR este cea

a unei prisme octogonale, fiecare față laterală a prismei fiind echipată cu două elemente radiante de tip dipol

deschis, orientate în plan vertical. Retrodirectivitatea poate fi asigurată prin modificarea corespunzătoare a

defazajelor dintre semnalele cu care sunt alimentate elementele radiante, respectiv prin defazarea semnalelor

recepționate de elementele radiante. Pe durata proiectării s-au utilizat programele de simulare FEKO, AWR și

HFSS, ceea ce a permis o prima evaluare a performanțelor pe care le poate atinge SR, atât din punctul de

vedere al câștigului realizat de fiecare element radiant cât și a diagramei de radiație a întregului ansamblu.

SR a fost proiectat în două variante:

• cele 16 elemente radiante să fie constituite din 16 antene de tip dipol deschis în λ/2 (VERT2450) și au

fost furnizate de firma National Instruments, care este și producător al echipamentelor USRP utilizate

în acest proiect

• cele 16 elemente radiante să fie tot dipoli deschiși în λ/2 dar realizați în tehnologie microstrip.

Pentru asigurarea aperturii sintetice, elementele radiante trebuie să fie amplasate la distanța de λ/4 față de

fiecare panou reflector iar distanța dintre perechile de elemente de pe fiecare panou trebuie să fie λ/2,

indiferent dacă elementele radiante sunt de tip VERT2450 sau realizate prin tehnologie microstrip.

Proiectarea, simularea și realizarea antenei patch microstrip.

Antena dipol imprimată cu balun integrat este utilizată la scară largă ca element radiant în sistemele de

comunicație deoarece prezintă următoarele avantaje: diagramă de radiație omnidirecțională, bandă îngustă și

structura simplă [1-4]. Datorită dimensiunilor mici, acest tip de antenă poate fi integrat împreună cu alte

circuite și dispozitive electronice pe aceeași placă. Din același motiv, poate fi folosită și în rețele de antene, de

interes în sistemele wireless MIMO moderne.

Conceptul de antenă imprimată a fost propus pentru prima dată de Deschamps în 1953 în S.U.A., iar în Franța

de Baissinot și Gutton în 1955 [5]. În 1970 Byron a descris structura plană care constă dintr-o placă conductivă

gravată pe un substrat dielectric εr≤10 care se sprijină pe un plan de masă [5]. Primele realizări au fost în

principal pentru aplicații militare.

O antenă microstrip constă dintr-un patch metalic imprimat pe un substrat dielectric care se spijină pe un plan

de masă, așa cum se arată în Figura 6.1.1. Patch-ul este în general confecționate dintr-un material conductor

precum cupru sau aur (din cauza conductivității materialului) și poate lua orice formă, cele uzuale fiind pătrate

sau circulare pentru a simplifica analiza structurii. Patch-ul, liniile de alientare și de putere sunt de obicei

imprimate pe substratul dielectric.

Figura 6.1.1. Geometrie microstrip.

Antena microstrip are multe avantaje față de antenele de microunde clasice, cum ar fi [6]:

Greutate redusă, amprentă mică, profil redus și structură plană.

Se adaptează ușor la suprafețele plane și non-plane.

Ușor de produs în masă folosind tehnici de circuit imprimat cu costuri reduse.

Ușor de integrat cu circuite de microunde MMIC pe același substrat.

Este posibilă polarizarea liniară și circulară.

Rețele de alimentare și adaptare fabricate simultan cu antena.

Posibilitatea realizării de antene multi-bandă.

Ideea de a utiliza o antenă dipol microstrip cu balun integrat în acest proiect de cercetare se datorează

avantajelor menționate anterior. În urma consultării literaturii de specialitate, s-au utilizat două simulatoare,

AWR și HFSS, pentru a se proiecta antena microstrip și a se simula funcționarea și răspunsul în frecvență.

AWR este un editor soft pentru proiectarea și analiza componentelor electronice. AWR este utilizat pentru

proiectarea sistemelor și circuitelor analogice de înaltă frecvență, RF și de microunde. Proiectarea antenei a

fost realizată folosind utilitarul "Antsyn", care este un software de sinteză și optimizare a antenelor pe baza

simulării electromagnetice (EM) [7].

ANSYS HFSS este un software de simulare electromagnetică 3D pentru proiectarea și simularea componentelor

electronice de înaltă frecvență, cum ar fi antene, matrici de antene, componente RF sau de microunde, filtre,

conectori, carcase de circuite integrate și plăci de circuite imprimate. Este de asemenea folosit pentru a

proiecta componente electronice de înaltă frecvență și de mare viteză utilizate în sisteme de comunicații,

sisteme radar, sateliare, Internet of Things și alte produse RF [8].

Analiza propusă în această lucrare se bazează pe proiectarea unei antene dipol imprimate cu balun integrat cu

două frecvențe de rezonanță fr1 = 2.4GHz și fr2 = 5.1GHz. Acest tip de antenă poate fi utilizat în multe aplicații

[1-3]. Proiectul antenei se bazeză pe o soluție din literatura de specialitate, antenă cu o singură frecvență de

rezonanță la fr = 3,1 GHz. Dimensiunile acestui prototip au fost modificate astfel încât să se obțină rezonanță în

cele două benzi menționate anterior. Modificările au fost realizate la nivelul dimensiunii substratului, planului

de masă și balun-ului imprimat.

Metode de dimensionare și de optimizare a geometriei antenei sunt prezentate în [9], [10].

Varianta inițială a antenei a fost proiectată folosind programul AWR. Geometria antenei este asemănătoare

celei din literatură [9], [10], însă cea propusă este de tip dual-band Figura 6.1.2 ilustrează antena, iar Tabelul

6.1.1 indică valorile numerice ale cotelor din figură.

Figura 6.1.2. Geometria antenei microstrip cu balun integrat: strat inferior (a), strat superior (b).

Tabel 6.1.1 Dimensionaea dipolului imprimat cu balun integrat.

Mărime L1 W1 g 1 L2 L3 L4 L5 W2 W3 W4 g 2 r L6 W5 l

Dimensiune (mm) 20.8 6 3 32 16 3 3 2 5 3 1 0.375 6 17 2

În realizarea dipolului s-a utilizat un substrat Fr-4 cu o grosime de 1.6 mm și o permitivitate εr = 4.4. Figura

6.1.3 ilustrează antena realizată în AWR.

Figura 6.1.3. Geometria dipolului realizat în AWR.

Figura 6.1.4 prezintă variația S11 obținută pentru dimensionarea original a antenei.

Fig. 6.1.4. Variația S11 cu frecvența.

După cum se poate observa, prima variantă de antenă poate opera în două benzi distincte, la 3.4GHz și la

5.1GHz. Dacă se dorește utilizarea unei astfel de antene în benzile specifice Wi-Fi, aceasta trebuie

redimensionată pentru 2.4GHz.

A doua variantă de antenă a fost proiectată în ANSYS HFSS. Geometria este asemănătoare celei prezentate

anterior, dar dimensiunile elementelor constitutive au fost modificate pentru a se obține rezonanță în banda

2.4GHz. Figura 6.1.5 ilustrează geometria antenei, iar Tabelul 6.1.2 incă valorile cotelor din figură. Se poate

observa modificarea substratului, a planului de masă și a balun-ului integrat.

Figura 6.1.5. Geometria antenei microstrip cu balun integrat: strat inferior (a), strat superior (b).

Tabel 6.1.2 Redimensionarea dipolului imprimat cu balun integrat.

Mărime a b c d e f g h m n a’ b’ c’ d’ l

Dimensiune (mm) 6 20.8 18.8 17 5 16 3 1.5 3 1 3 8.4 28 2 2

Figura 6.1.6 prezintă o vedere de ansamblu a antenei proiectate în ANSYS HFSS.

Fig. 6.1.6. Antena proiectată în ANSYS HFSS (vedere 3D).

Această antenă dipolă este fabricată pe un substrat Epoxy FR4 cu o permeabilitate 4.4 și grosime 1.5mm.

Antena este compusă dintr-un plan de masă, dipol imprimat, balun, linie microstrip de adaptare a dipolului la

linia coaxială de alimentare.

Fig. 6.1.7 arată coeficientul de reflexie înainte și după modificările aduse.

Fig. 6.1.7 Coeficientul de reflexive funcție de frecvență.

Observăm că, după modificările aduse dimensiunilor antenei (față de varianta din literatură), antena devine

dual-band cu: f r1 = 2.4GHz cu LB = 260MHz și fr2 = 5.1GHz cu LB = 660MHz. Astfel, această antenă poate fi

utilizată pentru transmisiile în benzile specifice Wi-Fi.

Pe baza analizelor prezentate mai sus s-a proiectat cablajul imprimat la scara 5:1 (Figura 6.1.8) pentru antena

dipol microstrip cu balun integrat (cu geometriei mobificată) și s-a transmis spre producție la o companie de

specialitate din Belgia.

Figura 6.1.8 Desen de detaliu (la scară) a unui element radiant.

S-au confecționat 18 antene dipol în tehnologie microstrip ocnform geometriei prezentate. Figura 6.1.9

ilustrează elementul radiant.

Figura 6.1.9 Antena dipol cu balun integrat.

Antenele au fost testate cu un analizor vectorial de rețea, Anritsu MS2026A pentru a se verifica operarea în

două benzi de frecvență. Analizorul vectorial este conceput pentru efectuarea măsurătorilor de fază și

amplitudine, în banda 2MHz – 6GHz. Figura 6.1.10 ilustrează conectarea antenei dipol la echipamentul de test

cu un cablu de 50Ω.

Figura 6.1.10 Măsurarea antenei cu analizorul vectorial de rețea Anritsu MS2026A.

Figura 6.1.11 arată variația coeficientului de reflexie în funcție de frecvență. Din figură, se observă că antena

are două benzi de operare. Prima frecvență de rezonanță este fr1 = 2.64GHz cu S11 = 23.21dB și lățimea de

bandă LB = 41.818MHz. A doua frecvență este fr2 = 5.54GHz cu S11 = 28.7dB și LB = 27.273MHz. Conform

acestor valori, putem spune că redimensionarea antenei a permis realizarea unei antene dipol microstrip ce

operează în benzile de frecvență dorite. Diferențele dintre valorile simulate și cele măsurate se datorează

mediului în care se fac măsurătorile. Pentru a nu exista perturbații care să influențeze rezultatele, măsurătorile

ar trebui refăcute într-o cameră anecoică.

Figura 6.1.11 Coeficientul de reflexie al antenei dipol microstrip.

Realizarea sistemului radiant

Sistemul radiant (SR) este simetric în raport cu centrul sau. SR este format dintr-un reflector care are o formă

de prismă octogonală şi 16 elemente radiante cu polarizare verticală, aşezate câte două pe fiecare faţă laterală

a prismei octogonale. Această structură a SR permite obţinerea unei diagrame de radiatie omnidirecţionale ȋn

plan orizontal, dacă elementele radiante sunt alimentate ȋn fază şi o diagramă de directivitate care are o

direcție favorizată, dacă se asigura anumite defazaje între semnalele aplicate elementelor radiante.

Pentru a putea determina diagramele de radiație ale SR prin măsurători în câmp deschis și în camera anecoica,

s-a realizat SR în două variante de laborator: una echipată cu 16 antene dipol tip VERT2450 furnizate de

Național Instruments iar o a doua variantă echipată cu 16 elemente de tip dipol deschis realizate prin

tehnologie microstrip pe același suport cu circuitul de adaptare și simetrizare. Indiferent dacă elementele

radiante sunt de tip VERT2450 sau sunt realizate în tehnologie microstrip, distanța dintre perechile de

elemente trebuie să fie λ/2 (6.20 cm) iar distanța dintre ele și panourile reflectoare va fi egală cu λ/4. În

varianta de laborator, reflectorul octogonal este de tip mesh având ochiurile de formă pătrată cu latura de

aproximativ 8 mm.

Figura 6.1.12 ilustrează sistemul radiant echipat cu cele 16 antene dipol microstrip proiectate anterior.

Figura 6.1.13 Sistemul radiant cu antene microstrip.

În urma testelor efectuate în etapele precedente cu diverse configurații ale rețelei retrodirective de antene și o

serie de algoritmi pentru detgerminarea Direction of Arrival (DoA), am stabilit că în etapa finală a proiectului să

realizăm și să testăm două variante de sistem radiant (SR):

• SR realizat prin cablarea clasică a elementelor radiante la ieșirile/intrările USRP-urilor

• SR realizat prin utilizarea tehnologiei microstrip și obținerea unor defazaje discrete, prin modificarea

lungimii electrice a liniilor de transmisie, în interiorul sistemului radiant.

Pentru a valida ideea de utilizare a tehnologiei microstrip în realizarea unui model compact de antenă

retrodirectivă, am proiectat și urmează să realizăm practic 3 variante de sistem radiant având forma unor

prisme octogonale:

• cu o diagramă de radiație având simetrie circulară

• cu un lob principal orientat pe direcția unei muchii laterale a prismei

• cu un lob principal orientat perpendicular pe una din fețele laterale ale prismei

Toate cele trei variante sunt reciproce, adică se comportă la fel, atât la emisie cât și la recepție. Alimentarea

aceastor sisteme radiante este facută dintr-o singură sursă de semnal pe care am divizat-o în mod egal spre 16

elemente radiante realizate tot în tehnologie microstrip (Figura 6.1.14). Pentru partajarea semnalului am

utilizat divizoare Wilkinson realizate în tehnologie microstrip. Pentru obținerea unei diagrame de radiație

având simetrie circulară am proiectat liniile de transmisie astfel încât cele 16 elemente radiante să fie

alimentate în fază. Pentru obținerea unor diagrame de radiație cu o direcție favorizată, am alimentat

elementele radiante cu semnale ale căror defazaje sunt controlate prin modificarea lungimii liniilor de

transmisie.

Figura 6.1.14 Realizarea SR în structură octogonală cu cele 16 elemente radiante sinfazate.

Dielectricul utilizat pentru realizarea liniilor microstrip este de tip Improved FR4. în acest caz luăm în calcul

valoarea părții reale a permitivității electrice relative εr = 4 [11], iar valoarea părții imaginare o neglijăm [12]

Pentru a proiecta o linie de transmisie cu impedanță caracteristică Z0= 50Ω am utilizat applet-ul de calcul

recomandat de firma Pasternack [13].

Astfel, am obținut valoarea lățimii liniei (W) W=3.2mm

Pentru a determina lungimea de undă λg în linia de transmisie cu lățimea de 3.2mm, la frecvența de 2.4GHz,

am utilizat tot un applet recomandat de firma Pasternack [14].

Cu aceste date obținute am trecut la a doua etapă de proiectare în care am stabilit arhitectura și detaliile de

execuție ale divizorului de putere 1:16 care alimentează în fază toate cele 16 elemente radiante.

În starea „stand by”, când nu este favorizat nici un client, toate elementele radiante au aceeași fază. În acest

caz, diagrama de radiație obținută cu programul FEKO este prezentată în Figura 6.1.15.

Figura 6.1.15 Diagrama de radiație țn starea „stand by”

Pentru a avea certitudinea că alimentăm în fază toate cele 16 elemente radiante ale SR, am proiectat liniile de

transmisie în așa fel încât lungimile lor electrice să fie egale, pe oricare cale de semnal, de la intrarea în divizor

și până la elementul radiant. La proiectarea liniilor de transmisie am avut grija ca la ieșirile fiecărui etaj de

divizare, semnalele să fie în fază. Schema de principiu aferentă acestui divizor este prezentată în Figura 6.1.16.

Figura 6.1.16 Arhitectura rețelei de divizare.

În schema de principiu prezentată în Figura 3 sunt utilizate 15 divizoare Wilkinson. Aceste divizoare sunt

identice, ca urmare se prezintă detaliile de execuție ale unei astfel de celule de divizare.

Proiectarea divizorului Wilkinson in tehnologie microstrip:

Divizorul simetric Wilkinson (Figura 6.1.17) divide semnalul de la intrare în două părți egale (având și faze

egale). Acest divizor este reciproc, adică poate fi utilizat și ca sumator. O altă caracteristica a acestui divizor

este faptul că impedanța de intrare de 50Ω o regasim și la ieșirile divizorului. Dezavantajul acestui divizor

constă în pierderile de putere care apar în procesul de divizare.

Figura 6.1.17 Schema de principiu a divizorului Wilkinson

Utilizând mai multe divizoare de acest tip, conectate în cascadă, semnalul poate fi partajat în mod egal spre 2,

4, 8 sau 16 ieșiri, fiecare ieșire având impedanța de 50Ω.

Impedanța caracteristică (Zl) a liniilor în λ/4:

𝑍𝑙 = 𝑍0√2 = 70.71𝛺

Pentru a determina lățimea liniei în λ/4, am utilizat tot applet-ul de calcul recomandat de firma Pasternack

[13]. A rezultat valoarea Wl=1.7mm

Am calculat lungimea de undă (λl) în aceasta linie microstrip [4]

λl= 72.92mm de unde λl/4=18.23 mm

Valoarea rezistenței rezistorului amplasat între cele 2 brațe simetrice ale divizorului trebuie să fie egală cu 2∙Z0.

adica 100Ω.

Am decis să utilizăm rezistori de RF tip SMD seria CH0603F produs de firma Vishay (Mouser Part No71-CH0603-100RJN). Datele de catalog ale acestui tip de rezistor sunt prezentate în Figura 6.1.18 [15].

Figura 6.1.18 Dimensiunile rezistorului SMD din catalogul Vishay

Desenul de execuție al divizorului Wilkinson este prezentat în Figura 6.1.19.

Figura 6.1.19 Desenul de execuție al divizorului Wilkinson (fără rezistorul SMD cu valoarea de 100Ω)

Vom analiza în cele ce urmează o rețea liniară formată din patru antene (1, 2, 3, 4) echidistante, care

recepționeză un semnal RF generat de o antenă de emisie aflată la distanță suficient de mare, astfel încât sâ

putem considera fronturile de undă ca fiind unde plane (Figura 6.1.20). Unghiul de incidență este notat cu θ iar

distanța dintre antene cu d. Semnalul este recepționat la momentul t0 de antena 1, apoi de antena 2 cu o

întârziere Δt=d sinθ/c, de antena 3 cu o întârziere 2Δt iar de antena 4 cu o întârziere egală cu 3 Δt. Dacă, dupa

recepție, introducem pe fiecare cale de semnal câte o linie de întârziere, putem obține în punctele 5, 6, 7 și 8

semnale care au aceeași fază. Rețeaua de antene și linii de întârziere proiectată în acest mod este reciprocă,

adică dacă aplicăm în punctele 5, 6, 7 și 8 semnale care au aceeași fază, rețeaua liniară de antene va crea

fronturi de undă plane ale căror direcție de propagare va forma un unghi θ cu normala la planul determinat de

rețeaua de antene.

Figura 6.1.20 Rețea liniară formată din patru antene și liniile de întârziere aferente

Pe baza principiilor de funcționare a rețelei liniare de antene prezentate mai sus, am proiectat un SR cu forma

de prismă octogonală, cu câte 2 elemente radiante amplasate pe fiecare suprafață laterală a prismei. Dacă cele

16 elemente ale SR sunt alimentate în fază, diagrama de radiație a SR are simetrie circulară. Dacă alimentăm

cele 16 elemente ale SR cu semnale defazate, putem obține diagrame de radiație ale căror lob principal ese

orientat într-o anumită direcție. Defazarea semnalelor o realizăm modificând lungime electrică a liniilor de

transmisie care alimentează elementele radiante. Având în vedere datele prezentate mai sus, lungimea de

undă în liniile de transmisie care au impedanța caracteristică de 50 Ohm, utilizate în varianta microstrip de

antenă retrodirectivă, are valoarea λg= 71.24mm. Acestei lungimi de undă îi corespunde un defazaj de 360° sau

2π radiani. Mărind lungimea fizică a liniei care alimenteaza un element radiant al antenei cu valoarea Δl, vom

introduce o întârziere pe calea de semnal care poate fi exprimată în diferență de fază Δφ.

∆𝜑 (°) =𝛥𝑙∙360°

𝜆𝑔 (1) sau ∆𝜑 (𝑟𝑎𝑑) =

𝛥𝑙∙2𝜋

𝜆𝑔 (2)

de unde 𝛥𝑙 =𝜆𝑔∙𝛥𝜑

360° (3)

Dacă vom scurta lungimea electrică a liniei care alimentează un element radiant al antenei. vom introduce un

defazaj cu valoare negativă, adică semnalul va ajunge mai repede la acel element radiant.

În Figura 6.1.21 este prezentat modul în care am împărțit (în plan orizontal), spațiul din jurul SR în 8, respectiv

16 sectoare, unghiul plan al fiecărui unghi diedru având valoarea de 45˚, respectiv 22,5˚.

Figura 6.1.21 Împărțirea spațiului din jurul SR în 8, respectiv 16 sectoare

După ce am determinat poziția clientului favorizat într-unul din sectoarele S11, S12, S22, S23, S33, S34, S44, S45, S55,

S56, S66, S67, S77, S78, S88, S81 , cu o incertitudine unghiulară de cel mult ±11,25°, se stabilesc defazajele necesare

la emisie și la recepție în așa fel încât 3 sau 4 sectoare ale antenei să favorizeze emisia respectiv recepția în

direcția clientului. Dacă clientul se află într-un sector Sij, unde i≠j, defazăm semnalele care alimentează

elementele radiante în așa fel încât să obținem un lob principal orientat pe direcția unei muchii a prismei

octogonale. De exemplu, dacă clientul se află în sectorul S81, pentru asigurarea retrodirectivității vor contribui

panourile 7,8,1 și 2. În plus, vor avea aceeași fază următoarele elemente radiante: e11 cu e82; e12 cu e81; e21 cu

e72; e22 cu e71. Între grupele de elemente (e11,e82) si (e12,e81) vom avea o diferență de drum optic de

λ/2∙sin(π/8). Acestei diferențe de drum îi corespunde o diferență de fază de aproximativ 0.383∙π radiani, adica

68.9°.

În mod asemănător pot fi calculate defazajele existente între semnalele recepționate de celelalte elemente care vor contribui la retrodirectivitate. În Tabelul 6.1.3 sunt prezentate defazajele cu care sunt recepționate semnalele emise de clientul favorizat și diferentele de drum corespunzătoare acestor defazaje, luând ca referință (φ0) semnalul recepționat de elementele e11; e82. Tabelul 6.1.3 Diferențele de fază (exprimate în radiani) dintre elementele radiante ale părții retrodirective, la recepție Δφ=φ0-φi,j

e11;e82 e12; e81 e21;e72 e22; e71

Δφ (rad) 0 69° 198° 360°

Compensarea acestor defazaje (întârzieri în recepția semnalului de către elementele ei.j în raport cu referința)

se face prin întârzierea semnalelor recepționate prin intermediul unor tronsoane de linii de întârziere având

lungimea Δl. Considerăm ca linii de referință cele care alimentează elementele e22 si e71. Valorile defazajelor și

lungimile liniilor de întârziere sunt prezentate în Tabelul 6.1.4.

Tabelul 6.1.4. Valorile defazajelor introduse de liniile de întârziere și lungimea fizică a acestor linii

e11;e82 e12; e81 e21;e72 e22; e71

Δφ’(rad) 360° 291° 162° 0

Δl (mm) 71.24 57.58 32.06 0

Simularea diagramei de radiație în acest caz este prezentată în Figura 6.1.22

A B

Figura 6.1.22. Diagrama de radiație (exprimată în dBi) pentru defazajele din Tabelul 6.1.3.

Conform celor prezentate anterior, la emisie, pentru a crea un front de undă orientat spre clientul favorizat,

vom asigura aceleași defazaje din Tabelul 6.1.4. Toate celelalte elemente radiante (care nu participă la

retrodirectivitate) vor avea aceeași fază cu elementele e22; e71.

Proiectarea SR astfel încât SR să aibă un lob principal orientat perpendicular pe una din fețele laterale ale

prismei (cazul 2)

Pozitia clientului este în centrul unui sector Sij, unde i=j, de exemplu, în sectorul S11. Pentru asigurarea

retrodirectivitatii vor contribui panourile 8,1 si 2. In plus,vor avea aceeași fază următoarele elemente radiante:

e11 cu e12 ; e21 cu e82; e22 cu e81

Tabelul 6.1.5. Diferențele de fază (exprimate în grade) și diferențele de drum dintre elementele radiante ale

părții retrodirective, la recepție, în cazul 2.

e11;e12 e21; e82 e22;e81 e31;e72

Δφ (°) 0 72° 198° 360°

Pentru a compensa aceste diferențe de fază, vom întârzia semnalele recepționate de elementele radiante

e11;e12, e21; e82 si e22;e81 prin intermediul unor linii de întârziere având lungimea Δl. Valorile astfel obținute sunt

prezentate în Tabelul 6.1.6.

Tabelul 6.1.6. Valorile defazajelor introduse de liniile de intârziere și lungimea fizică a acestor linii

e11;e12 e21; e82 e22;e81 e31;e72

Δφ (°) 360° 288° 198° 0°

Δl (mm) 71.24 56.99 39.18 0

În aceste conditii, diagrama de radiație a SR (exprimată în dBi) este prezentată în Figura 6.1.23.

A B

Figura 6.1.23 Diagrama de radiație (exprimată în dBi) pentru defazajele din Tabelul 6.1.5

6.2 Implementarea și testarea subsistemului de comandă și control

Implementarea, testarea și validarea subsistemului de comandă și control grupează următoarele activități:

(f) Activitate III.2 Implementarea stivei de protocol IEEE 802.11 (PHY + MAC) cu suport QoS, Faza II.

(g) Activitate III.6 Realizarea de teste experimentale specifice în camera anecoică pentru evaluarea


(h) Activitate III.7 Realizarea subsistemului de comandă și control prin interconectarea subsistemului SDR

cu modulele de sincronizare în timp și frecvență (Octoclock) și sincronizare în fază (USRP RIO Ref Tx)

(i) Activitate III.8 Validarea prin teste de laborator a subsistemului de comandă și control

(j) Activitate III.12 Validarea soluției prin teste trafic și măsurători specifice standardului IEEE 802.11 în

medii de lucru reale

(k) Activitate III.17 Demonstrarea capacității de garantare a proirităților de trafic pentru utilizatorul țintă

conform specificațiilor standardului IEEE 802.11

(l) Activitate III.18 Optimizarea soluției proiectate în vederea realizării unui prototip compact și portabil

(m) Activitate III.19 Realizarea și testarea în medii de lucru reale a prototipului (instalare în sait

operațional, operare în condiții de trafic și mediu reale (Faza I)

(n) Activitate III.27 Realizarea subsistemului SDR cu Tx/Rx multiple prin interconectarea modulelor NI

USRP RIO

Subsistemului de comandă și control este realizat prin interconectarea blocurilor (3) - (5), așa cum sunt

ilustrate în Figura 6.2.1. În continuare, raportul prezintă descrierea fiecărui subsistem, cu accent pe indicarea

componentelor și funcțiile implementate de subsistemul de comandă și control.

Figura 6.2.1. Arhitectura conceptuală a sistemului cu indicarea blocurilor componente

Arhitectura de testare include următoarele subsisteme: (1) subsistemul de transmisie sau utilizatorul țintă (1 x

NI USRP 2954R), (2) subsistemul radiant (4 la 8 elemente radiante), (3) subsistemul de sincronizare (1 x NI

Octoclock CDA-2990 și 1 x NI USRP N2900), (4) subsistemul de recepție (4 x NI USRP 2954R), (5) subsistemul de

procesare a datelor (1 x NI PXIe 8880 Host Controller și 1 x NI CPS-8910 Switch).

HOST COMPUTER

RIO1RF0:RX1

RF1:RX1

RIO2RF0:RX1

RF1:RX1

RIO3RF0:RX1

RF1:RX1

RIO4RF0:RX1

RF1:RX1

OCTOCLOCK CDA-2990

NI-2900 Ref. Signal

RF0:RX1

Cabluri SMA

PPS In

Ref In

RIO0 TargetRF0:TX1

RF1:TX1

RIO0 TargetRF0:TX1

RF1:TX1

Co

nex

iun

i MX

I

Cabluri SMA

(4). Subsistemulde recepție

(3). Subsistemulde sincronizare

(2). Subsistemul radiant


(5). Subsistemul de procesare a datelor

Co

nex

iun

i MX

I

CP

S-89

10 P

CI x

4 Sw

itch

UTC-N

UTC-N

UTC-N

(1) Subsistemul de recepție

Subsistemul de recepție cuprinde 4 x NI USRP 2954R conectat la calculatorul gazdă (NI PXI 1083) printr-un

comutator care utilizează cabluri 4 x PCIe, așa cum este ilustrat în Figura 6.2.2.

Figura 6.2.2. Sub-sistemul de recepție: conectica NI USPRs față-spate

NI USRP 2954R este un transceiver RF reglabil de la 10MHz la 6GHz. Fiecare dispozitiv USRP are un

transmițător 2x2 MIMO RF dotat cu un FPGA Kintex 7 necesar procesării digitale a semnalelor și integrează

două module RF (RF0 și RF1). Fiecare intrare TX1 / RX1 conectează un element al rețelei de antene. Aceste

intrări se află pe partea frontală a dispozitivului USRP, iar pe partea din spate, intrările REF In, PPS (Pulse Per

Second), cablul PCIe și intrările de alimentare sunt conectate. O sursă de referință externă poate fi alimentată

la intrările REF In și PPS. Lățimea de bandă maximă instantanee în timp real este de 160MHz, rata maximă de

eșantionare este de 200MS / s, rezoluția DAC este de 16 biți, iar Noise Figure variază de la 5 la 7dB.

(2) Subsistemul radiant (rețea liniară de antene)

Matricea ULA cuprinde 8 antene 3dBi verticale omnidirectionale VERT2450 conectate la fiecare intrare TX1 /

RX1 a USRP-urilor. Antenele au fost montate pe o placă suport într-o configurație liniară, la o distanță una de

cealaltă de jumătate din lungimea de undă a frecvenței de operare (2.415GHz). Figura 6.2.3 ilustrează sistemul

radiant liniar folosit in validarea prin teste de laborator a subsistemului de comandă și control.

Figura 6.2.3. Sistemul radiant.

(3) Subsistemul de sincronizare

Funcționarea platformei hardware necesită sincronizarea în fază, frecvență și timp a aparatelor componente. Astfel, este extrem de important să se implementeze metode de sincronizare și calibrare, astfel încât sistemul să funcționeze ca un system ainiat în fază. Soluția implementată utilizează un modul extern de referință pentru timp și frecvență (NI CDA-2990 Octoclock) care generează un semnal pentru sincronizarea frecvențelor oscilatoarelor locale (REF In) și un semnal PPS In pentru timpul sincronizarea convertoarelor DAC. Astfel, fiecare dispozitiv USRP primește un semnal 10MHz REF In și un semnal 1PPS In PPS, garantând astfel sincronizarea în frecvență și în timp. Cu toate acestea, nu este suficientă asigurarea unui sistem aliniat doar în fază. La fiecare reconfigurare a oscilatorului local se produce o nouă diferență de fază între canale. Pentru aplicațiile cu o rețea de antene, unde diferența de fază este un parametru critic, această problemă trebuie eliminată pentru fiecare set nou de date colectate. O etapă suplimentară de calibrare pentru eliminarea diferenței de fază apărută la fiecare comandă de reconfigurare a dispozitivului USRP ar fi ineficientă. Prin urmare, soluția utilizează un semnal extern de sincronizare RF generat de un dispozitiv extern USRP (N2900). Acest semnal este livrat fiecărui port RX2 al fiecărui dispozitiv USRP și este utilizat pentru estimarea diferenței de fază și ulterior pentru corecția acesteia. Semnalul utilizat pentru sincronizarea fazei este separat de semnalul-țintă, folosind un filtru digital. (4) Subsistemul de recepție

Pentru generarea semnalului țintă se folosește un dispozitiv NI USRP 2954R suplimentar. Acesta Este conectat la același computer-gazdă printr-un switch. Un semnal sinusoidal cu tonul de 10 kHz este transmis, la frecvența de 2.415 GHz. Antena utilizată pentru transmisie este aceeași cu cea utilizată la sistemul de recepție, o antena verticală omnidirecțională VERT2450. Aceasta este conectată la portul TX1 / RX1 al NI USRP. (5) Subsistemul unității de procesare a datelor

Controlul întregului sistem este realizat de calculatorul gazdă, și anume NI PXIe-8880. Acesta are un procesor

Intel (Xeon) cu 16 nuclee, ce lucrează la frecvența de 2.3GHz, pe care rulează sistemul de operare Windows 7 și

are o memorie RAM instalată de 24 GB. Acesta este suportul programulului LabVIEW Communication System

Suite 2.0. Toate USRP-urile utilizate în experiment sunt conectate la computerul gazdă prin intermediul

comutatorului CPS-8910 și al cablurilor PCIe. USRP-ul folosit la sistemul de sincronizare este conectat la gazdă

printr-un cablu USB.

Astfel, activitățile III.7 și III.27 sunt realizate prin interconectarea subsistemelor (3) – (5), respectiv prin

construirea subsistemului de recepție (2).

Pentru a se asigura buna funcționare a soluției în standardul IEEE 802.11, a fost adoptat mediul de lucru

LabVIEW Communications 802.11 Application Framework, asigurându-se astfel implementarea specificațiilor

de strat PHY și MAC corespunzătoare activitățile specifice III.2 și III.12.

Labview Communications System Design Suite 2.0

Odată cu revoluția tehnologică din ziua de azi, cu din ce în ce mai multe dispozitive interconectate și care

transferă date, cu presiunea din partea oamenilor și a firmelor pentru soluții mai bune, cu cerințe precum

lățime de bandă mai mare, co-existență, securitate mai bună, consum de putere mai mic, etc., munca

cercetătorilor și a oamenilor de știință este din ce în ce mai grea. De aceea un mediu de proiectare care să

ofere uneltele necesare pentru crearea de algoritmi inovativi și prototipare rapidă este o necesitate.

Astfel au luat naștere platformele SDR care asigură o flexibilitate enormă în programare. Conceptul este că

unele componente care de obicei sunt hardware sunt înlocuite și implementate în software. LabVIEW

Communications System Design Suite (21) este un program care vine în ajutorul cercetătorilor fiind o soluție

fiabilă pentru proiectare în comunicații. Acest program are 3 mari avantaje:

• Oferă un flux de proiectare unificat – utilizatorii pot programa atât procesorul (calculatorul gazdă) cât

și FPGA-ul care se poate găsi pe multe platforme SDR.

• Proiectare eficientă și flexibilă – o mare varietate de abordări pentru algoritmi atât pe procesor, cât și

pe FPGA, evidențierea sintaxei, documentație pentru funcții, evidențierea execuției și depanare, un

număr de aplicații speciale (application framework) cum ar fi 802.11 AFW, LTE AFW, MIMO AFW.

• Unelte de proiectare cuprinzătoare – o interfață cu utilzatorul bogată, customizabilă, drag-and-drop,

meniu de help, instrumente de învățare, exemple de cod, și secțiune de help în comunitatea online

Acestea sunt doar câteva motive pentru care LabVIEW Communications este una dintre cele mai bune și rapide

soluții pentru a face pasul de la proiectare la prototipare. Integrarea platformelor NI SDR cu programe

software flexibile produc o unealtă eficientă pentru inovare.

NI USRP RIO 2954R

USRP-urile sunt o serie de SDR-uri proiectate de Ettus Research și National Instruments. USRP-urile RIO

(Reconfigurable Input/Output) sunt SDR-uri performante pentru dezvoltarea de sisteme de comuncații pentru

5G și nu numai. Acest SDR are un transreceptor RF MIMO 2x2 cu un FPGA Kintex 7. Versiunea NI USRP 2954R

poate opera între 10MHz și 6GHz, are un oscilator disciplinat (GPS Disciplined Oscillator – GPSDO) care poate fi

folosit pentru a cala tactul intern la un semnal de referință GPS. Banda instantanee maximă în timp real este

de 160MHz, rata maximă de eșantionare este de 200MS/s, rezoluția convertorului DAC este de 16 biți, factorul

de zgomot este între 5 și 7 dB, iar memoria DRAM este de 1024MB (22). O diagramă bloc simplificată este

prezentată în Figura 6.2.4.

Figura 6.2.4. Diagrama bloc simplificată a USRP

Din diagrama bloc de mai sus se poate observa lanțul de emisie/recepție. Semnalul recepționat este amplificat,

downconverted, filtrat, digitizat, înainte de a fi trimis spre calculatorul gazdă, operații necesare pentru aplicații

de beamforming.

Activitățile specifice III.6, III.8, III.17, III.18 și III.19 vizează implementarea, testarea și validarea subsistemului

de comandă și control pot fi grupate astfel:

• Implementarea, testarea și validarea mecanismului de indicare a direcției utilizatorului țintă cu

sistemul de antene controlat SDR

• Implementarea, testarea și validarea mecanismului de modificare a caracteristicii de radiație a

antenei prin controlul SDR

6.2.1 Implementarea, testarea și validarea mecanismului de indicare a direcției utilizatorului țintă cu

sistemul de antene controlat SDR

Înainte de a modifica caracteristica de radiație a șirului de antene este necesară cunoașterea locației

utilizatorului, prin prisma unghiului de incidență cu care semnalul emis de acesta ajunge la recepție. Astfel,

pentru realizarea sistemului retro-directiv, într-o primă fază s-a implementa un mecanism de indicare a

direcției unui semnal țintă exprimată prin unghiul său de sosire (Angle of Arrival, AoA).

Multiple Signal Classification (MUSIC) și Estimation of Signal Parameters via Rotational Invariant Techniques

(ESPRIT) sunt printre cei mai eficienți algoritmi de tip subspațiu pentru calcularea AoA a unui semnal care

ajunge la recepție. Pe de o parte, algoritmul MUSIC se bazează pe descompunerea în valori și vectori proprii ai

matricei de covarianță a semnalului recepționat, separând subspațiul de semnal de subspațiul de zgomot. Pe

de altă parte, algoritmul ESPRIT se bazează proprietatea de invarianță la rotații a subspațiului de semnal.

Pe baza simulărilor din literatura de specialitate se pot trage câteva concluzii:

1. Precizia în estimarea AoA poate fi îmbunătățită prin creșterea numărului de antene din șir, prin

creșterea numărului de eșantioane și prin folosirea unei spațieri între elemente de jumătate de

lungime de undă a frecvenței de lucru.

2. Algoritmul MUSIC este adecvat pentru un șir cu un număr de elemente într-un mediu cu SNR ridicat.

3. Algoritmul ESPRIT este mai puțin dependent de dimensiunea șirului de antene și funcționează mai

bine într-un mediu cu SNR mai scăzut.

Algoritmul MUSIC

Fie o rețea ULA cu K elemente, cu o spațiere a elementelor d, și M semnale, 𝑠1(𝑡), 𝑠2(𝑡), … , 𝑠𝑀(𝑡) sosind din

direcțiile 𝜃1, 𝜃2, … , 𝜃𝑀. Semnalul recepționat, 𝑥(𝑡), este dat de relația (1):

𝑥(𝑡) = 𝐴𝑠(𝑡) + 𝑛(𝑡) (1)

unde A este dat de relația (2):

𝐴 = (

1 1 ⋯ 1𝑒−𝑖2𝜓1(𝜃) 𝑒−𝑖2𝜓2(𝜃) ⋯ 𝑒−𝑖2𝜓𝑀(𝜃)

⋮ ⋮ ⋱ ⋮𝑒−𝑖(𝐾−1)𝜓1(𝜃) 𝑒−𝑖(𝐾−1)𝜓2(𝜃) ⋯ 𝑒−𝑖(𝐾−1)𝜓𝑀(𝜃)

) (2)

și reprezintă matricea de direcționare, cu întârzierea de propagare pentru direcția ”i” pe coloana ”i” și pentru

elementul ”m” pe linia ”m”. 𝑛(𝑡) reprezintă zgomot Gaussian. Matricea de autocorelație a semnalului

recepționat este exprimată în relația (3):

𝑅𝑥𝑥 = 휀{𝑥(𝑡)𝑥𝐻(𝑡)} = 𝐴(𝛩)𝑅𝑠𝑠𝐴𝐻(𝛩) + 휀{𝑛(𝑡)𝑛𝐻(𝑡)} = 𝐴𝑅𝑠𝑠𝐴𝐻 + 𝜎02𝐼, (3)

Unde 𝐴𝐻 este Hermitianul matricei A, 𝜎02 este varianța zgomotului, 𝐼 este matricea identitate și 휀 este

operatorul ???. Matricea de autocorelația a sursei poate fi exprimată în mod similar, și este dată în relația (4):

𝑅𝑠𝑠 = 휀{𝑠(𝑡)𝑠𝐻(𝑡)} = 𝑑𝑖𝑎𝑔{𝜎12, 𝜎2

2, … , 𝜎𝑀2 } (4)

Matricea de autocorelație a sursei este o matrice diagonală dacă și numai dacă semnalele nu sunt

corelate. Matricea de autocorelație a semnalului recepționat are N valori proprii, {λ1, λ2, … , λK}, si N vectori

proprii asociați, formând subspațiul prezentat în (5):

�� = [𝑒1, 𝑒2, … , 𝑒𝑁 (5)

Sortând în mod crescător cele N valori proprii, acest subspațiu poate fi divizat în două, după cum arată relația

(6):

�� = [𝑒1. 𝑒2, … , 𝑒𝑀 , 𝑒𝑀+1 , … , 𝑒𝑁 ] = [𝐸𝑁 , 𝐸𝑆

] (6)

, unde primul subspațiu, 𝐸𝑁, reprezintă subspațiul zgomotului, descris de vectorii proprii asociați zgomotului,

iar 𝐸𝑆 este subspațiul de semnal, și este dat de vectorii proprii asociați semnalului incident. Aceste subspații

sunt ortogonale la unghiurile de sosire ale celor M semnale incidente. Spectrul de putere al algoritmului MUSIC

este definit în (7):

𝑃(𝜃) =1

|𝑎(Θ)𝐸𝑁𝐸𝑁𝐻𝑎𝐻(Θ)|

(7),

și prezintă vârfuri ascuțite la AoA ale semnalelor incidente.

Algoritmul ESPRIT

Algoritmul Total Least Squared (TLS) ESPRIT implică partiționarea a K elemente în două subșiruri de dimenisuni

egale, i.e. un subșir de la primul element până la elementul (K-1), și un al doilea subșir de la al doilea element

până la elementul K. Semnalele recepționate de aceste două subșiruri sunt date în (8) și (9):

𝑥1(𝑡) = 𝐴𝑠(𝑡) + 𝑛1(𝑡) (8)

𝑥2(𝑡) = 𝐴𝛷𝑠(𝑡) + 𝑛2(𝑡) (9)

În relația (9), 𝛷 este o matrice diagonală de dimensiuni MxM numit operator rotațional, și este definit ca (10):

𝛷 = 𝑑𝑖𝑎𝑔{𝑒−𝑖𝜓1(𝜃), 𝑒−𝑖𝜓2(𝜃), … , 𝑒−𝑖𝜓𝑀(𝜃)} (10)

Unde

𝜓𝑖 = −𝑘𝑑𝑠𝑖𝑛𝜃𝑖 , 1 ≤ 𝑖 ≤ 𝑀 (11)

Este diferența de fază la elementul i față de elementul i-1, și

𝑘 =2𝜋𝑓𝑐

𝑐 (12)

unde c este viteza luminii.

Descompunerea matricelor de autocorelație ale semnalelor recepționate R11 și R22 dau două subspații de

semnal, E1 și E2 , care formează o matrice C, dată de relația (13):

𝐶 = [𝐸1𝐻𝐸2

𝐻]𝑇[𝐸1 𝐸2] = 𝐸𝑐ʌ𝐸𝑐𝐻 (13)

Unde matricea 𝐸𝑐 este de dimensiune 2Mx2M, și a fost obținută după descompunerea matricei C în valori și

vectori proprii, cu relațiile (14) și (15):

𝜆1 ≥ 𝜆2 ≥ ⋯ ≥ 𝜆2𝑀 (14)

ʌ = 𝑑𝑖𝑎𝑔{𝜆1, 𝜆2, … , 𝜆2𝑀} (15)

Mai departe, partiționând matricea 𝐸𝑐 în patru matrici de dimenisiuni MxM, după cum se vede în (16):

𝐸𝐶 = [𝐸11 𝐸12

𝐸21 𝐸22] (16)

Astfel, operatorul 𝛷 se poate scrie ca (17):

𝛷 = −𝐸12𝐸22−1 (17)

În fine, din cele M valori proprii ale 𝛷 , unghiurile AoA se estimează cu ajutorul relației (18):

𝜃𝑖 = 𝑠𝑖𝑛−1{𝑎𝑟𝑔(𝜆𝑖)

𝑘𝑑} (18)

Performanțele algoritmilor AoA într-un mediu real

Capacitatea soluției de a indica AoA este demonstrată print-o serie de experimente de laborator. Un total de

șase scenarii de test sunt considerate, folosind diferite configurații ale șirului de antene (patru, cinci sau șase

elemente) și folosind fie algoritmul MUSIC, fie algoritmul ESPRIT. Valorile AoA sunt măsurate pentru o țintă

aflată în 35 de puncte predefinite.

Rezultate experimentale

Platform hardware de testarea experimentală și validare a algoritmilor de AoA cuprinde: (1) subsistemul de

transmisie; (2) subsistemul format din rețeaua de antene liniare uniforme (ULA), (3) subsistemul de

sincronizare, (4) subsistemul de recepție și (5) subsistemul unității de procesare a datelor.

Figura 6.2.5 ilustrează platforma hardware.

Figura 6.2.5 Platforma hardware de testare a algoritmilor AoA

Scenariile evaluate pentru algoritmii AoA iau în considerare 35 de poziții ale transmițătorului țintă, sub diverse

unghiuri (∡0, ∡±15, ∡±30, and ∡±45) și la diverse distanțe (0.5m, 1m, 1.5m, 2m and 2.5m) față de

elementul de referință al rețelei liniare de antene, după cum se ilustrează în Figura 6.2.6.

Figura 6.2.6. Amplasarea punctelor de test.

Tabelele 6.2.1 – indică rezultatele măsurătorilor obținute pentru cele șase scenarii de test folosind algoritmii

AoA MUSIC sau ESPRIT și schimbând numărul de elemente ale rețelei liniare de antene (N = 4, 6, and 8).

Tabelul 6.2.1. Scenariul 1 (Music și N=4)

Poziția sursei față de elementul de referință

-45 -35 -15 0 15 30 45

Distanța Unghiul de sosire măsurat (AoA) []

0.5m -45.5 -30.5 -17.5 -1.5 10 24 45

1m -45.5 -31 -15 0.5 14 28.5 46

1.5m -44.5 -28 -12.5 0.5 14.5 29.5 43

2m -46 -30 -15.5 -0.5 12 30 43.5

2.5m -43.5 -32 15.5 0 12.5 26.5 42.5

Rezultatele măsurătorilor pentru MUSIC prezentate în tabelul 6.2.1 indică faptul că cea mai mare acuratețe se

obține pentru sursa plasată la 1m de elementul de referință al rețelei liniare, cu o deviație medie de 0.79. Cele

mai eronate rezultate au fost obținute pentru distanța de 0.5m, cu o deviație medie de 2.29, și o deviație

maximă de 5 - 6 pentru unghiurile de referință de 15 și 30. Deviația medie pentru toate pozițiile primului

scenariu de test este de 1.38.

Tabelul 6.2.2. Scenariul 2, Esprit și N=4


-45 -35 -15 0 15 30 45


0.5m -42.5 -32.5 -15.5 -2.5 13.5 26.5 44

1m -47 -26 -10 0.5 10.5 32.5 44.5

1.5m -45 -32 -10.5 0.5 16.5 30.5 44.5

2m -42 -25.5 -14.5 1 16 32.5 43

2.5m -45 -26.5 -14.5 0.5 14.5 33 42

Rezultatele pentru ESPRIT prezentate în Tabelul 6.2.2 indică faptul că cele mai bune rezultate se obțin pentru

sursa țintă plasată la 1.5m de referința rețelei liniare de antene, cu o deviație medie de 1.36. Cele mai eronate

rezultate se obțin pentru distanța de 1m, cu o deviație medie de 2.71, și o eroare maximă de 5 pentru

unghiul de referință de 15. Deviația medie pentru al doilea scenariu de test este de 1.83, cu 0.45 mai mult

ca MUSIC.

Tabelul 6.2.3. Scenariul 3, Music și N=6


-45 -35 -15 0 15 30 45


0.5m -44.5 -33.5 -22.5 -12.5 0.5 14.5 31.5

1m -44.5 -29.5 -16 -2 10 26 44

1.5m -45 -30 -17 -2 12.5 25.5 45

2m -44.5 -30 -15.5 0.5 15.5 29.5 44.5

2.5m -45 -31 -13.5 2.5 14.5 30 46.5

Rezultatele măsurătorilor pentru MUSIC din Tabelul 6.2.3 indică faptul că cele mai bune rezultate se obțin

pentru sursa plasată la 2m de elementul de referință al rețelei liniare de antene, cu o deviație medie de 0.43.

La fel ca în cazurile precedente, cele mai eronate rezultate se obțin mai aproape de rețeaua liniară de antene,

cu o deviație medie de 9.64 la 0.5m de elementul de referință. Acest rezultat arată că linia aflată la 0.5m cade

în regiunea reactivă a câmpului apropiat a sistemului de recepție alcătuit din 6 elemente. Deviația medie

pentru linia de 1m scade la 2. Excluzând măsurătorile neconcludente din câmp apropiat, deviația medie este

de 1.25, cu 0.13 mai puțin ca MUSIC și o rețea cu 4 elemente.

Tabelul 6.2.4. Scenariul 4, Esprit și n=6


-45 -35 -15 0 15 30 45


0.5m -45 -37.5 -28 -15 -2 15.5 31.5

1m -45.5 -30 -20 -2 10 25.5 41.5

1.5m -43.5 -30.5 -15 -1 13 28 44.5

2m -43 -30.5 -15.5 0 14 30 46

2.5m -46 -28 -14.5 -0.5 14.5 30 45

Rezultatele măsurătorilor pentru ESPRIT din Tabelul 6.2.4 arată că cele mai bune estimări sunt pentru distanța

de 2.5m de sistemul de recepție, cu o deviație medie de 0.64. La fel ca în cazul MUSIC cu 6 elemente, cele mai

eronate rezultate sunt obținute pentru linia de la 0.5m, cu o deviație medie de 11.5, datorate operării în

câmpul apropiat reactiv. La 1m, deviația media scade la 2.93. Fără a lua în calcul măsurătorile eronate din

cauza câmpului apropiat, deviația medie pentru implementarea ESPRIT pe 6 elemente este de 1.34, cu 0.49

mai puțin ca deviația medie obținută pentru ESPRIT pe 4 elemente, dar cu 0.09 mai mare ca deviația medie a

implementării MUSIC pe 6 elemente.

Tabelul 6.2.5. Scenariul 5, Music și n=8


-45 -35 -15 0 15 30 45


0.5m -47.5 -39.5 -34 -21 -7 7 31

1m -41.5 -27.5 -17.5 -2.5 11.5 26.5 47.5

1.5m -42.5 -28.5 -14.5 -0.5 13.5 28.5 45.5

2m -42.5 -27.5 -14.5 -1.5 13.5 30 46.5

2.5m -40.5 -28.5 -14.5 0 14.5 33 47.5

Măsurătorile MUSIC din Tabelul 6.2.5 arată din nou că linia situată la 0.5m de rețeaua liniară de antene

produce rezultate eronate, cu o deviație medie de 15.86. La 1m deviația medie scade la 2.93. Cea mai precisă

estimare a AoA are loc la 1.5m, cu o deviație medie de 1.21. Fără a lua în considerare măsurătorile din câmp

apropiat (la 0.5m) deviația medie devine 1.84, mai mare ca deviațiile medii obținute pentru MUSIC pe 4,

respectiv 6 elemente.

Tabelul 6.2.6. Scenariul 6, Esprit și n=8


-45 -35 -15 0 15 30 45


0.5m -42 -35 -21 -15 0 13 34

1m -41.5 -29.5 -18 -4 8.5 23 42.5

1.5m -40.5 -30.5 -18.5 0 12 27.5 45.5

2m -42.5 -27.5 -15.5 -0.5 15.5 30.5 42.5

2.5m -40.5 -29 -16.5 0 15.5 33.5 47

Măsurătorile ESPRIT din Tabelul 6.2.6 arată că cele mai bune rezultate sunt obținute pentru linia aflată la 2m

de sistemul de recepție, cu o deviație medie de 1.36. Măsurătorile de la 0.5m sunt, din nou, neconcludente

datorită câmpului apropiat, având o deviație medie de 10.29. La 1m de sistemul de recepție deviație medie

scade la 3.86. Fără a lua în calcul erorile datorate câmpului apropiat, implementarea ESPRIT pe 8 elemente

produce o deviație medie de 2.29, cu 0.95 mai mult ca ESPRIT pe 6 elemente, respective cu 0.45 mai mult ca

MUSIC pe 8 elemente.

Cele șase scenarii de măsurători folosind rețele liniare cu 4,6, sau 8 elemente oferă indicii despre performanța

algoritmilor și în același timp arată impactul poziției sursei și a dimensiunii rețelei de antene. Per total,

rezultatele măsurătorilor arată faptul că estimarea unghiului de sosire folosind MUSIC este mai precisă ca

implementarea folosind ESPRIT. Pentru algoritmul MUSIC, deviația medie este între 1.25 și 1.84, în timp ce

pentru algoritmul ESPRIT deviația medie este între 1.34 și 2.29. Măsurătorile arată erorile datorate operării

în regiunea reactivă a câmpului apropiat (0.5m), regiune care crește odată cu creșterea numărului de elemente

din rețeaua liniară de antene. Pentru rețeaua formată din 4 elemente, algoritmul MUSIC a produs rezultate

mai bune cu 0.46 ca algoritmul ESPRIT. Pentru 6 elemente, MUSIC a produs rezultate cu 0.09 mai bune ca

ESPRIT, iar pentru 8 elemente, cu 0.45.

Concluzie

Pentru realizarea sistemului retro-directiv, într-o primă fază s-a implementa un mecanism de indicare a

direcției unui semnal țintă exprimată prin unghiul său de sosire (Angle of Arrival, AoA). Au fost implementați și

integrați doi algoritmi AoA: MUSIC și ESPRIT. Arhitectura de testare include următoarele subsisteme: (1)

subsistemul de transmisie sau utilizatorul țintă (1 x NI USRP 2954R), (2) subsistemul radiant (4 la 8 elemente

radiante), (3) subsistemul de sincronizare (1 x NI Octoclock CDA-2990 și 1 x NI USRP N2900), (4) subsistemul de

recepție (4 x NI USRP 2954R), (5) subsistemul de procesare a datelor (1 x NI PXIe 8880 Host Controller și 1 x NI

CPS-8910 Switch).

A fost evaluat prin măsurători impactul poziției țintei și a numărului de elemente ale sistemului radiant cu

indicarea performanței algoritmilor AoA. Cei doi algoritmi de localizare au indicat unghiul de sosire a

semnalului țintă cu o eroare < 5°, rezoluție ce va asigura performanțe bune ale sistemului retro-directiv. În

continuare, este necesară formarea lobului principal de radiație al antenei pe direcția identificată și garantarea

nivelului de calitate al comunicației pentru utilizatorul țintă identificat

6.2.2 Implementarea, testarea și validarea mecanismului de modificare a caracteristicii de radiație a

antenei prin controlul SDR

Comunicațiile wireless sunt unul din motoarele importante în dezvoltarea tehnologiilor informaționale și de

comunicații (Information and Communications Technology-ICT). Astăzi un număr din ce în ce mai mare de

echipamente sunt conectate și comunică prin canale wireless, iar cercetătorii sunt într-o cursă continuă pentru

îmbunătățiri. Mai mult decât atât, odată cu apariția conceptelor noi cum ar fi Internet of Things (IoT), numărul

de echipamente interconectate va crește si mai mult, atrăgând astfel noi provocări. 5G, care urmează să aducă

o creștere de suport QoS precum și debite mai ridicate, este un alt motiv de a considera noi protocoale și

mecanisme pentru comunicații wireless.

Un aspect important de care trebuie ținut cont cu această explozie în domeniul wireless este problema de

capacitate, aspect discutat în continuare.

Introducere în șiruri de antene

Deși comunicațiile punct-la-punct rămân de interes pentru o varietate mare de aplicații, avantajele unei

antene directive trebuie luate în considerare pentru aplicațiile wireless curente.

O metodă de a realiza acest lucru este folosirea unei arii sau șir de antene, care pot fi configurate prin

ponderare cu anumiți coeficienți care determină modificarea caracteristicii de radiație. Aceste sisteme mai

poartă denumirea de antene smart sau adaptive.

O creștere a directivității antenei implică o creștere a câștigului, ceea ce înseamnă că receptorul va fi mai puțin

susceptibil la interferențele din mediu.

Parametri de bază ai șirurilor de antene

Majoritatea parametrilor sunt definiți pentru partea de transmisie, dar proprietatea de reciprocitate a

antenelor asigură validitatea și pentru partea de recepție:

• Caracteristica de radiație este variația puterii radiate de antenă ca funcție de directivitate și poate fi

observată în regiunea de câmp îndepărtat a antenei.

• Caracteristica de radiație a unui șir de antene format din elemente isotropice poartă denumirea de

Array Factor -AF.

• Lobul principal al caracteristicii de radiație este lobul produs de puterea maximă radiată.

• Lobii secundari sunt orice lobi în afară de lobul principal.

• Banda la 3 decibeli este banda măsurată între punctele situate la 3dB sub vârful lobului sau la

jumătatea puterii (Half Power Beam Width – HPBW).

• Eficiența antenei este raportul dintre puterea totală radiată și puterea de intrare a antenei.

• Câștigul antenei este raportul dintre densitatea de radiație într-o anume direcție și puterea de intrare

totală a antenei.

• Puterea efectivă radiată izotropic (Effective Isotropic Radiated Power - EIRP) este produsul dintre

puterea de intrare a antenei și câștig. Este puterea radiată de o antenă ideală, fără pierderi, a.î. nivelul

de semnal este identic cu cel al unei antene date, măsurat pe direcția lobului principal.

• Apertura efectivă a unei antene este aria unei antene ideale care ar absorbi aceeași cantitate de

putere ca antena în discuție

Șiruri liniare

Una dintre cele mai folosite configurații este cea de șir uniform liniar (Uniform Liniar Array – ULA). Figura 6.2.7

arată o astfel de configurație formată din N elemente isotropice, cu o spațiere d, și cu un front de undă ce

sosește sub un unghi θ față de normala șirului:

Fig. 6.2.7 Șir uniform liniar

Din figura de mai sus se poate observa că frontul de undă ajunge la elementul k+1 mai repede decât la

elementul k, unde k=1..N, deoarece există o diferență de drum de dsinθ între cele două elemente adiacente pe

care trebuie să o parcurgă unda. Presupunând ca referință elementul din origine, deci semnalul are faza zero în

origine, întârzierea de fază dintre elementul 0 și elementul k este (19):

𝛿 = 𝛽𝑘𝑑𝑠𝑖𝑛𝜃 (19)

Unde 𝛽 este numărul de undă, și este definit în (20):

𝛽 =2𝜋

𝜆 (20)

, unde 𝜆 este lungimea de undă. Ponderând fiecare element cu o pondere complexă 𝑉𝑘 și însumând ieșirile

tuturor elementelor se obține AF, după cum se observă în relația (21):

𝐴𝐹(𝜃) = 𝑉0 + 𝑉1𝑒𝑗𝛽𝑑𝑠𝑖𝑛𝜃 + 𝑉2𝑗2𝛽𝑑𝑠𝑖𝑛𝜃

… = ∑ 𝑉𝑘𝑗𝛽𝑘𝑑𝑠𝑖𝑛𝜃𝑁−1

𝑘=0 (21)

Unde j este unitatea imaginară. AF mai poate fi scrisă sub formă produs vectorial,

𝐴𝐹(𝜃) = 𝑉𝑇𝑣 (22)

Unde V este vectorul de ponderi și este definit în (23) ca fiind:

𝑉 = [𝑉0 𝑉1 … 𝑉𝑁−1]𝑇 (23)

Și v este vectorul de propagare al șirului, vector ce conține informații referitoare la AoA a semnalului, și este

definit în (24):

𝑣 = [1 𝑒𝑗𝛽𝑑𝑠𝑖𝑛𝜃 … 𝑒𝑗(𝑁−1)𝛽𝑑𝑠𝑖𝑛𝜃]𝑇 (24)

Dacă ponderea complexă se scrie ca fiind:

𝑉𝑘 = 𝐴𝑘𝑒𝑗𝑘𝛼 (25),

unde 𝛼 este diferența de fază dintre elementele k și k-1. Astfel, AF se poate scrie ca:

𝐴𝐹(𝜃) = ∑ 𝑉𝑘𝑗(𝛽𝑘𝑑𝑠𝑖𝑛𝜃+𝑘𝛼)𝑁−1

𝑘=0 (26)

Punând α=-βdsin𝜃0 se obține un răspuns maxim al 𝐴𝐹(𝜃) la unghiul 𝜃0, ceea ce înseamnă că lobul a fost

direcționat înspre semnalul incident.

Beamforming poate fi văzut ca ponderarea unui semnal la fiecare element al rețelei astfel încât ieșirile

însumate să prezinte o interferență constructivă în direcția dorită, de exemplu lobul principal în direcția unui

utilizator țintă, și o interferență destructivă în celelalte direcții, de ex, nuluri. În final, scopul beamforming-ului

este de a transmite sau recepționa preferențial pe o direcție.

Algororitmi de beamforming. Privire de ansamblu

Tehnicile de formare a lobului pot fi văzute ca metode de ponderare a semnalului pe fiecare element al unei

rețele de antene, astfel încât ieșirea sistemului să prezintă interferență constructivă într-o direcție dorită (adică

lobul principal către o țintă dorită) și interferență distructivă în alte direcții (adică nule), în acest fel oferind

flexibilitate sistemului de antene pentru a modifica diagrama de radiație a acestuia în funcție de aplicația

dorită [16], [17]. În cele din urmă, domeniul de formare a fasciculului este de a transmite sau de a primi un

semnal în / dintr-o direcție [18].Evaluarea performanței bazată pe testare, simulare și măsurători este foarte

importantă pentru adoptarea cu succes a unor noi algoritmi. Radiourile definite prin software (SDR) sunt o

alternativă importantă la radiourile tradiționale bazate pe hardware, în care unele componente hardware

tradiționale pot fi înlocuite în software. SDR-urile oferă cercetătorilor flexibilitate și prototipare și testare

rapidă pentru implementarea celor mai noi aplicații wireless.

În procesul de formare a lobului prin control analogic (ABF), diagrama de radiație se obține de obicei folosind

comutatoare de fază și divizori de putere în RF. Ca atare, ABF are avantajul unui cost de implementare redus,

mai ales atunci când este proiectat un singur fascicul. Cu toate acestea, dacă sunt necesare mai multe

fascicule, ABF devine greoaie. De asemenea, ABF suferă de dezavantajul componentelor RF, cum ar fi

neliniaritatea și lățimile de bandă înguste [19]. O implementare cunoscută a ABF este matricea Butler [20]. Cu

toate progresele înregistrate în domeniul digital, ABF rămâne relevantă în prezent. În [21] o soluție pentru

reducerea costurilor sistemelor massive MIMO este propusă prin înlocuirea comutatoarelor de fază RF cu

comutatoare RF.

Pe de altă parte, Beamforming-ul digital (DBF) are avantajele unei flexibilități mai mari, a unei adaptabilități și a

unei performanțe mai mari, dar cu dezavantajul consumului de putere mai crescut în sistemele massive MIMO,

deoarece fiecare antenă are nevoie de un transceiver [19], [21]. DBF își are originea în sistemele sonar și

RADAR și este o combinație a progreselor realizate în tehnologiile de construire a antenelor și în tehnologia

digitală [18], [22] - [25]. În DBF, semnalele RF care ajung la elementele rețelei de antene sunt digitizate și apoi

transformate în două fluxuri de semnale binare în banda de bază, în fază (I) și respectiv cuadratură (Q). Aceste

semnale poartă informații cu privire la amplitudinea și faza semnalelor primite. DBF se realizează prin

ponderarea acestor semnale, ceea ce înseamnă că amplitudinea și faza lor sunt controlate astfel încât să

formeze diagrama de radiație dorită atunci când toate aceste semnale sunt însumate.

Beamforming-ul hibrid reprezintă o soluție care gestionează compromisul dintre flexibilitatea și costul

sistemului, prin combinarea DBF în banda de bază și ABF în domeniul RF [26], [27]. Formarea fasciculului hibrid

a fost prezentată pentru prima dată în [28], [29], pentru MIMO cu un număr arbitrar de elemente din rețeaua

de antene. Cu toate acestea, modelarea hibridă este de interes pentru sistemele massive MIMO din motive de

cost și eficiență [31].

În [30] autorii au propus și simulat o metodă de formare a fasciculului pentru situația în care semnalele

coerente ajung la o rețea de antene liniare. Înainte de operația de formare a fasciculului, semnalele au fost

detectate cu algoritmul Smooth Multiple Signal Classification (MUSIC). Au fost discutate efectele parametrilor

precum raportul semnal-zgomot (SNR) și numărul de elemente din rețea. Domeniul de aplicare a fost să

implementeze algoritmul de formare a fasciculului pe o arhitectură constând din mai multe SDR-uri de tip

USRP. Scopul a fost realizarea unei filtrări spațiale prin suprimarea semnalului de interferență coerent ce

interfera cu semnalul de interes. Simulările au fost efectuate în MATLAB și Python.

Performanța algoritmului DBF a fost evaluată prin intermediul diagramei de radiații obținută. Acest lucru a

arătat că, indiferent de numărul de elemente din vectorul de antene, un nul a fost plasat pe direcția

interferenței. S-ar putea face o observație interesantă, și anume că fasciculul către ținta dorită a fost deplasat

cu 10 grade pe măsură ce N a crescut. Trebuie remarcat faptul că, după procesul DBF, semnalul primit se

asemăna mult mai mult cu o undă sinusoidală decât înainte de DBF, unde efectele interferenței erau evidente.

Mai mult, abilitatea algoritmului MUSIC de a distinge cele două semnale de transmise a fost arătată prin

simulări MATLAB. Capacitatea de estimare corectă a semnalelor sursă s-a îmbunătățit prin creșterea numărului

de elemente și a SNR. În cele din urmă, a fost descrisă o viitoare implementare prin intermediul GNU radio,

folosind cel puțin 2 USRP. Aceleași simulări ca în MATLAB au fost efectuate în Python cu ajutorul

instrumentului GNU Radio Companion. Rezultatele obținute au fost similare, atât pentru algoritmul de formare

a fasciculului, cât și pentru MUSIC.

În [31], autorii au propus implementarea unei rețele de antene bazate pe USRP-rui. Au fost discutate aspecte

privind calibrarea platformelor SDR. Soluția implementată a utilizat rețea liniară de antene cu patru elemente

radiante care a fost testat într-o cameră anecoică. Măsurătorile au arătat că poate fi creată o diagramă de

radiație atât la transmisie, cât și la recepție și că aceasta ar putea fi dirijată prin aplicarea unor excitații de fază

diferite. Vectorul de antene a fost format din patru linii microstrip alimentate cu linii de transmisie în sfert de

undă plasate pe același substrat. Arhitectura folosită conținea 4 USRP-uri conectate la vectorul de antene, care

poate funcționa ca emițător sau receptor. La celălalt capăt, a fost utilizată doar un singur USRP cu o antenă

Vivaldi. Deoarece sintezadiagramei de radiații se putea face prin controlul fazei și al amplitudinii ale

elementelor individuale, a fost necesară sincronizarea driverelor în fază, frecvență și timp. Calibrarea s-a făcut

folosind un USRP suplimentar ca semnal de referință și prin conectarea porturilor de ieșire ale USRP-urilor la

divizoare de putere. În acest fel, prin transmiterea unui semnal de calibrare de tip impuls printr-o linie de

transmisie stabilă, toate fazele au putut fi aliniate. Pe lângă calibrarea fazelor, s-a făcut și calibrarea

amplitudinii, cu ajustarea puterii USRP-ului. După sincronizarea sistemului, au fost introduse comutatoare de

fază în sistem pentru crearea diagramei de radiații dorite. Măsurătorile au fost efectuate într-o cameră

anecoică. Antenele au fost amplasate la 1,6 metri deasupra solului și la distanța de 2,2 metri una de cealaltă,

asigurându-se că operațiunea a avut loc în far-field. Rețeaua a fost plasată pe o platformă rotativă, astfel încât

a fost obținută doar jumătate din diagrama de radiație. S-a efectuat direcționarea lobului spre 0 ° și 30 °.

Pentru rețeaua de receptori, valoarea maximă a puterii recepționate a fost de -38,28 dBm, în timp ce puterea

maximă a transmițătorului a fost de -37,31 dBm. Din rezultate s-a putut observa că diagramele de radiații

obținute au urmat modelul teoretic de radiații. Nulurile obținute din măsurători au fost cu 10 ° mai largi decât

cele din teorie, producând astfel lățimi mai mari ale fasciculului.

În [32], autorii au prezentat o demonstrație experimentală a unui beamformer digital adaptiv utilizând SDR-uri

folosind algoritmul de căutare PSO (Particle Swarm Optimization). Lucrarea a menționat unii dintre cei mai

importanți algoritmi adaptivi, cum ar fi Least Mean Square (LMS), Sample Matrix Inversion (SMI) sau Recursive

Least Square (RLS). Acești algoritmi au dezavantajul unei convergențe lente atunci când semnalele de

interferență au o putere diferită sau când nivelul de zgomot crește. Ca atare, din moment ce algoritmii

evolutivi pot converge rapid, autorii investighează algoritmul de căutare globală PSO. S-a făcut o comparație a

acestui algoritm cu LMS. Platfotma de test a cuprins o rețea de antene liniare uniforme (ULA) formată din

USRP-uri, cu o spațiere de o jumătate de lungime de undă între elemente. În primul rând, s-au luat în

considerare două semnale de interferență puternice cu un nivel de putere egal, plasate la unghiurile de -26 ° și

61 ° în raport cu punctul de referință, care se află în mijlocul rețelei. Atât LMS, cât și metoda PSO au reușit să

plaseze nulurile în direcțiile corespunzătoare. Apoi, o altă situație a fost prezentată cu patru semnale de

interferență cu niveluri de putere diferite, care sosesc din unghiurile de -70 °, -35 °, 23 ° și 61 °.

În general, metodele obișnuite pot plasa un număr de nuluri mai mic decât numărul de elemente din rețeaua

de antene. Pe de altă parte, algoritmii evolutivi reușesc să minimizeze puterea de vârf a semnalelor de

interferență. Aceste observații pot fi văzute din rezultatele experimentale, în care algoritmul LMS nu a reușit să

reducă nivelul de interferențe, în timp ce algoritmul PSO a redus puterea interferențelor cu mai mult de 15dB

în toate cele patru direcții.

Mai mult, performanța algoritmului PSO a fost testată în două experimente, la o frecvență de 2,45 GHz și

folosind antene monopole. Un generator de semnal vectorial care a acționat ca un semnal de interferență cu o

putere de 13dBm a fost plasat la 45 ° față de elementul de referință. În primul experiment, a fost utilizată

modulația BPSK. Fără algoritmul PSO efectele semnalului de interferență au fost destul de crescute, obținând o

rată de eroare de biți (BER) de 43%, în timp ce în cazul algoritmului PSO interferența a fost fundamental

redusă, fără biți eronați. În al doilea experiment, același semnal a fost transmis, dar folosind metoda 4 QAM.

Rezultate similare au fost obținute ca în primul experiment, fără PSO, BER a fost de 50,3%, în timp ce cu PSO

nu au existat erori.

În [33] a fost prezentată o comparație experimentală a algoritmilor de anulare a interferențelor bazați pe

metode de beamforming digital folosind radiouri definite prin soft. Algoritmii cercetați au fost LMS, SMI și RLS.

Testbed-ul experimental a constat dintr-un vector de antene ULA cu patru elemente conectat la patru USRP-

uri, un USRP care acționează ca un transmițător plasat la 0 ° și un generator de semnal vectorial ce joacă rolul

de semnal de interferență la 45 ° față de mijlocul rețelei. Calculul ponderilor a fost efectuat cu un semnal pilot

de la emițător, fără interferențe. Doar amplitudinea semnalului recepționat la fiecare element a fost luată în

considerare, astfel impactând asupra performanței algoritmilor. Apoi s-a efectuat compararea celor trei

algoritmi cu situația în care nu se folosesc ponderi, cu o transmisie 4 QAM și nivelurile de putere de

interferență de la -6dBm la 13dBm cu un pas de 3dBm. Rezultatele au fost date sub forma mediei BER-ului. S-a

arătat că toți cei trei algoritmi de formare a fasciculului aveau un BER mult mai mic decât cazul greutăților

unitare. De asemenea, pe măsură ce puterea semnalului de interferență crește, s-a putut vedea că cel mai bun

algoritm a fost SMI. La o putere de interferență de 13dBm, cazul ponderilor unitare a prezentat o medie de

44% BER, algoritmul LMS a avut 25%, în timp ce RLS a avut 17% și SMI 15%.

În [34], autorii au evaluat Beamforming-ul convențional (CB) și Maximum Ratio Combining (MRC) pentru

comunicarea Unmanned Aerial Vehicle (UAV) în rețelele LTE live. Platforma experimentală a fost formată dintr-

o rețea circulară uniformă de 16 antene, care au fost conectate la 8 USRP-uri. Sincronizarea în timp, frecvență

și fază a fost efectuată folosind un modul Octoclock. Defazajul aleatoriu între plăcile USRP-urilor a fost

compensat prin utilizarea unui USRP suplimentar, care transmite un semnal de referință din afara benzii cu o

antenă plasată în centrul rețelei cu 16 elemente. Scenariul de măsurători a avut în vedere diferite locații, cum

ar fi centrul orașului Aalborg, în suburbii, într-o zonă rurală și în partea industrială a orașului, acoperind așadar

o mare varietate de medii de propagare. În fiecare dintre aceste scenarii, platformade măsurători a fost

ridicată cu o macara până la 40m, cu un pas de 5m. Au fost înregistrate un număr total de 1069 de eșantioane

ale semnalelor LTE DL din Band 3 la 40MS / s, apoi procesate offline pentru a studia performanța algoritmilor.

Pentru metoda CB, au fost create un număr de beam-uri către diferite unghiuri de azimut și de elevație într-o

etapă te de pre-procesare. Fasciculele create au fost proiectate pentru a avea HPBW de 22,5 °. Semnalul primit

a fost apoi ponderat cu vectorul de ponderi corespunzător al fiecăruia dintre aceste fascicule. După aceasta,

lobul optim a fost selectat pentru procesare ulterioară, astfel încât performanța echipamentului utilizatorului

(UE) să fie maximizată, bazându-se fie pe puterea semnalului recepționat (RSP), fie pe puterea semnalului de

referință primită (RSRP) sau calitatea semnalului de referință primită (RSRQ) . Rezultatele au arătat că, datorită

estimării imperfecte a canalului, câștigurile metodei MRC au fost mai mici decât cele teoretice. CB a fost mai

bună decât MRC dacă s-au utilizat metrici ce aveau cunoștință de semnalele de interferență precum RSRQ sau

Signal-to-Interference-plus-Noise (SINR). Cei doi algoritmi au avut rezultate similare dacă a fost luat în

considerare un număr limitat de lobi. De asemenea, s-a remarcat că înălțimea a avut un impact redus asupra

performanțelor.

Beamforming analogic

În momentul în care un front de undă ajunge la un șir, la fiecare element se stochează eșantioane ale

semnalului. Aceste eșantioane pot fi subiectul a diverse tehnici de procesare a semnalului, dar în cazul

beamforming-ului este vorba despre controlul amplitudinii și a fazei.

Rețeaua care se ocupă cu manipularea fazei și a amplitudinii unui semnal la elementele șirului se numește

rețea de beamforming (beamforming network), și constă, de obicei, în divizioare de putere sau splittere, și

defazoare. Figura 6.2.8 prezintă o astfel de rețea de beamforming într-o configurție de bază:

Figura 6.2.8. Rețea de beamforming

Noțiunea de beamforming analogic denotă faptul că procesarea are loc la nivel de RF. Se poate realiza cu

lentile de microunde, linii de întârziere sau module de defazoare. Astfel de arhitecturi sunt capabile de crearea

unui singur lob principal. Există topologii care permit formarea a mai multor loburi, precum matricea Butler,

dar proiectarea este mult mai complicată. Acest dezavantaj poate fi diminuat de beamforming-ul digital.

Beamforming digital

Beamforming-ul digital (DBF) își are originea în dezvoltările realizate în sistemele sonar și radar și este o

combinație între tehnologia antenelor și tehnologia digitală.

În DBF, semnalele RF care ajung la elementele șirului sunt digitizare și apoi convertite în două fluxuri de

semnale bandă de bază, în fază (I) și în cuadratură (Q). Aceste semnale conțin informații legate de

amplitudinea și faza semnalelor recepționate. Beamforming-ul se realizează prin ponderarea acestor semnale,

adică prin controlarea amplitudinii și fazei, în așa fel încât prin adunarea lor să se formeze caracteristica de

radiație dorită. Această caracteristică de radiație este, de fapt, formată ”în calculator”, și nu are exact aceeași

semnificație fizică cu cea realizată în beamforming-ul analogic. Cu toate acestea, efectele asupra

performanțelor comunicațiilor sunt la fel de reale.

O rețea DBF de bază are 3 componente principale: șirul de antene, transreceptoarele digitale, și procesorul

digital de semnal (Digital Signal Processor – DSP) sau calculatorul, după cum se ilustrează în Figura 6.2.9:

Figura 6.2.9. Rețea de beamforming digital

DBF aduce o serie de avantaje, contracarând din dezavantajele beamforming-ului analogic:

• Posibilitatea implementării unui număr mare de lobi independenți în diferite direcții, servind un

număr mare de utilizatori, fără reducerea SNR.

• Performanțele sistemului pot fi îmbunătățite, deoarece toată informația care ajunge la șir este

disponibilă pentru procesarea de semnal.

• Fiecare utilizator poate avea lobul său, și fiecare legătură poate avea câștig maxim.

• Controlul mai bun și mai rapid al ponderilor oferă o gamă dinamică îmbunătățită.

• Posibilitatea implementării de beamforming adaptiv pentru combaterea interferențelor în timp real.

• Îmbunătățirea algoritmilor de beamforming de pe sateliți prin simple comenzi de telemetrie.

Baza DBF este următoarea: După terminarea procesului de eșantionare, ieșirea la eșantionul n, y(n), este dată

de o combinație liniară a datelor de la fiecare din cele N elemente ale șirului:

𝑦𝑛(𝜃) = ∑ 𝑤𝑘∗𝑁−1

𝑘 𝑥𝑘(𝑛) (27)

unde H reprezintă complex conjugata 𝑥𝑘 este semnalul la elementul k, și 𝑤𝑘 este ponderea aplicată

semnalului la elementul k. Ecuația (27) se poate scrie sub formă vectorială astfel:

𝑦𝑛(𝜃) = 𝑤𝐻𝑥(𝑛) (28)

unde H este transpusa hermitiană. Pentru implementarea mai multor lobi semnalele trebuie înmulțite cu mai

multe seturi de ponderi corespunzătoare direcțiilor dorite.

Unul dintre avantajele DBF menționate anterior este beamforming-ul adaptiv. Un beamformer adaptiv poate

separa semnale situate în aceeași bandă de frecvență dar care sosesc din direcții diferite. În acest mod, un

semnal util poate fi protejat de interferențe nedorite. Astfel de sisteme operează în timp real, și schimbă

caracteristica de radiație prin ajustarea ponderilor până când se îndeplinește o funcție predefinită.

Dezavantajul constă în creșterea complexiății computaționale.

Ideea de bază a beamforming-ului adaptiv este după cum urmează: fie un șir cu două elemente care sunt la o

distanță de jumătate de lungime de undă din frecvența de operare una față de cealaltă, un semnal țintă, s(t),

sosind de la 𝜃𝑠 = 0 față de normala șirului și un semnal de interferență care sosește sub unghiul 𝜃𝑖 = 𝜋

3

radiani. Astfel, ieșirea șirului datorată semnalului util se poate scria ca:

𝑦𝑑(𝑡) = 𝐴𝑒𝑗2𝜋𝑓0𝑡(𝑤1 + 𝑤2) (29)

Pentru a avea 𝑦𝑑(𝑡) = 𝑠(𝑡) trebuie satisfăcute următoarele relații:

{𝑅[𝑤1] + 𝑅[𝑤2] = 1

𝐼[𝑤1] + 𝐼[𝑤2] = 0 (30),

în care R[] și I[] reprezintă partea reală respectiv partea imaginară. Defazajul semnalelor dintre elemente se

poate scrie ca:

𝛿 = 𝛽𝑘𝑑𝑠𝑖𝑛𝜃 =2𝜋

𝜆0

𝜆0

2sin(𝜃𝑖) =

𝜋√3

2 (31)

Ieșirea șirului datorată sursei de interferență se poate scrie ca:

𝑦𝑖(𝑡) = 𝑁𝑒𝑗2𝜋𝑓0𝑡𝑤1 + 𝑁𝑒𝑗(2𝜋𝑓0𝑡+𝜋√3

2)𝑤2 (32)

Pentru a suprima efectele acestei surse de inteferență trebuie satisfăcut următorul sistem:

{𝑅[𝑤1] + 𝑅[𝑗𝑤2] = 0

𝐼[𝑤1] + 𝐼[𝑗𝑤2] = 0 (33)

Rezolvând sistemele de ecuații (30) și (33) se calculează ponderile 𝑤1 și 𝑤2, iar astfel, sistemul va favoriza

direcția semnalului util și va suprima inteferența.

Un exemplu de rețea de beamforming adaptiv este ilustrat în Figura 6.2.10 vectorul de ponderi w se calculează

pe baza semnalului recepționat x(t) la elementele șirului. Scopul este de a optimiza procesul de beamforming

astfel încât ieșirea y(t) să conțină cât mai puțin din zgomot și interferențe, și să fie cât mai apropiată posibil de

un răspuns dorit predefinit, d(t).

Figura 6.2.10 Topologie de beamforming adaptiv

În literatura de specialitate există mai multe criterii în alegerea vectorului de ponderi optim. De exemplu,

criteriul Minimum Mean Square Error (MMSE) minimizează eroarea dintre ieșirea beamformer-ului și semnalul

dorit, denumit și semnal de referință. Criteriul Maximum Signal-to-Interference Ratio (SIR) calculează ponderile

prin maximizarea raportului dintre puterea de ieșire și puterea totală a interferențelor. Un alt criteriu este

Minimum Variance care minimizează varianța zgomotului de ieșire, cu constrângerea ca semnalul de referință

să treacă cu un anumit câștig. Acest criteriu poate fi folosit în situațiile în care semnalul de referință și direcția

sa sunt necunoscute.

Unul dintre cei mai populari algoritmi de beamforming adaptiv este Minimum Variance Distorsionless

Response (MVDR). În procesul de calculare a ponderilor se impune constrângerea de a avea câștig constant pe

direcția țintei. Acest beamformer minimizează puterea de ieșire a șirului și menține un răspuns nedistorsionat

pe direcția țintei.

MVDR convențional

Algoritmul MVDR convențional necesită informații cu privire la AoA a semnalului incident pe șir și deci depinde

de vectorii de direcționare (20). Puterea de ieșire trebuie minimizată cu constrângerea de a avea un câștig

unitar în direcția semnalului util. În relația (28) ieșirea șirului se scrie ca:

𝑦𝑛(𝜃) = 𝑤𝐻𝑥(𝑛) (28)

Mai departe, puterea de ieșire se poate scrie ca:

𝑃 = {휀|𝑦|2} = 휀{𝑤𝐻𝑥𝑥𝐻𝑤} = 𝑤𝐻휀{𝑥𝑥𝐻𝑤} = 𝑤𝐻𝑅𝑥𝑥𝑤 (34)

unde R este matricea de covarianță a semnalului recepționat și trebuie să fie de dimensiunea (N,1). Vectorul

de direcționare 𝑎(𝜃𝑖) poate fi scris ca:

𝑎(𝜃𝑖) = (1

𝑒𝑗𝛽𝑑𝑠𝑖𝑛(𝜃𝑖)⋯

𝑒𝑗(𝑁−1)𝛽𝑑𝑠𝑖𝑛(𝜃𝑖)) (35)

Astfel, algoritmul MVDR poate fi redus la o problemă de minimizare cu o constrângere:

𝑚𝑖𝑛{𝑤𝐻𝑅𝑥𝑥𝑤} cu constrângerea 𝑤𝐻𝑎(𝜃𝑖) = 1 (36)

Rezolvarea acestei probleme duce la formula de calcul a ponderilor:

𝑤𝑀𝑉𝐷𝑅 =𝑅𝑥𝑥

−1𝑎(𝜃𝑖)

𝑎𝐻(𝜃𝑖)𝑅𝑥𝑥−1𝑎(𝜃𝑖)

(37)

Platforma hardware

Platform hardware de testarea experimentală și validare a algoritmilor de beamforming cuprinde următoarele

sub sisteme: (1) sub-sistemul de transmisie (1X NI USRP 2954R), (2) sub-sistemul ULA (patru sau opt elemente),

(3) sub-sistemul de sincronizare (1X NI CDA-2990 Octo-clock și 1X NI USRP N2900), (4) sub-sistemul de recepție

(2X sau 4X NI USRP 2954R) și (5) sub-sistemul de procesare a datelor (1X NI PXIe 8800 host controller și 1X NI

CPS-8910 switch). Figura 2.6.11 ilustrează platforma de test pentru validarea implementării algoritmilor de

beamforming.

Figura 6.2.11. Platforma de laborator pentru testarea și validarea implementării algoritmilor de beamforming

SDR-urile folosite la transmisie și recepție sunt conectate la calculatorul gazdă prin intermediul switch-ului NI

CPS-8910. Conexiunea la switch este realizată prin cabluri PCIe x4, în timp ce switch-ul este conectat la

calculator printr-un cablu PCIe x8. Ambele tipuri de cablu asigură rate de transfer de până la sute de MBps.

Următoarele figuri prezintă USRP-urile din față și din spate:

Figura 6.2.11. Vedere din față a unui USRP

• JTAG (Joint Test Action Group): port folosit pentru conectarea calculatorului la FPGA pentru

recuperare

• RF0/RF1-Tx1,Rx1 – terminale RF de intrare/ieșire, conector SMA, impedanță de 50 Ohmi.

• RF0/RF1-Rx2 – terminal RF de intrare, conector SMA, impedanță 50 Ohmi.

• REF – Led care indică statutul semnalului de referință.

• PPS – Led care indică semnalul PPS (Pulse per Second).

• GPS – Led care indică dacă GPSDO este calat.

• LINK – Led care indică statutul legăturii cu calculatorul.

Figura 6.2.12. Vedere din spate a unui USRP

• Power – conector de putere continuă între 9-16V.

• 1G/10G Eth – terminale de intrare pentru conexiuni 1 Gigabit Ethernet sau 10 Gigabit Ethernet cu

calculatorul.

• Ref Out – conector SMA cu impedanță de 50 Ohmi, fiind terminal de ieșire pentru un semnal de

referință extern pentru oscilatorul local de pe USRP

• Ref In – conector SMA cu impedanță de 50 Ohmi, fiind terminal de intrare pentru oscilatorul local.

Acceptă un semnal de 10MHz cu o putere minimă de intrare de 0dBm (0.632 Volți vârf-la-vârf) și o

putere maximă de intrare de 15dBm (3.56 Volți vârf-la-vârf), pentru semnale sinusoidale sau

dreptunghiulare.

• PCI x4 – Port pentru conexiune la magistrala MXI.

• PPS Trig Out – Terminal de ieșire pentru referința PPS.

• PPS Trig In – Terminal de intrare pentru referința PPS. Acceptă de la 0-3.3V.

• GPS Ant – Terminal de intrare pentru semnal GPS. (24)

Ca și calculator gazdă se folosește șasiul NI PXIe 1082 cu controller-ul NI PXIe-8800, care are un procesor

Intel(R) Xeon(R) CPU E5-2618L v3 @ 2.6GHz și o memorie RAM de 24GB. Sistemul de operare este Windows 7

Professional pe 64 biți.

Șasiul este proiectat pentru o gamă largă de aplicații și teste de laborator, fiind în același timp compact și ușor.

Figura de mai jos prezintă șasiul PXIe 1082, unde se poate vedea că al doilea slot este folosit pentru

interconectarea cu switch-ul:

Figura 6.2.13. Șasiul PXIe 1082

Sub-sistemul ULA este format din patru sau opt antene (dipol) omnidirecționale VERT2450 (25). Acestea sunt

conectate la fiecare intrare TX1/RX1 a transreceptoarelor. Aceste antene sunt un produs al Ettus Research și

sunt proiectate pentru comunicații în standardele IEEE 802.11 a+b/g. Benzile de operare sunt 2.4-2.48/ 5.15-

5.35/ 5.725-5.85GHz. Impedanța este de 50 ohmi și câștigul maxim este de 2dBi.

Figura 6.2.14 ilustrează proprietățile electrice de pierderi de inserție (Return Loss -RL) și coeficientul de unde

staționare (Voltage Stading Wave Ratio – VSWR) pentru frecvențele de operare ale antenei. Fig. Arată

diagrama de radiație a antenei VERT2450 în câmp magnetic și electric.

Figura 6.2.14. Return loss și coeficientul de undă staționară

Figura 6.2.15. Diagrama de radiație a antenei VERT2450 în câmp magnetic

Figura 6.2.16. Diagrama de radiație a antenei VERT2450 în câmp electric

Antene sunt montate pe un suport într-o configurație liniară, cu o spațiere inter-element de 6.25cm, care

corespunde cu jumătate de lungime de undă din frecvența de lucru de 2.4GHz. Sub-sistemul ULA este

prezentat mai în Figura 6.2.3.

Sincronizarea este un aspect critic pentru aplicații precum beamforming sau localizare cu algoritmi de tip AoA.

Astfel, este crucială implementarea de soluții pentru sincronizare și calibrare, ca sistemul să fie aliniat în fază.

Pentru sincronizarea în frecvență, timp și fază, sistemul folosește o sursă de referință externă, Octo-clockul NI

CDA-2990. Acest modul poate asigura sincronizarea în timp și frecvență a unui număr de 8 USRP-uri, prin

amplificarea și splitarea pe trasee de lungimi egale a unei referințe de 10MHz și a unui semnal 1PPS. Aceste

semnale alimentează intrările Ref In și PPS In ale USRP-urilor. Cu toate acestea, nu este suficient pentru

sincronizarea totală. La fiecare comandă nouă a unui USRP apare un defazaj aleatoriu dar constant în timp

între plăci, datorită oscilatoarelor locale. Pentru a corecta acest lucru se folosește încă un USRP, care trimite un

semnal de referință la porturile RX2 ale USRP-urilor din sistem. Acest semnal se folosește la estimarea

defazajelor introduse datorită oscilatoarelor locale, pe baza cărora semnalele recepționate se pot alinia

corespunzător.

Semnalul de referință folosit pentru estimarea defazajelor este separat de semnalul util recepționat de USRP-

uri printr-o filtrare realizată în soft, care va fi descrisă în secțiunea de implementare software.

Figura 6.2.5 ilustrează platforma hardware de testare și validare a algoritmilor de beamforming.

Figura 6.2.16 Platforma hardware de testare și validare a algoritmilor de beamforming

Integrarea software

Integrarea software se face în mai mulți pași. Prima dată cei doi algoritmi de beamforming (Phase Shift

Beamforming și MVDR) sunt simulați în Matlab. Parametri care sunt variați sunt direcția semnalului țintă și

numărul de elemente din ULA. Pe baza simulărilor din Matlab se extrag vectorii de ponderi, care sunt mai apoi

aplicați în LabVIEW Communications System Design Suite 2.0, unde se calculează ieșirea beamformer-elor.

Figura 6.2.17 Ilustrează aceste lucruri:

Figura 6.2.17 Pașii integrării software

MatLab

Implementare algoritmi

LCMV și MVDR

LabView Communications

Prelucrarea semnalelor pe baza

vectorului de ponderi

RIO1RF0:RX1

RF1:RX1

RIO2RF0:RX1

RF1:RX1

RIO3RF0:RX1

RF1:RX1

RIO4RF0:RX1

RF1:RX1

Vector de ponderi

În continuare sunt prezentate implementările în Matlab și integrarea în LabVIEW.

Implementarea Matlab a algoritmilor МVDR și Phase Shift Beamforming

Implementarea algoritmului MVDR

Programul MVDR definește la început parametrii simulării. Constanta phyconst(‘LightSpeed’) reprezintă viteza

luminii în vid, 3 ∗ 108 m/s. Frecvența de operare este dată de variabila Fc și este de 2.4GHz. Variabila

incidentAngle reprezintă direcția de sosire a semnalului incident. Are două argumente, primul fiind azimuth-ul,

iar al doilea elevația. Pe durata experimentelor elevația a fost considerate de 0 grade. Mai departe, variabila

wavelength este raportul dintre viteza luminii în vid și frevența de lucru:

c = 3e8; Fc = 2.4e9;

incidentAngle = [30; 0];

wavelength = physconst('Lightspeed')/Fc;

Urmează crearea unui obiect de tip ULA. Obiectul ha este un obiect ULA cu 8 elemente și spațiere inter-

element de jumătate de lungime de undă:

ha = phased.ULA('NumElements',8,'ElementSpacing',wavelength/2);

Având configurați parametrii simulării, și având creat șirul ULA, se realizează simularea semnalului incident.

t = (0:1000)';

x = sin(2*pi*0.01*t);

Apoi, în variabila x se stochează frontul de undă recepționat, care sosește la ULA sub unghiul incidentAngle și la

frecvența Fc:

x = collectPlaneWave(ha,x,incidentAngle,Fc);

Mai departe se adaugă zgomot. În fine, variabila rx reprezintă semnalul recepționat de șir cu zgomot:

rs = RandStream.create('mt19937ar','Seed',2008);

noisePwr = .5;

noise = sqrt(noisePwr/2)*(randn(rs,size(x))+1i*randn(rs,size(x)));

rx = x+noise;

După acești pași urmează procesul de beamforming prin funcția Phased.MVDRBeamformer:

hbf = phased.MVDRBeamformer('SensorArray',ha,'PropagationSpeed',c,...

'OperatingFrequency',Fc,'Direction',incidentAngle,...

'WeightsOutputPort',true);

[y,w] = step(hbf, rx);

Variabila y stochează ieșirea beamformer-ului, în timp ce variabila w este vectorul de ponderi, care va fi extras

și trimis în aplicația LabVIEW. În fine, se plotează diagrama de radiație obținută:

plot(t,real(rx(:,3)),'r:',t,real(y));

xlabel('Time'),ylabel('Amplitude'),legend('Original','Beamformed');

figure; pattern(ha,Fc,-180:180,0,'PropagationSpeed',c,'Weights',w);

Pentru parametri din acest exemplu se obține diagrama de radiație din figura de mai jos, în care se poate

vedea că lobul principal a fost direcționat spre unghiul de 30 de grade:

Figura 6.2.18 Simulare Matlab pentru MVDR

Figura 6.2.19 ilustrează efectele algoritmului de beamforming MVDR, în termeni de îmbunătățire a calității

transmisiei (QoS). Semnalul original este cu roșu, iar semnalul cu beamforming este cu albastru. Se observă că

acesta din urmă seamănă mult mai mult cu un semnal sinusoidal, deoarece are un SNR mai mare decât

semnalul original, care este afectat de zgomot:

Figura 6.2.19 Comparație între semnal original și cel cu beamforming MVDR

Implementarea algoritmului Phase Shift Beamformer

În primă parte implementarea este similară cu MVDR. Apoi, zgomotul este modelat puțin diferit:

noise = 0.1*(randn(size(x)) + 1j*randn(size(x)));

Urmează calcularea vectorului de direcționare pentru unghiul de interes. Dimensiunea vectorului este numărul

de elemente din șir. Se presupune că referința este la mijlocul șirului.

for i=1:nr_elem

vector_steering(i)=exp((2*n+1)*0.25*j*2*pi*cos(incidentAngle(1)*pi/180));

n=n+1;

end

Apoi se calculează ponderile:

weights=complex(zeros(size(vector_steering)))

for p =1:-1:1

temporar_sv = vector_steering(:,p);

weights(:,p) = temporar_sv/real(temporar_sv’*temporar_sv);

end

Ieșirea se calculează ca fiind produsul dintre semnalul recepționat la șir și conjugata complexă a vectorului de

ponderi:

output = rx*conj(weights);

plot(t,real(rx(:,3)),’r:’,t,real(output));

xlabel(‘Time’),ylabel(‘Amplitude’),legend(‘Original’,’Beamformed’);

figure; pattern(ha,Fc,-180:180,0,’PropagationSpeed’,physconst(‘LightSpeed’),’Weights’,weights);

Diagrama de radiație astfel obținută este afișată în fig. , cu lobul principal direcționat la 45 de grade:

Figura 6.2.20 Simulare Matlab pentru Phase Shift Beamforming

Figura 6.2.21 ilustrează efectele algoritmului de beamforming Phase Shift Beamforming, în termeni de

îmbunătățire a calității transmisiei. Semnalul original este cu roșu, iar semnalul cu beamforming este cu

albastru. Se observă că acesta din urmă seamănă mult mai mult cu un semnal sinusoidal, deoarece are un SNR

mai mare decât semnalul original, care este afectat de zgomot:

Figura 6.2.21 Comparație între semnal original și cel cu beamforming Phase Shift Beamforming

Integrarea în LabVIEW Communications System Design Suite

Pentru a integra algoritmii de formare a fasciculului în LabVIEW Communications 2.0, au fost modelate trei

etape majore: (1) semnalul de referință, (2) semnalul țintă și (3) formatorul de fascicul. Această secțiune

prezintă implementarea pentru fiecare din aceste blocuri. Termenul clasic de funcție din limbajele de

programaree bazate pe text se numește Instrument virtual (VI) în LabView. De asemenea, fiecare VI este

alcătuit din două părți, numite Panou și, respectiv, Diagramă. Panoul este interfața cu utilizatorul, unde sunt

setați parametri, graficele sunt vizualizate și așa mai departe, în timp ce pe diagramă, este proiectat fluxul

programului. Primul pas în Vi-urile ce se ocupă cu aplicațiile pentru USRP-uri pentru transmiterea sau

recepționarea de semnale este acela de a deschide o sesiune Tx sau Rx. Funcția care efectuează aceasta se

numește niUSRP Open Tx / Rx Session și are ca parametru de intrare numele dispozitivelor. Acestea sunt de

fapt ID-uri date de programul NI Measurement and Automation Explorer (NI MAX) USRP-urilor descoperite de

sistem, așa cum se arată în Figura 6.2.22:

Figura 6.2.22 NI MAX

Blocurile de semnal pentru generarea semnalului de referință și a semnalului țintă

După crearea sesiunii Tx, următorul pas în program pentru semnalele de referință și țintă este configurarea

semnalului. Acest lucru se realizează cu niUSRP Configure Signal VI, care ia ca parametri de intrare rata IQ,

frecvența purtătoarei, câștigul și antena activă. Parametri de ieșire sunt rata semnalelor ortogonale IQ,

frecvența rezultată a purtătoarei și câștigul rezultat al antenei, toate fiind generate la o valoare suportată de

dispozitiv. Un alt parametru de ieșire este sesiunea actualizată. Apoi, vine un bloc niUSRP Properties, care

stabilește parametrii pentru toate canalele active. Figura 6.2.23 ilustrează această parte:

Figura 6.2.23 Configurarea semnalului

În cele ce urmează sunt generate semnalele I și Q într-o buclă „while” care poate fi oprită de utilizator. Acest

lucru se realizează prin construirea a două unde sinusoidale ortogonale, prin utilizarea a două Vi-uri Sine

Waveform. Aceste blocuri au ca parametri de intrare componenta continua, amplitudinea, frecvența, faza și

rata de eșantionare și au ca ieșire unda sinusoidală. Pentru generarea componentei în cuadratură, Q, se aplică

o fază inițială de 90 de grade. Apoi, semnalele I și Q sunt reprezentate grafic cu ajutorul „Waveform Graph

tool”. După aceea, numărul complex z este creat din componentele I și Q. Aceste etape sunt prezentate în

Figura 6.2.24.

Figura 6.2.24 Generearea I și Q

Ultimul pas în procesul de creare a unui emițător este de a transmite datele către antenele de pe USRP. Acest

lucru se face cu niUSRP Write Tx Data VI. Acești parametri de intrare ai acestei funcții sunt session handler-ul,

datele propriu-zise, care se referă la de fapt la numărul complex z care a fost generat anterior și timeout.

Rezultatul acestei funcții este session handler-ul. În cele din urmă, firul de gestionare a sesiunilor intră în portul

de intrare al ultimului bloc al VI-ului de transmisie, care este niUSRP Close Session VI. Pe parcursul întregului

program, oriunde există o referire la USRP-ul utilizat, există un fir pentru informațiile de eroare, astfel încât

utilizatorul să știe dacă este ceva greșit în legătură cu configurarea parametrilor SDR. Scrierea datelor pe

antenă, închiderea sesiunii Tx precum și închiderea buclei de timp sunt ilustrate în Figura 6.2.25.

Figura 6.2.25 Scrierea datelor pe antene și închiderea sesiunii

În panoul programului pot fi găsiți parametrii de intrare, cum ar fi numele dispozitivului, frecvența IQ,

frecvența purtătorului, antena activă, câștigul, durata de timp, frecvența tonului și dimensiunea formei de

undă. Utilizatorul poate vizualiza, de asemenea, orice eroare care ar apărea, inclusiv codul erorii, un boolean

care precizează dacă transmisia a început și, de asemenea, un buton de oprire, așa cum se poate vedea în Fig..

Faptul că transmisia a început poate fi confirmat văzând lumina roșie de pe placa de transmisie a USRP-urilor:

Figura 6.2.26 Panoul programului pentru semnalul de referință

De asemenea, pe panoul VI-urilor ce se ocupă cu transmisia sau recepția, există un grafic care reprezintă

semnalele I și Q. Figura 6.2.27 ilustrează semnalele I și Q generate pentru transmiterea semnalului țintă:

Figura 6.2.27 Forma de undă a semnalelor I și Q pentru transmisie

Un instrument eficient și extrem de util în LabVIEW Communications este butonul „Capture”. Acest instrument

salvează toate valorile datelor curente în fila „Date capturate”, unde, de exemplu, se pot obține diferite date

statistice cum ar fi, valoarea minimă, valoarea maximă, RMS și abaterea standard. Un astfel de exemplu este

prezentat în Figura 6.2.28, unde cele două componente ale semnalelor în cuadratură apar a fi defazate cu

exact 90 de grade:

Figura 6.2.28 Zoom in pentru formele de undă ale semnalelor I și Q

Blocul de beamforming

Operația de formare a fasciculului utilizată în această lucrare se bazează pe semnalele recepționate și, prin

urmare, beamformer-ul este implementat într-un VI care creează o sesiune de recepție. Așa cum s-a menționat

în secțiunea 5.1 Implementarea hardware, sincronizarea dintre semnalele primite la toate elementele tabloului

este un aspect important în aplicație, precum găsirea direcției și formarea fasciculului, care se bazează pe

estimarea cu exactitate a diferențelor de fază. De asemenea, în secțiunea 5.1 a fost menționat faptul că

utilizarea octoclock-ului care furnizează o referință de 10 MHz și un semnal 1PPS nu este suficientă pentru a

avea un sistem aliniat complet pe etape. De asemenea, în acest VI, se efectuează și obține sincronizarea

completă. Semnalul de referință este transmis porturilor RX2 ale USRP-urilor din sistem printr-un splitter de

putere improvizat și prin cabluri SMA. Ideea este că, deoarece acest semnal ajunge la plăci prin conexiune

cablată, diferențele de fază dintre semnalele primite datorită canalului sunt foarte mici, prin urmare, se poate

presupune că diferențele de fază dintre semnalele primite de la emițătorul de referință sesizate de USRP-uri se

datorează ambiguității de fază introduse de oscilatoarele locale. Aceste diferențe de fază sunt apoi calculate și

compensate în consecință pentru emițătorul țintă.

VI-ul utilizat pentru Beamformer debutează la fel ca VI-ul pentru transmițători cu un bloc pentru crearea unei

sesiuni, și anume niUSRP Open Rx Session. Urmează un bloc de proprietăți niUSRP, care specifică lista canalelor

active pentru achiziția de date pentru sesiunea curentă. Lista de canale depinde de setarea numelor

dispozitivelor USRP din panou. Apoi urmează funcția niUSRP Configure Time Start Trigger, care are un

parametru de timp setat de utilizator. Urmează un alt bloc pentru niUSRP Properties pentru canalele active. De

data aceasta, proprietățile care trebuie setate sunt Sursa frecvenței de referință și Sursa bazei de timp. Pentru

cea dintâi, se pot face selecții între Interne, RefIn, Mimo sau GPS, în timp ce pentru a doua selecții între Intern,

PpsIn, Mimo și GPS. Deoarece sistemul folosește un Octoclock, selecțiile făcute au fost RefIn și respectiv PpsIn,

așa cum se arată în Figura 6.2.29:

Figura 6.2.29 Configurarea parametrilor sub-sistemului de recepție

Pentru aplicațiile cu mai multe dispozitive, sincronizarea plăcilor este importantă. Pentru aceasta, se utilizează

blocul niUSRP Set Time, care stabilește valoarea timer-ului dispozitivului. Unul dintre parametri de intrare ai

acestui VI este parametrul de timp. În acest caz, acesta este setat pe Next Timebase Edge, iar timpul setat pe

cronometrul dispozitivului este 0 secunde. După aceea, urmează blocul niUSRP Initiate. Acest VI le spune

USRP-urilor să înceapă achiziția Rx. Dacă totul este corect atunci când începe o achiziție, apare o lumină

galbenă sub portul receptor corespunzător al USRP. Acești pași pot fi observați în Figura 6.2.30:

Figura 6.2.30 Setarea timer-ului și inițializarea achiziției Rx

Ceea ce urmează după achiziția datelor este citirea pe VI. Aceasta se face într-o buclă de timp care poate fi

oprită de către utilizator. Blocul responsabil pentru această operațiune sunt Datele NiUSRP Fetch Rx. Parametri

de intrare din acest VI sunt session handler-ul, numărul de eșantioane, timpul de timeout. Rezultatul acestei

funcții este, în acest caz, în care receptorul este format dintr-o rețea de antene, un tablou bidimensional.

Fiecare linie a acestui tablou corespunde semnalelor I și Q primite de fiecare element al ULA. Datele colectate

sunt apoi introduse într-o coadă pentru prelucrarea ulterioară. Aceste etape sunt prezentate în Figura 6.2.31.

Figura 6.2.31 Achiziția de date

Așa cum am menționat anterior, cele două semnale, semnalul de referință și semnalul țintă trebuie să fie

separate. Acest lucru se realizează prin implementarea a două tipuri de filtre, care pot fi selectate de utilizator

în partea de control a programului: Infinite Impulse Response IIR și Finite Impulse Response FIR. Pentru

filtrarea IIR se folosește Elliptic Filter Design VI. Această funcție are parametri de intrare ca frecvențe de tăiere

joase și înalte, ordinul filtrului, frecvența de eșantionare, oscilațiile din banda de recere și atenuarea benzii de

oprire. După aceea, urmează o etapă de conversie a filtrului, forma cascadată a IIR fiind transformată în formă

directă. A1, B1, A2, B2 reprezintă coeficienții de filtrare pentru primul, respectiv al doilea filtru. Implementarea

IIR este ilustrată în Figura 6.2.32.

Figura 6.2.32 Implementarea filtrului IIR

Implementarea FIR se realizează cu un filtru multiband FIR în fază liniară folosind algoritmul ParksMcClellan,

care este un algoritm iterativ utilizat pentru găsirea filtrului FIR Chebyshev optim. Rezultatele de ieșire sunt de

asemenea stocate în variabilele A1, B1, A2 și B2.

Un alt avantaj important al mediului LabVIEW Communications este acela că pe lângă forma vizuală de

programare oferă totuși posibilitatea scrierii codului. Acest lucru se poate face folosind așa-numitele

„mathscripts”, unde utilizatorii pot scrie cod similar cu cel din MATLAB.

Implementarea mecanismului de sincronizare este scrisă efectiv în acest mod și va fi prezentată în cele ce

urmează.

Funcția „phaseyn” are următorii parametri de intrare: m, care este de fapt tabloul bidimensional de date

recepționate, unde pe fiecare linie valorile I și Q corespund valorilor recepționate de fiecare antenă; A1, B1,

A2, B2, reprezintă coeficienții filtrelor descrise anterior și L, care este lungimea unui vector care este bazată pe

numărul de eșantioane.

În primul rând, se efectuează o trunchiere cu 1000 de elemente, pentru început. Apoi, în variabila „direct”

semnalul de referință va fi stocat, după ce m este filtrat de un filtru căruia i se aplică coeficienții A1 și B1. După

aceasta, matricea directă este trunchiată, păstrând o porțiune din aceasta pe baza lui L:

function [L direct2 dirphase dphcali m2 mphase mphcali]=phasesyn(m,B1,A1,B2,A2,L)

cut=1000;

direct=filter(B1,A1,m.').';

direct(:,L-cut+1:L)=[];

direct(:,1:cut)=[];

După aceea, variabila N, reprezentând numărul de elemente din șir se calculează din m. Apoi, se calculează

faza undei directe. Se creează apoi matricea direct2, de dimensiuni N x L-2*cut. Cum prima placă se consideră

referința, prima linie din direct2 se pune ca prima linie din direct:

N=size(m,1);

dirphase=angle(direct)/pi*180;

xc=ones(N,L-2*cut);

direct2=zeros(N,L-2*cut);

direct2(1,:)=direct(1,:);

Apoi se face o buclă for de la 2 la N, în care în matricea xc se rețin diferențele de fază dintre placa de

referință și celelalte plăci. Apoi, în fiecare linie din direct2 se realizează alinierea:

for n=2:N

xc(n,:)=direct(1,:)./direct(n,:);

%Phase difference between the reference receiving board and other ones

direct2(n,:)=exp(1i*angle(xc(n,:))).*direct(n,:);

%Direct wave after phase synchronized

end

Variabila dphcali stochează unda directă după sincronizare:

dphcali=angle(direct2)/pi*180;

Apoi urmează procesul de recuperare a semnalului prin aer, anume semnalul util. Acest semnal este trecut

printr-un filtru trece jos cu coeficienții A2 și B2 și este de asemenea stocat în m. Noua matrice m va fi tăiată pe

baza L. Variabila mphase stochează faza semnalului:

m=filter(B2,A2,m.').';

m(:,L-cut+1:L)=[];

m(:,1:cut)=[];

mphase=angle(m)/pi*180;

Se face o schimbare de variabilă, și m2 ia valorile lui m. În fine, în cadrul unei bucle for de la 1 la N, m2

este calculat prin eliminarea ambiguităților de fază care au fost descoperite din semnalul de referință:

m2=m;

for n=1:N

m2(n,:)=m2(n,:).*exp(-1i*angle(direct(n,:)));%.

end

mphcali=angle(m2)/pi*180;%Signal phase after phase synchronised

Odată ce procesul de sincronizare este efectuat, se poate face beamforming. Pentru aceasta, valorile

vectorului de ponderi din simulările MATLAB sunt stocate în variabila W, pentru fiecare direcție în care va fi

direcționat fasciculul. Ca atare, prima linie corespunde la -40, a doua linie la -30 și așa mai departe, ultima linie

fiind pentru unghiul de 40 de grade, așa cum se arată în Figura 6.2.33.

Figura 6.2.33 Matricea de ponderi pentru implementarea MVDR cu 8 antene

Având vectorii de ponderare, se poate efectua beamforming. În nouă situații, lobul principal este direcționat

înspre cele nouă direcții menționate mai devreme. Pentru aceasta, nouă matrici de dimensiuni egale cu

dimensiunea lui m sunt instanțiate cu zero. După aceea, se va efectua înmulțirea dintre semnalul primit și

vectorul de ponderi. Acest lucru se realizează în interiorul funcției mathscript în care s-a efectuat procesul de

sincronizare. Parametrii de intrare ai funcției mathscript pot fi văzuți în partea stângă elementului vizual

„mathscript”, în timp ce parametrii de ieșire pot fi văzuți în latura dreaptă a acestuia, așa cum apare în Figura

6.2.34.

Figura 6.2.34 Nodul Mathschirpt care apelează funcțiile de sincronizare și beamforming

Apoi, cu ieșirile beamformer-elor, spectrele de putere pot fi reprezentate grafic, cu funcția Power Spectrum.

După aceasta urmează partea de citire a graficelor obținute. Acest lucru se realizează în felul următor: folosind

proprietățile clusterului, se extrage amplitudinea ieșirii beamformer-ului. Apoi, este extrasă valoarea maximă a

fiecărui eșantion, adică valoarea de vârf a beamformer-ului. Se creează un buton, care determină sau nu

scrierea eșantioanelor într-un fișier. Figura 6.2.35.arată acest lucru:

Figura 6.2.36 Reprezentarea grafică și salvarea în fișier

Rezultate experimentale

Acest capitol prezintă rezultatele experimentale obținute pentru platforma experimentală de laborator

prezentată în Implementarea capitolului 2. Rezultatele măsurătorilor obținute după implementarea

algoritmilor MVDR și Phase Shift Beamforming sunt prezentate pentru 4 și 8 elemente ale rețelei de antene

liniare. Înainte de formarea lobului de radiație, diagrama de radiații a rețelei de antene de 4 și 8 elemente are

forma prezentată în Figura 6.2.37 și Figura 6.2.38.

Figura 6.2.37 Diagrama de radiații a rețelei de antene de 4 elemente.

Figura 6.2.38 Diagrama de radiații a rețelei de antene de 8 elemente.

Un număr de nouă lobi principali sunt generați, spre următoarele unghiuri raportat la elementul de referință al

rețelei de antene: 0 grade, 10 grade, 20 grade, 30 grade și 40 grade. Performanța sistemului este evaluată prin

calcularea diagramei de radiație a acestuia plasând un transmițător pe un arc de cerc cu o rază de 2 m de la

elementul de referință. Pozițiile luate de emițătorul țintă sunt de la -40 la +40 de grade, cu un pas de 5 grade,

așa cum se arată în Figura 6.2.40.

Figura 6.2.40 Amplasarea punctelor de test.

Rezultate pentru implementarea MVDR. Configurație ULA de 4 elemente

Valorile, în decibeli, ale puterii de ieșire a beamformer-ului bazat pe algoritmul MVDR pentru o rețea de

antene cu 4 elemente sunt prezentate în Tabelele 6.2.7, respectiv 6.2.8.

Tabelul 6.2.7. MVDR, 4 antene (la dreapta elementului de referință)

Direcția lobului

principal [grade]

45 40 35 30 25 20 15 10 5 0

0 -16.07 -11.94 -14.37 -8.33 -2.78 -3.25 -1.91 -0.01 -0.58 -2

10 -16.63 -19.7 -17.1 -9.29 -7.3 -3.25 -3.1 -0.8 -2.62 -2.77

20 -9.37 -8.34 -6.45 -4.26 -2.43 -2.16 -3.61 -2.19 -4.14 -4.11

30 -15.52 -11.34 -4.91 1.37 -3.31 -5.05 -3.74 -4.7 -11.47 -14.1

40 -0.61 3.41 1.6 0.29 0.51 -3.62 -4.79 -10.48 -17.62 -10.09

-40 -7.18 -8.17 -3.03 -3.52 -8.86 -6.6 -5.96 -11.19 -14.47 -14.65

-30 -2.16 -7.49 -4.21 -11.55 -12.35 -14.49 -13.02 -13.22 -13.81 -23.25

-20 -5.64 -2.03 -10.18 -16.75 -17.59 -12.51 -13.21 -12.12 -13.72 -4.21

-10 -14.51 -8.88 -8.83 -9.74 -10.46 -11.76 -15.7 -13.39 -9.79 -3.41

Tabelul 6.2.8. MVDR, 4 antene (la stânga elementului de referință)

Direcția lobului

principal [grade]

5

10

15

20

25

30

35

40

45

0

0 -5.8 -16.35 -16.28 -20.17 -8 -6.68 -8.5 -7.22 -13.28 -2

10 -5.1 -15.97 -20.67 -17.08 -12.27 -13.44 -11.16 -6.74 -8.9 -2.77

20 -8.87 -26.35 -12.31 -13.48 -6.94 -4.71 -7.54 -5.86 -13.95 -4.11

30 -14.19 -19.46 -6.75 -5.51 -5.86 -6.15 -10.1 -9.67 -8 -14.1

40 -10.41 -12.85 -5.54 -4.54 -10.58 -9.13 -12.04 -11.78 -3.23 -10.09

-40 -14.95 -20.06 -19.85 -7.79 -8.84 -3.25 -3.77 -1.04 -1.67 -14.65

-30 -11.04 -9.23 -6.88 -7.88 -2.67 -0.51 1.59 -1.85 -5.62 -23.25

-20 -6.5 -2.75 -2.68 -3.13 -0.91 -1.03 -4.39 -4.55 -6.22 -4.21

-10 -0.77 -3.76 -1.53 -1.58 -1.74 -3.96 -5.33 -9.04 -11.05 -3.41

Din aceste tabele se pot vedea deja efectele operațiilor de formare a fasciculului, deoarece valorile măsurate

indică crearea unui lob principal în regiunea unghiului dorit. De exemplu, Tabelul 6.2.7 arată că cele mai înalte

niveluri pentru formatorul de fascicule spre 0 grade au fost obținute pentru emițătorul țintă situat între 0 și 15

grade, cu valori între 0dB și -2dB.

De asemenea, pentru același beamformer, atunci când emițătorul țintă se deplasează mai departe de unghiul

de 0 grade, valorile obținute sunt mult mai mici, de exemplu la 30 de grade spre dreapta se măsoare -8,33 dB

sau pentru 30 de grade la stânga -7,22 dB.

Tabelul 6.2.8 arată că cele mai ridicate niveluri obținute de beamformer spre -30 grade au fost obținute pentru

emițătorul țintă situat între -30 și -40 grade, cu valori cuprinse între -0,51 dB și -1,85 dB. Pe măsură ce ținta se

îndepărtează de această regiune, valorile măsurate scad, de exemplu la 5 grade spre stânga sunt măsurați -11

dB iar pentru 45 de grade spre stânga -5,62 dB.

Figura 6.2.41 și Figura 6.2.42 prezintă o comparație între simulările MATLAB și nivelurile de semnal măsurate

ale sistemului propus. Aceste cifre arată capacitatea sistemului propus de a orienta lobul principal către

utilizatorul țintă. Se poate observa că lobii obținuți din măsurători îi urmează pe cei din simulare. Abaterea

maximă de la direcția dorită a fost de 10 grade și a fost obținută atunci când s-a dorit orientarea lobului

principal spre 0 grade.

De asemenea, pentru unele direcții, FNBW al lobului principal era mai mare decât cel simulat. Lobul principal

pentru direcția de -20 de grade a prezentat o lățime a fascicolului care este cu 15 grade mai deschisă decât cea

simulată.

Figura 6.2.41 Simulările MATLAB vs. nivelurile de semnal măsurate ale sistemului propus (coordonate

carteziene).

Figura 6.2.42 Simulările MATLAB vs. nivelurile de semnal măsurate ale sistemului propus (coordonate polare).

Rezultate pentru implementarea MVDR. Configurație ULA de 8 elemente

Valorile, în decibeli, ale puterii de ieșire a beamformer-ului bazat pe algoritmul MVDR pentru o rețea de

antene cu 8 elemente sunt prezentate în Tabelele 6.2.9, respectiv 6.2.10.

Tabelul 6.2.9. MVDR, 8 antene (la dreapta elementului de referință)

Direcția lobului

principal [grade]

45 40 35 30 25 20 15 10 5 0

-40 -14.35 -14.12 -12.46 -16.04 -14.32 -17.98 -18.27 -21.63 -29.23 -23.96

-30 -20.11 -16.54 -12.66 -17.66 -11.87 -13.09 -15.23 -20.18 -17.04 -19.87

-20 -15.11 -20.11 -15.94 -17.99 -25.46 -13.33 -11.25 -11.05 -15.4 -16.91

-10 -20.66 -16.39 -20.93 -20.74 -15.06 -15.62 -25.91 -11.83 -9.82 -11.38

0 -22.71 -15.39 -13.19 -13.55 -14.19 -11.81 -11.73 -22.53 -11.25 -8.37

10 15.11 -22.82 -38.69 -20.52 -16.53 -25.36 -16.58 -22.24 -19.53 -10.81

20 -31.31 -33.2 -20.79 -20.22 -19.4 -33.26 -18.85 -18.26 -33.44 -17.65

30 -25.62 -21.74 -22.88 -19.97 -36.69 -24.99 -17.92 -19.16 -21.66 -18.37

40 -18.85 -17.7 -22.4 -21.49 -19.86 -26.86 -22.89 -22.1 -24.87 -29.18

Tabelul 6.2.10. MVDR, 8 antene (la stânga elementului de referință)

Direcția lobului

principal [grade]

5 10 15 20 25 30 35 40 45 0

-40 -26.34 -29.79 -23.02 -22.79 -18.86 -14.63 -16.34 -28.71 -19.76 -23.96

-30 -26.83 -27.1 -28.19 -14.44 -18.27 -16.24 -24.77 -16.7 -14.13 -19.87

-20 -19.17 -21.56 -22.07 -13.23 -15.84 -21.6 -19.33 -17.55 -27.15 -16.91

-10 -17.22 -23.63 -22.74 -35.95 -20.96 -20.63 -12.56 -17.05 -15.79 -11.38

0 -12.6 -13.42 -16.11 -17.66 -16.97 -25.98 -12.55 -18.36 -19.92 -8.37

10 -16.99 -11.73 -9.97 -13.27 -17.31 -18.95 -18.46 -22.59 -40.13 -10.81

20 -21.55 -18.65 -15.89 -13.79 -12.68 -17.11 -17.22 -14.33 -15.5 -17.65

30 -20.23 -29.2 -22.51 -14.72 -20.5 -12.27 -8.59 -8.59 -13.29 -18.37

40 -16.6 -16.93 -21.57 -19.17 -22.06 -13.86 -9.44 -7.35 -9.03 -29.18

Aceste tabele arată, după cum indică valorile măsurate ale nivelului semnalului la receptor, crearea unui lob

principal în regiunea unghiului dorit. Tabelul 6.2.9 arată că cele mai ridicate niveluri ale beamforming-ului

efectuat în direcția de 0 grade au fost obținute pentru emițătorul țintă situat între -5 și 5 grade, cu valori între -

8 dB și -12 dB. De asemenea, având în vedere același deziderat, când emițătorul țintă se deplasează mai

departe de unghiul de 0 grade, valorile obținute sunt cu mult mai mici, de exemplu la 30 de grade spre dreapta

sunt măsurați -25,93 dB sau la 30 de grade spre stânga -13,55. dB. Tabelul 6.2.10 indică faptul că cele mai

ridicate niveluri de beamforming spre -20 grade au fost obținute pentru emițătorul țintă situat între -10 și -20

grade, cu valori între -11dB și -13dB.

Pe măsură ce ținta se îndepărtează de această regiune, valorile măsurate scad, de exemplu la 40 de grade spre

stânga unde sunt măsurați -20.11 dB sau pentru 5 grade spre dreapta -19.17dB.

Figura 6.2.43 și Figura 6.2.44 arată o comparație între simulările MATLAB și rezultatele obținute din sistemul

implementat. Aceste cifre arată încă o dată capacitatea sistemului implementat de a orienta lobul principal

către utilizatorul țintă. Abaterea maximă de la direcția dorită a fost de 10 grade. FNBW al lobului principal a

fost mai restrâns decât cele obținute pentru implementarea cu 4 elemente. Beamforming-ul spre 10 grade a

generat un al doilea lob în direcția de 0 grade.


carteziene).


Rezultate pentru implementarea Phase Shift (PS) Beamforming. Configurație ULA de 4 elemente

Valorile, în decibeli, ale puterii de ieșire a beamformer-ului bazat pe algoritmul Phase Shift Beamforming

pentru o rețea de antene cu 4 elemente sunt prezentate în Tabelele 6.2.11, respectiv 6.2.12.

Tabelul 6.2.11. PS, 4 antene (la dreapta elementului de referință)

Direcția lobului

principal [grade]

45 40 35 30 25 20 15 10 5 0

Measured signal levels at the receiver [dBm]

-40 -7.02 -13.34 -15.34 -10.69 -17.02 -14.6 -23.91 -23.13 -21.43 -23.89

-30 -7.43 -10.91 -10.7 -8.09 -10.9 -9.96 -17.78 -16.88 -36.61 -30.15

-20 -10.86 -12.33 -9.93 -7.68 -8.85 -8.25 -11.7 -10.36 -14.78 -24.45

-10 -34.07 -18.75 -14.9 -10.24 -10.38 -8.7 -7.9 -6.29 -7.75 -11.42

0 -10.46 -16.14 -21.51 -12.81 -13.69 -10.79 -7.03 -4.72 -5.06 -6.43

10 -7.06 -10.29 -9.78 -9.96 -10.75 -11.71 -8.79 -6.46 -5.59 -5.36

20 -8.23 -9.83 -7.29 -9.83 -8.47 -9.34 -13.76 -10.6 -9.75 -7.55

30 -13.43 -12.28 -8.77 -11.05 -8.65 -9.12 -18.36 -25.59 -18.52 -14.36

40 -27.71 -18.95 -13.75 -17.91 -12.47 -10.62 -15.64 -20.95 -16.05 -20.59

Tabelul 6.2.12. PS, 4 antene (la stânga elementului de referință)

Direcția lobului

principal [grade]

5 10 15 20 25 30 35 40 45

-40 -32.39 -25.34 -22.24 -23.08 -23.76 -13.91 -14.43 -16.99 -16.16

-30 -24.37 -27.69 -30.08 -28.43 -29.73 -13.76 -13.41 -17.87 -12.56

-20 -26.34 -30.33 -33.74 -21.25 -25.41 -17.03 -20.27 -20.85 -14.62

-10 -13.19 -16.5 -18.99 -34.76 -24.98 -25.47 -23.68 -25.6 -27.29

0 -7.42 -8.99 -11.51 -16.83 -23.74 -23.88 -15.94 -15.81 -16.13

10 -5.42 -5.9 -7.59 -9.05 -13.05 -13.08 -16.04 -13.88 -14.43

20 -6.34 -5.79 -6.39 -6.08 -9.27 -8.13 -12.69 -13.99 -16.63

30 -10.32 -7.95 -7.17 -5.69 -8.28 -6.28 -7.45 -9.69 -10.16

40 -20.16 -12.8 -9.95 -7.99 -9.65 -6.82 -4.48 -5.73 -7.28

Din aceste tabele se poate vedea, așa cum indică valorile măsurate, obținerea unui lob principal în regiunea

unghiului dorit. În tabelul 6.2.11 se poate observa că cele mai înalte niveluri ale formare a fascicolului spre 0

grade au fost obținute pentru emițătorul țintă situat între -10 și 0 grade, cu valori cuprinse între -5,72 dB și -

6,43 dB. De asemenea, pentru același formator de fascicol, atunci când emițătorul țintă se deplasează mai

departe de unghiul de 0 grade, valorile obținute sunt mult mai mici, de exemplu pentru 30 de grade la dreapta

se obțin -23,88 dB iar pentru 30 de grade la stânga -12,81 dB.

Din tabelul 6.2.12 se poate observa că cele mai înalte niveluri ale formatorului de fascicole spre direcția de 30

de grade au fost obținute pentru emițătorul țintă situat între 15 și 30 de grade, cu valori cuprinse între –5,69

dB și -8,28 dB. Pe măsură ce ținta se îndepărtează de această regiune, valorile măsurate scad, de exemplu la 15

grade spre stânga se vor măsura -18.36 dB, iar pentru 0 grade, -14.36 dB.

Figura 6.2.45 și Figura 6.2.46 arată o comparație între simulările MATLAB și nivelurile de semnal obținute

pentru sistemului implementat. Aceste cifre arată capacitatea sistemului propus de a orienta lobul principal

către utilizatorul țintă. Se poate observa că lobii obținuți din măsurători îi „urmează” pe cei din simulare. În

medie, abaterea maximă de la direcția dorită a fost de 10 grade, putându-se lua ca exemplu cazul

beamforming-ului spre 0 grade. De asemenea, pentru unele direcții, FNBW al lobului principal este mai mare

decât cel simulat. Lobul principal pentru beamformer-ul de 20 de grade a prezentat o deschidere cu 15 grade

mai mare decât cea simulată.


carteziene).


Rezultate pentru implementarea Phase Shift (PS) Beamforming. Configurație ULA de 8 elemente

Valorile, în decibeli, ale puterii de ieșire a beamformer-ului bazat pe algoritmul Phase Shift Beamforming

pentru o rețea de antene cu 8 elemente sunt prezentate în Tabelele 6.2.13, respectiv 6.2.14.

Tabelul 6.2.13. PS, 8 antene (la dreapta elementului de referință)

Direcția lobului

principal [grade]

45 40 35 30 25 20 15 10 5 0

-40 -12.81 -10.01 -10.15 -12.6 -11.8 -11.88 -13.19 -14.81 -14.6 -21.83

-30 -10.53 -11.29 -11.64 -11.59 -10.49 -12.35 -10.88 -9.89 -12.26 -20.13

-20 -11.4 -10.08 -13.87 -13.34 -10.83 -11.08 -11.7 -10.55 -9.02 -12.51

-10 -13.51 -20.17 -17.67 -11.27 -8.51 -12.5 -11.71 -11.14 -10.3 -11.39

0 -19.74 -15.29 -21.13 -18.49 -11.74 -11.24 -9.27 -10.72 -12.31 -11.34

10 -18.12 -24.89 -33.35 -17.66 -15.39 -18.33 -15.1 -12.13 -13.32 -12.41

20 -22.4 -29.07 -33.69 -32.88 -22.62 -15.73 -16.27 -17.75 -17.69 -14.22

30 -17.47 -20.16 -19.18 -30.43 -18.91 -25.3 -23.32 -20.66 -18.7 -18.07

40 -15.9 -25.44 -25.86 -29.51 -21.15 -28.18 -20.85 -21.37 -19.94 -22.39

Tabelul 6.2.14. PS, 8 antene (la stânga elementului de referință)

Direcția lobului

principal [grade]

5 10 15 20 25 30 35 40 45

-40 -19.05 -28.12 -22.27 -23.15 -25.82 -18.82 -24.12 -25.14 -20.28

-30 -18.67 -14.92 -21.93 -25.43 -20.91 -19.97 -17.54 -26.47 -22.57

-20 -22.3 -25.82 -12.31 -22.65 -19.75 -20.61 -26.41 -21.56 -23.17

-10 -16.36 -12.25 -14.07 -23.27 -23.93 -29.58 -25.59 -25.59 -16.67

0 -13.63 -17.22 -13.39 -9.39 -14.69 -23.42 -21.89 -14.02 -18.94

10 -10.98 -10.58 -14.45 -16.65 -12.84 -12.25 -17.7 -16.88 -16.02

20 -12.52 -11.33 -11.39 -10 -13.28 -16.92 -16.32 -14.75 -18.31

30 -15.17 -13.39 -10.62 -11.05 -9.02 -11.08 -16.81 -15.66 -16.19

40 -22.29 -19.84 -13.48 -10.04 -11.81 -13.55 -15.25 -13.08 -13.67

Rezultatele obținute arată că implementarea Phase Shift Beamformer pe o arie de 8 antene prezintă lobi

secundari considerabili. Pentru direcțiile de 20 și 30 de grade lobii obținuți îi urmează pe cei din simulări.

Pentru direcția de -10 grade lobul principal a fost direcționat cu o eroare de 15 grade, în timp ce pentru

direcția de -40 grade eroarea a fost de 20 de grade.

Figura 6.2.47 și Figura 6.2.48 arată o comparație între simulările MATLAB și nivelurile de semnal obținute în

cazul sistemului implementat.


carteziene).


În concluzie, acestă secțiune prezintă rezultatele măsurătorilor care arată capacitatea sistemului implementat

de a orienta lobul principal către utilizatorul țintă și, de asemenea, câștigul obținut datorită utilizării

algoritmilor de formare a fasciculului. Se poate observa că lobii obținuți în urma procesului de formare a

fasciculului îi urmează pe cei din simulare atât pentru implementările MVDR, cât și pentru Phase Shift (PS)

Beamformer utilizând o rețea de antene cu patru elemente. Pentru acestea, abaterea maximă de la direcția

dorită este de 10 grade. Pentru Phase Shift Beamformer cu 8 elemente, abaterea maximă de la direcția dorită

este de 20 de grade, împreună cu câțiva lobi de ordine inferioară.

Atât implementarea MVDR, cât și cea Phase Shift Beamformer pe cele 4 elemente ale rețelei de antene

prezintă lobi principali care au un FNBW de 60 de grade. Implementarea ambilor algoritmi pe o rețeta de

antene cu 8 elemente prezintă lobi mai restrânși, cu un FNBW de 35 de grade, care arată efectele creșterii

numărului de elemente din rețeaua de antene. Câștigul sistemului cu 4 elemente ce utilizează beamforming

este în medie de 24,4 dB pentru algoritmul MVDR și 18,18 dB pentru Phase Shitft Beamforming. Câștigul

rețelei de antene cu 8 elemente ce implementează algoritmi de beamforming este în medie de 11,69 dB

pentru algoritmul MVDR și 12,86 dB pentru Phase Shift beamforming.

Câteva aspecte ar fi putut duce la rezultate eronate, cum ar fi: amplasarea necorespunzătoare a antenei,

alinierea eronată a ariei de antene cu privire la axa dipolului, reflexii, operarea în câmp apropiat sau probleme

legate de sincronizare.

Beamforming la transmisie

Folosind arhitectura existenă s-a realizat o primă campanie de măsurători pentru beamforming-ul la

transmisie. Pentru a evalua capabilitățile de beamforming la transmisie trebuie sintetizată diagrama de putere.

Astfel, s-a folosit sistemul Rohde&Schwarz TS-EMF pentru a înregistra variația câmpului electromagnetic din

jurul șirului de antene de transmisie.

Acest sistem conține un analizor spectral R&S FSH echipat cu o antenă izotrop și un soft pentru măsurători

EMF. Antena izotrop este plasată la o distanță de 2m față de ULA și măsoară câmpul electromagnetic în 13

puncte unghiular pre-definite, acoperind intervalul [-60o; 60o]. Pozițiile punctelor de măsură sunt arătate în

figura de mai jos:

Figura 6.2.49 Pozițiile antenei de recepție.

Figura 6.2.50 prezintă platforma de testare și validare prin măsurători a beamforming-ului la transmisie.

Figura 6.2.50 Platforma hardware de testare și validare a beamforming-ului la transmisie.

Sistemul a fost configurat pentru direcționare lobului principal spre 3 direcții: 0 grade, -30 de grade și 30 de

grade. Tabelul 6.2.15 prezintă rezultatele măsurătorilor, iar Figura 6.2.51 arată diagrama de putere pentru cele

3 cazuri.

Tabelul 6.2.15. Rezultatele măsurătorilor pentru beamforming la transmisie.

Unghiul sub care se află receptorul

în raport cu referința

Direcția lobului principal

-30 0 30

Nivelul de putere măsurat (dBm)

-60 -77.45 -81.95 -83.1

-50 -75.17 -76.4 -82.8

-40 -75.65 -75.25 -77.8

-30 -69.8 -81.15 -79.85

-20 -69.5 -84.5 -74.1

-10 -74 -77 -72.4

0 -75.4 -70 -83.1

10 -83.7 -71.25 -74.5

20 -86.3 -74 -71.2

30 -84 -75.7 -70.5

40 -75.2 -92.15 -72.75

50 -77.6 -88.85 -76.87

60 -81.05 -90.45 -75.3

Figura 6.2.51 Diagrama de putere în cazul beamforming-ului la transmisie

Aceste rezultate arată că soluția propusă poziționează lobul principal spre direcția dorită. În afară de faptul că

puterea maximă este detectată la unghiul dorit, se observă o atenuare a semnalului în vecinătaea acestui

maxim, delimitând lobul principal al diagramei de radiație. Mai mult, în toate cele trei cazuri studiate, lobul

principal atinge valori maxime similar (aprox. -70dBm).

6.3 Implementarea și testarea subsistemului de rutare și securitate

Implementarea și testarea subsistemului de rutare și securitate grupează următoarele activități:

(a) Activitate III.1 Selectarea și testare platformei hardware, Faza II.

(b) Activitate III.9 Portarea pe platforma hardware a stivei de protocol de la strat rețea, transport și

aplicație

(c) Activitate III.10 Portarea algoritmilor de rutare, de autentificare, de autorizareși de criptare pe

platforma hardware

(d) Activitate III.11 Realizarea aplicatiei de configurare a ruterului

Integrarea subsistemului de rutare rutare și securitate’la nivelul platformei RDAntena este ilustrat în Figura

6.3.1.

Figura 6.3.1. Integrarea subsistemului de rutare rutare și securitate în arhitectura RDAntenna.

În continuare, raportul prezintă rezultatele obținute pentru fiecare activitate.

Selectarea și testare platformei hardware, Faza II (Activitate III.1)

Subsistemul de rutare consta intr-o combinatie hardware si software care are rolul de ruta pachetele IEEE

802.11 intre WiFi Access Point-ul implementat de partenerul CO (UTCN) si Internet, luand in considerare

cerintele de autentificare si de prioritizare a traficului, dupa cum este ilustrat in Figura 6.3.2.

Figura 6.3.2 Arhitectura ruter.

Utilizatorul țintă Utilizatorul țintă

(2). Subsistemulradiant


– Subsistemul de recepție și procesare a

datelor

ACCESS POINT

(6). Subsistemulde rutare și securitate

Interfață ETH0

ROUTER

Eth

ern

et S

WIT

CH

INTERNET

Server Web

Interfață ETH1

RADIUSServer

CDS

Pentru efectuarea testelor a fost folosita platforma de dezvoltare prezentata in Figura 6.3.3, platforma care

dispunde de 2 porturi Ethernet distincte, din care unul a fost conectat la Internet/WAN, iar celalalt printr-un

switch la reteaua LAN interna, in care a fost instalat un Server RADIUS si un Access Point WiFi reprezentat prin

combinatia PXI+USRP implementata de partenerul UTCN.

Figura 6.3.3. Sistem asamblat

In urma testarii cu succes a functiilor de rutare de pachete catre Internet sau reteaua locala, a fost proiectata

arhitectura finala hardware cu unele modificari fata de varianta folosita pentru dezvoltarea conceptului. Astfel,

legatura spre Internet a fost compactata prin integrarea unui modem 3G/4G conectat direct la modulul de

procesare SOM, ceea ce a eliminat necesitatea pentru unul din cele doua porturi Ethernet. A fost prevazut un

sistem de stocare local pe SD card pentru salvarea informatiilor de configurare (liste de utilizatori preferentiali,

chei de criptare, etc.), si un conector de extensie pentru integrarea in viitor a unui modem WiFi compact care

urmeaza sa inlocuiasca sistemul PXI+USRP dezvoltat de partenerul UTCN. Arhitectura de ansamblu a

platformei hardware este prezentata in Figura 6.3.4.

Figura 6.3.4. Arhitectura de ansamblu a platformei hardware

Proiectarea hardware a fost executata in conformitate cu noua arhitectura, iar schema bloc detaliata este

prezentata in Figura 6.3.5 mai jos.

Figura 6.3.5. Schema bloc detaliata a platformei hardware

In urma proiectarii au fost realizate un numar de prototipuri fizice, acestea urmand a fi folosite in activitatea

de portare software pe durata ramasa a proiectului. In Figura 6.3.6 este prezentata placa PCB asamblata a unui

asemenea prototip folosit pentru dezvoltare, si sunt indicate elementele componente in corespondenta cu

schema bloc detaliata anterior.

Figura 6.3.6. Arhitectura hardware pe care a fost realizată portarea software

Pentru verificarea design-ului hardware a fost definit si executat un plan de testare si validare care a inclus

testarea fiecarei componente functionale in parte si a sistemului in ansamblu. Au fost executate teste de

temperatura intre -40 si +85C, iar verificarea accesului la Internet a inclus teste de performanta in toate cele 3

retele de telefonie mobila din Romania, respectiv Orange, Vodafone si Telecom.

Portarea pe platforma hardware a stivei de protocol de la strat rețea, transport și aplicație (Activitate III.9)

Ca alternativa compacta la subsistemul Access Point format din PXI+USRP dezvoltat de partenerul UTCN a fost

proiectat si implementat un Access Point format dintr-un modul radio 802.11 si o placa de dezvoltare FPGA.

Placa de dezvoltare FPGA selectata a fost Zybo Z7 de la Digilent, construita in jurul chip-ului Zynq7000 de la

Xilinx. In urma studiului alternativelor tehnologice pentru interfata radio 802.11 s-a ales modulul ATWINC1500

oferit de catre Microchip. Modulul ATWINC1500 a fost montat pe o placa adaptoare pentru asigurarea

conversiei la o interfata hardware de tip PMOD, interfata comuna pe placile de dezvoltare de la Digilent. Pe

modulul FPGA a fost instantiat un procesor Microblaze pe care a fost portat codul de stack 802.11 oferit de

Microchip pentru interfatarea cu ATWINC1500. Diagrama sistemului rezultat este prezentata in figura de mai

jos.

Figura 6.3.7. Arhitectura sistem format din Zybo Z7 + ATWINC1500

Portarea algoritmilor de rutare, de autentificare, de autorizareși de criptare pe platforma hardware (Activitate

III.10)

Pentru testarea functiilor de autentificare si autorizare s-a utilizat in prima faza un server RADIUS separat

pentru a dispune de o referinta functionala. Dupa verificarea functionarii corecte, s-a executat implementarea

in cadrul sistemului de pe ruter a unui modul software cu functionalitate de server RADIUS. Pentru aceasta s-a

portat pe ruter codul open source al proiectului freeRADIUS (www.freeradius.org) si s-au efectuat teste cu

aplicatii specializate.

Figura 6.3.8 Aplicatie de test server RADIUS

In urma integrarii modemului de 3G/4G pentru asigurarea accesului la Internet si in urma portarii codului de

server RADIUS, noua arhitectura a ruterului arata ca in Figura 6.3.9.

Figura 6.3.9 Arhitectura ruter modificata

Solutia obtinuta in acest mod este foarte compacta, ea ingloband pe aceeasi platforma hardware functiile de

acces la Internet, rutare interna a pachetelor, autentificare si autorizare in retea. Singura componenta care

ramane detasata de aceasta platforma este Access Point-ul 802.11 realizat de partenerul UTCN in formatul PXI

+ USRP, catre care conexiunea se realizeaza prin interfata Ethernet.

Sistemul complet de dezvoltare format din modulul 802.11, placa FPGA si ruterul dezvoltat de CDS este

prezentat in Figura 6.3.10 mai jos.

Figura 6.3.10 Sistem format din ruter + Zybo Z7 + ATWINC1500

Pentru a usura efectuarea testelor in paralel cu dezvoltarea facuta de partenerii UTCN si BITNET, a

fost prevazuta si o interfata seriala catre un modul radio 802.11 conectat la procesorul din SOM care constituie

o alternativa la Access Point-ul UTCN, fara insa a beneficia de functiile de direction finding si beam forming.

Modulul radio selectat a fost ATWINC 1500 de la producatorul Atmel si este prezentat in Figura xx. Modulul a

fost montat pe o place de suport cu interfata seriala de tip PMOD, ceea ce constituie un avantaj la integrarea

cu platforma de dezvoltare FPGA utilizata in cadrul Activitatii 2 (Portarea pe platforma hardware a stivei de

protocol de la strat retea, transport si aplicatie). Integrarea software a modulului ATWINC 1500 a fost realizata

in cadrul Activitatii 4 (Realizarea aplicatiei de configurare a ruterului) prin configurarea aplicatiei OpenWRT

pentru utilizarea acestui modul.

Figura 6.3.11 Modul 802.11

Realizarea aplicatiei de configurare a ruterului (Activitate III.11)

Aplicatia de configurare a ruterului a fost realizata prin portarea pe platforma hardware a proiectului open

source OpenWRT (www.openwrt.org) proiect ce mentine o distributie specializata ce prezinta o serie de

avantaje:

• stabilitate si performanta

• securitate

• extensibilitate

• mentinut de o comunitate activa

• utilizat activ in cercetare

• configurabil (SSH si web)

• licenta GPL

Mai jos sunt prezentate screenshot-urile de configurare pentru functiile de QoS si pentru serverul RADIUS

intern.

Figura 6.3.12 Configurare QoS

Figura 6.3.13 Configurare server RADIUS

Primul pas a fost reprezentat de portarea pe modulul procesor (SOM) de la Phytec, urmat ca un pas

intermediar de portarea pe platforma BeagleBone Black de la TI care are acelasi procesor cu ruterul

CDS. Figura 6.3.14 prezinta platforma de lucru pentru portarea pe BeagleBone Black.

Figura 6.3.14 Sistem intermediar format din BeagleBone Black + Zybo Z7 + ATWINC1500

Dupa aceste activitati preliminare a urmat portarea codului pe ruter, incluzand implementarea

suportului pentru perifericele custom, si anume: modemul 3G/4G, stocarea pe SD card, RTC-ul, LED-

urile si liniile GPIO. Figura 6.3.15 de mai jos prezinta forma finala a ruterului CDS, cu excluderea

functionalitatii de Access Point 802.11 care este implementata de partenerul UTCN pe platforma

USRP+PXI.

Figura 6.3.15 Sistem final ruter CDS

Implementarea tehnicilor de autentificare si autorizare bazate pe WPA, WPA2 și WEP și a metodelor de criptare

(Activitate III.23)

In cadrul activitatii s-au implementat tehnicile de acces securizat pe terminalul embedded 802.11 si s-a realizat

accesul intr-o retea controlata de un ruter standard off the shelf securizat cu o schema WPA2. De asemenea s-

a realizat o implementare de server RADIUS extern si este in curs de desfasurare analiza fezabilitatii includerii

serverului RADIUS ca modul intern al ruterului.

Pentru implementarea tehnicilor de autentificare si autorizare in reteaua 802.11 au fost studiate si analizate

fluxurile de mesaje implicate, precum si metodele de autentificare bazate pe certificate si structura lantului de

securitate care asigura eficienta acestui mecanism.

Pentru asigurarea confidentialitatii mesajelor transmise in reteaua radio se foloseste in general un algoritm de

criptare simetric gen AES-128 care fiind un algoritm simetric necesita cunoasterea unei chei de comunicatie

comune intre transmitator si receptor pentru efectuarea criptarii si decriptarii mesajelor in cadrul schemei

WPA2, utilizate in present.

Fiecare terminal neinregistrat care solicita sa adere la o retea 802.11 se autentifica fata de terminalul prin care

doreste sa se inregistreze (in cazul retelelor de tip mesh) sau direct fata de router-ul care controleaza reteaua.

Autentificarea se face folosind certificate emise de un server mentinut de o autoritate centrala (Central

Authority sau CA). Pentru descrierea controlului accesului in retea la nivel fizic se folosesc tehnicile descrise in

standardele IEEE802.11AR si EAP/TLS.

Tipurile de certificat folosite sunt root si device. Fiecare subretea contine cel putin un certificat de tip root

instalat pe router-ul subretelei. Acest certificat de tip root este emis de o autoritate centrala (CA). Fiecare nod

din retea contine un certificat de tip device care este emis de o entitate specializata si poate fi validat contra

certificatului de tip root. Certificatul fiecarui comunicator wireless contine in principal cheia publica a nodului

in lungime de 256b expusa in clar si necomprimat, precum si semnatura certificatului calculata pe baza

algoritmului de hash SHA256. Durata de valabilitate a certificatelor de tip device este nelimitata (certificatele

nu expira) pentru a preveni caderea accidentala a unor parti din retea in cazul ne-reinnoirii certificatelor.

Structura unui certificat cuprinde urmatoarele informatii:

1. Versiune: numarul de verisune al certificatului.

2. Numar serial: numarul serial unic al nodului wireless.

3. Semnatura: valoare hash calculata cu algoritmul SHA256.

4. Emitent: Copiat din certificatul de tip root emis de CA

5. Valabilitate

a. NotBefore: Data si timp in format UTC (Generalized Time)

b. NotAfter: 99991232235959Z (Generalized Time) – certificatul nu expira.

6. Subiect: Preluat de la certificatul de tip root

7. Cheia publica: Cheie publica pe 256b calculata cu un algoritm de Curba Eliptica.

8. Identificatorul emitentului:

9. Identificatorul nodului: Model/varianta

10. Extensii: definite dupa caz

Certificatele sunt folosite in procesul de inregistrare in retea a unor noduri noi. Elementele existente in aceste

certificate permit nodurilor care vor sa se inregistreze sa se asigure ca nodul prin care doresc sa se inregistreze

este legitim si permit nodului prin care se face inregistrarea sa se asigure ca nodul care solicita inregistrarea

este legitim.

Fluxul de mesaje prin care se face inregistrarea foloseste mesaje de tip EAPoL, care au urmatoarea structura:

1. MAC Header: Primii 6 bytes din header reprezinta adresa destinatie, iar urmatorii 6 bytes reprezinta adresa sursa.

2. Ethernet Type: Fixat la 88-8e, reprezinta codul EAPoL.

3. Version: Versiunea curenta este 2, standardizata in 2004.

4. Packet Type: Tipul de pachet reprezentat pe 1 byte.

5. Packet Body Length: Lungimea informatiei utile pe 2 bytes (0 daca nu exista informatie utila in pachet).

6. Packet Body: Informatie utila.

7. Frame Check Sequence: Suma de control.

In procesul de inregistrare in retea apar urmatoarele tipuri de dispozitive, prezentate impreuna cu denumirile

lor clasice folosite in literatura de specialitate:

A. nodul care solicita inregistrarea, denumit Solicitant. Acesta este un terminal neinregistrat, nou instalat, care contine un certificat de tip device valid

B. nodul prin care se face inregistrarea, denumit Releu. Acesta este un terminal inregistrat aflat in raza de comunicatie directa a nodului care solicita inregistrarea

C. dispozitivul prin care se face autentificarea, denumit Autentificator. Acesta este Routerul sub-retelei din care face parte nodul prin care se face inregistrarea

D. serverul de autentificare. Acesta este un server de tip RADIUS care ia deciziile privind admiterea in retea a nodurilor solicitante

In functie de arhitectura implementarii, modulul RADIUS poate fi separat in doua componente (client si server)

instalate pe masini diferite, si anume partea de client pe router-ul retelei si partea de server pe o masina din

data center, sau poate fi instalat in varianta stand-alone pe o singura masina, si anume router-ul retelei.

Pentru scopul proiectului, s-a ales varianta in care modulul RADIUS functioneaza pe un server separat fata de

Router. Comunicatia dintre autentificator si serverul de autentificare RADIUS se realizeaza printr-o suita de

mesaje specifice al caror flux este prezentat in diagrama de mai jos pentru exemplul unei secvente de admitere

in retea a unui terminal nou.

Diagrama 1. Schema de autentificare EAP

In urma procesului de inregistrare in retea a unui terminal nou descris anterior si realizat prin mesaje EAPoL,

terminalul este autentificat si autorizat de catre serverul RADIUS, cu conditia sa indeplineasca conditiile de

autorizare. In plus, prin implementarea unui modul software specializat pe router, daca terminalul se gaseste

intr-o lista de terminale favorizate, routerul comunica catre Access Point informatia de confirmare a optimizarii

lobului ntenei pe directia terminalului.

Implementarea algoritmilor de rutare (Activitate III.24)

In cadrul activitatii s-a studiat posibilitatea rutarii si acordarii de prioritati diferite pachetelor 802.11 la nivel de

MAC catre interfete diferite in functie de elemente relevante (e.g. adresa sursa sau destinatie). S-a

implementat un prototip de modul pentru rutare pachete si QoS pe platforma hardware selectata pentru

router.

Subsistemul de Rutare și Securitate (SRS) implementeză funcționalități de rutare/redirectare și QoS pentru

pachetele TCP/IP primite sau trimise prin interfețele sale Ethernet. Serviciul de redirectare depinde de un tabel

de rutare ce permite pachetelor de date IP să fie trimise către RADIUS Server dacă este nevoie de autentificare

sau în Internet dacă etapa de autentificare s-a incheiat.

Mai mult, router-ul asigură servicii de gestionare a cozilor bazata pe clase (class-based queuing) pentru a

prioritize traficul de date corespunzator RIDO Targets. Pentru a discrimina între pachetele de date IP SRS-ul are

de asemenea și o etapa de pre-rutare pentru a asocia o categorie de trafic pentru fiecare RIDO Target.

Arhitectura SRS cuprinde un server RADIUS, o bază de date locală și modulele software QoS și Rutare. Dupa

etapa de asociere server-ul RADIUS permite autentificarea RIDO Targets, etapă necesară înainte de rutarea

traficului de date.

Modulul QoS controlează traficul de iesire al unei legături de date prin implementarea mecanismului Hierarchy

Token Bucket (HBT) pentru gestionarea cozilor. Mecanismul HBT creează arbori de clase de tarfic în care sunt

încadrate toate RIDO Targets ce au completat etapa inițială de autentificare. Arborele de calse de trafic este

scris intr-o bază de date locală pentru a-l face disponibil si altor module.

Tabelul de rutare este creat și actualizat de către modulul Rutare pentru a reflecta schimbările din rețea și

pentru a controla tarficul de ieșire conform arborelui de clase generat și intreținut de modulul QoS.

Figura 6.3.16 Arhitectura subsistemului de rutare si securitate.

Integrarea subsistemului de rutare si securitate cu subsistemului de comandă și control este ilustrată în Figura

6.3.17.

Figura 6.3.17 Interconectarea subsistemului de rutare si securitate cu cu subsistemului de comandă și control.

6.4 Compactarea soluției

Pentru compactarea soluției propuse, echipamentele utilizate au fost montate într-un rack cu role.

Astfel, sistemul retrodirectiv poate fi mutat cu ușurință dintr-o locație în alta fără a fi neoie de

dezasamplarea/reasamblarea sistemului. Activitatea pentru perioada de raportare a fost:

(a) Activitate III.18 Optimizarea soluției proiectate în vederea realizării unui prototip compact și portabil

6.5 Sesiuni de lucru și de comunicare a rezultatelor cu participarea beneficiarului și a operatorului de

program (unitatea de finanțare UEFISCDI)

Pentru prerioada de raportare, sesiunile de lucru și de comunicare a rezultatelor cu participarea beneficiarului

și a operatorului de program (unitatea de finanțare UEFISCDI) grupează următoarele activități:

(a) Activitate III.15 Sesiune III de lucru și comunicare a rezultatelor cu participare beneficiar (Milestone 3)

(b) Activitate III.22 Sesiune IV de lucru și comunicare a rezultatelor cu participare beneficiar (Milestone 4)

În data de 14.05.2019 a avut loc prima întâlnire din 2019 a consorțiului Proiectului RDAntenna cu participarea

Operatorului de Program (UEFISCDI).

Partcipanții au fost: UTC-N: Tudor Palade, Emanuel Pușchiță, Gabriel Oltean, Andra Păstrăv, Cristian Codău, Rareș Buta, Raluca Simedroni

BITNET: Octavian Cristea, Paul Dolea

CDS: Ovidiu Rațiu

UEFISCDI: Nicoleta Dumitrache, Emilia Dumitraș

Agenda întâlnirii a vizat următoarele aspecte:

• Activitatea BITNET – Proiectarea și implementarea sistemului radiant

• Activitatea UTCN – Identificarea direcției sursei de semnal, formarea și orientarea diagramei de

radiație pe acest azimut

• Activitatea CDS – Implementarea sistemului de autentificare și securitate

• Demonstrație practică

• Concluzii, activități viitoare dedicate continuării cercetării și valorificării rezultatelor

Minuta întâlnirii se regăsește în Anexa 1.

Concluziile întâlnirii au fost următoarele:

În urma prezentărilor, demonstrațiilor practice și discuțiilor, s-a confirmat buna desfășurare și îndeplinire a

activităților propuse în planul de dezvoltare până în momentul respectiv.

Este necesară actualizarea continuă a informațiilor publice de pe pagina web a proiectului RDAntenna și a

bazei de date EVoC

Pentru finalizarea cu success a soluției RDAntenna este nevoie ca sistemele realizate de cei trei parteneri să fie

integrate într-o soluție unitară care să îndeplinească cerințele proiectului.

În data de 21.05.2019 a avut loc prima întâlnire din 2019 a consorțiului Proiectului RDAntenna cu participarea

Beneficiarului (SRI).

Participanții au fost:

• UTC-N: T. Palade, E. Pușchiță, A. Păstrăv, C. Codău, R. Buta, R. Simedroni

• BITNET: O. Cristea, P. Dolea

• CDS: O. Rațiu, Z. Padrah

• SRI: G. Enache, P. Oncior

Agenda întâlnirii a vizat următoarele aspecte:

• Activitatea BITNET – Proiectarea si implementarea sistemului radiant

• Activitatea UTCN – Identificarea directiei sursei de semnal, formarea si orientarea diagramei de

radiatie pe acest azimut

• Activitatea CDS – Implementarea sistemului de autentificare și securitate

• Demonstratie practica

• Concluzii, activitati viitoare dedicate continuarii cercetarii si valorificarii rezultatelor

Minuta întâlnirii se regăsește în Anexa 2.

Concluziile întâlnirii au fost următoarele:

Beneficiarul a apreciat efortul depus și stadiul actual al activităților. S-a remarcat, încă de la bun început,

planificare riguroasă a activităților de implementare a proiectului RDAntenna, cu pași clar definiți.

S-a subliniat importanța aprofundării direcției de cercetare privind algoritmii AoA, pentru diverse tipuri de

antene și surse de semnal. S-a dat ca reper rezoluția de 30° ce se poate obține cu un goniometru clasic, o

precizie mai bună fiind de mare interes.

Pentru implementarea cu succes a soluției au fost sugerate următoarele: verificarea adaptării de impedanță

când sistemul radiant este complet echipat (și rezolvarea dezadaptării la nevoie); sincronizarea sistemului cu

semnal GPS; testarea algoritmului MUSIC pentru mai mulți utilizatori; testarea algoritmului MUSIC pentru

semnale de bandă largă.

S-au mai indicat următoarele zone de interes: interceptarea semnalelor necunoscute, demodularea semnalelor

în timp real sau offline, realizarea unor demodulatoare care funcționează cu semnale afectate de zgomot, cu

nivel redus, etc.

6.6 Activitatea de diseminare

Diseminarea rezultatelor obținute în cadrul proiectului a grupat următoarele activități:

(c) Activitate III.13 Publicare celui de-al doilea articol științific la conferință internațională / jurnal indexat

(d) Activitate III.20 Publicarea celui de-al treilea articol științific la conferință internațională / jurnal

indexat

(e) Activitate III.14 Depunerea primei cereri de brevet

(f) Activitate III.21 Depunerea celei de a doua cereri de brevet

S-au publicat 10 articole indexate ISI-WoS / IEEEXplore (2017-2019) cu ACKnowledgment RDAntenna și un

studiu de caz NI. De aseenea, există în evaluare 2 articole la conferință cu indexarea lucrarilor ISI-WoS /

IEEEXplore.

6.6.1 Articole indexate ISI-WoS / IEEEXplore

1. Codau, C., Voina, A., Pastrav, A., Palade, T., Puschita, E., Hedesiu, H., Chirap, C., Experimental

evaluation of the IEEE 802.11ac standard using NI USRP 2954R, 2017 16th RoEduNet Conference:

Networking in Education and Research (RoEduNet), DOI: 10.1109/ROEDUNET.2017.8123765, Sept.

21-23, Tg. Mures, Romania, 2017. WOS:000425040000037

2. Voina, A., Codau, C., Pastrav, A., Palade, T., Puschita, E., Hedesiu, H., Chirap, C., Implementation of a

SDR-based redundant access network using NI USRP-RIO, 201716th RoEduNet Conference:

Networking in Education and Research (RoEduNet), DOI: 10.1109/ROEDUNET.2017.8123764, Sept.

21-23, Tg. Mures, Romania, 2017. WOS:000425040000036

3. Pastrav, A., Codau, C., Puschita, E., Dolea, P., Palade, T., Conceptual Architecture of a Retrodirective

Antenna System with Beamforming Capabilities, 2018 International Conference on Communications

(COMM), Bucuresti, 2018, pp. 225-230. WOS:000449526000041.

https://doi.org/10.1109/ICComm.2018.8484740

4. Rares, B., Codau, C., Pastrav, A., Palade, T., Hedesiu, H., Balauta, B., Puschita, E., Experimental

Evaluation of AoA Algorithms using NI USRP Software Defined Radios, 2018 17th RoEduNet

Conference: Networking in Education and Research (RoEduNet), Cluj-Napoca, 2018, pp. 1-6.

https://doi.org/10.1109/ROEDUNET.2018.8514133

5. Pastrav, A., Palade, T., Dolea, P., Simedroni, R., Codau, C., Puschita, E., The Alphasat Experiment at

Cluj-Napoca – Preliminary Results, 2018 International Symposium on Electronics and

Telecommunications (ISETC), Timisoara, 2018, pp. 1-4. WOS:000463031500051.

https://doi.org/10.1109/ISETC.2018.8583877

6. Pastrav, A., Dolea, P., Puschita, E., Codau, C., Palade, T., Palade, I., Exposure to UHF Electromagnetic

Radiation in Urban Areas, 6th International Conference on Advancements of Medicine and Health

Care through Technology, Volume 71, p. 97-101, Springer, 2018. https://doi.org/10.1007/978-981-13-

6207-1_16.

7. Pastrav, A., Dolea, P., Puschita, E., Codau C., Palade, T., Evaluating the Electromagnetic Pollution in the

700-1000MHz Frequency Range in Urban Areas, 2018 IEEE Conference on Antenna Measurements &

Applications (CAMA), Vasteras, 2018, pp. 1-4. https://doi.org/10.1109/CAMA.2018.8530655.

8. Puschita, E., Ratiu, O., Drobczyk, M., Panagiotopoulos, N., Kirei, B., Vos, S., Ratiu, V., Gärtner, T.,

Pastrav, A., Palade, T., A UWB Solution for Wireless Intra-Spacecraft Transmissions of Sensor and

SpaceWire Data, International Journal of Satellite Communications and Networking, John Wiley &

Sons, Ltd., p. 1–21, 2019 (jurnal ISI, IF=1.633, Q2). https://doi.org/10.1002/sat.1307

9. E. Jecan, C. Pop, Z. Padrah, M. Vlasin, O. Ratiu, E. Puschita, Redundancy for an all-in-one ISA100.11a

Gateway: Protocol Design and Hardware Integration, 2019 18th RoEduNet Conference: Networking in

Education and Research (RoEduNet), Galati, Romania, 2019, pp. 1-6. doi:

10.1109/ROEDUNET.2019.8909476.

10. Codău, C., Buta, R., Palade, T., Păstrăv, A., Dolea, P., Simedroni, R., Puschita E., Experimental

Evaluation of a Beamforming-capable System using NI USRP Software Defined Radios, 2019 18th

RoEduNet Conference: Networking in Education and Research (RoEduNet), Galati, Romania, 2019, pp.

1-6. doi: 10.1109/ROEDUNET.2019.8909456.

6.6.2 Studiu de caz

Titlu: Direction-Finding System Deployment Based on the NI Platform

Autorii: Buta, R., Codau, C., Pastrav, A., Palade, T., Dolea, P., Puschita, E.

URL: https://www.ni.com/ro-ro/innovations/case-studies/19/direction-finding-system-deployment-based-on-

the-ni-platform.html

6.6.3 Articole depuse la conferință

1. Codău, C., Buta, R., Păstrăv, A., Palade, T., Dolea, P., Puschita E., An Overview of Digital Beamforming

Implemented on SDR Platforms, 2020 International Workshop on Antenna Technology - lucrare

acceptată.

2. Codău, C., Buta, R., Păstrăv, A., Palade, T., Dolea, P., Puschita E., ULA Transmit Beamforming on SDR

Platform, 2020 International Workshop on Antenna Technology (iWAT 2020) - lucrare în evaluare.

Partenerii BITNET și CDS sunt în curs de elaborare a unor cereri de brevet pentru soluțiile propuse în acest

proiect.

https://www.ni.com/ro-ro/innovations/case-studies/19/direction-finding-system-deployment-based-on-the-ni-platform.html




6.7 Managementul proiectului

Pentru prerioada de raportare, managementul proiectului grupează următoarele activități:

(b) Managementul proiectului (planificare, monitorizare, raportare, evaluare riscuri, stabilire

responsabilități proiect) Faza III

(c) Activitate III.16 Managementul proiectului (planificare, monitorizare, raportare, evaluare riscuri,

stabilire responsabilități proiect) Faza IV

Aceste activități au fost în desfașurare continuă în intervalul de raportare ți au constat în:

• ședințe periodice de proiect,

• pregătirea rapoartelor tehnico-economice,

• alocarea sarcinilor,

• monitorizarea progresului,

• evaluarea riscurilor.

Referințe

[1] D. Edward, D. Rees, “A broadband printed dipole with integrated balun,” Microwave J, 1987, pp. 339– 344.

[2] N. Michishita, H. Arai, M. Nakano, T. Satoh, T. Matsuoka, “FDTD analysis for printed dipole antenna with balun,” Asia Pacific Microwave Conference, 2000, pp. 739–742.

[3] G. S. Hilton, C. J. Railton, G. J. Ball, A. L. Hume, M. Dean, “Finite–difference time–domain analysis of a printed dipole antenna,” 19th Int. IEEE Antennas and Pro-pagation Conference, 1995, pp. 72–75.

[4] H. R. Chuang, L. C. Kuo, “3-D FDTD design analysis of a 2.4 GHz polarization – diversity printed dipole antenna with integrated balun and polarization– switching circuit for wlan and wireless communication application,” IEEE Transactions on Microwave Theory and Tech-niques, Vol. 51, No. 2, 2003.

[5] C.A. Balanis, Analysis Design, Third Edition» John Wiley & Sons, Inc. page 811,2015.

[6] R. J. James and P. S. Hall, "Handbook of microstrip antennas", Peter Peregrinus, NY, 1989.

[7] AWR, https://www.awr.com/software/products

[8] ANSYS HFSS, https://www.ansys.com/products/electronics/ansys-hfss

[9] C. Votis, V. Christofilakis, P. Kostarakis, “Geometry Aspects and Experimental Results of a Printed Dipole Antenna”, IJCNS. 3. 204-207. 2010, doi: 10.4236/ijcns.2010.32029.

[10] H.R. Chuang, L.C. Kuo, C.C. Lin, W.T. Chen, „A 2.4 GHz polarization-diversity planar printed dipole antenna for WLAN and wireless communication applications”, Microwave Journal. 45-50, 2002.

[11] J. Goergen, M. Hernandez, „A definition of FR-4”, presentation, 25 Mai 2004, Online: http://www.ieee802.org/3/ap/public/may04/goergen_01_0504.pdf

[12] A. Djordjevic, R.M. Biljie, V.D. Likar-Smiljanic,T. Sarkar, „Wideband frequency-domain characterization of FR-4 and time-domain causality”, IEEE Transactions on Electromagnetic Compatibility, vol. 43, pp. 662 – 667, 2001, doi: 10.1109/15.974647.

[13] Pasternack, Calculator microstrip: https://www.pasternack.com/t-calculator-microstrip.aspx

[14] Pasternack, Calculator lungimi defazaj: https://www.pasternack.jp/t-calculator-phase-length.aspx

[15] High Frequency 50 GHz Thin Film Chip Resistor, Online: https://ro.mouser.com/datasheet/2/427/ch-222800.pdf

[16] R. J. Mailloux, “Phased array antenna handbook”, 2nd edition, ArtechHouse.

[17] Constantine A. Balanis, “Antenna theory, analysis and design”, Wiley edition.

[18] J. Litva and T. Kwok-Yeung Lo, “Beamforming in Wireless Communications”, Artech House Publishersh, Boston, 1996.

[19] C. Campo, M. Stefer, L. Bernard, S. Hengy, H. Boeglen and J. M. Paillot, "Antenna Weighting System for a Uniform Linear Array based on Software Defined Radio," 2017 Mediterranean Microwave Symposium (MMS), Marseille, 2017, pp. 1-4.

[20] J.L. Butler, “Digital, matrix, and intermediate frequency scanning”, Microwave Scanning Arrays, Academic Press, 1966.

[21] S. Zhang, C. Guo, T. Wang, and W. Zhang, “On-off Analog Beamforming for Massive MIMO”, IEEE Transactions on Vehicular Technology, Vol. 67, Issue 5, May 2018.

[22] H. Van Trees, “Optimum Array Processing”, Wiley, New York, 2002.

[23] C. A. Balanis and P. I. Ioannides, “Introduction of Smart Antennas”, Morgan and Claypool Publication, San Rafael, Calif, USA, 2007.

[24] A Manikas, and G. Constantinides, “Beamforming Sensor Signal Processing for Defence Applications”, Imperial College Press, 2015.

[25] L. C. Godara, “Application of antenna arrays to mobile communications. II. Beam-forming and direction-of-arrival considerations,” in Proceedings of the IEEE, vol. 85, no. 8, pp. 1195-1245, Aug. 1997.

[26] Hybrid Beamforming for Massive MIMO Phased Array Systems Whitepaper.

[27] A. F. Molisch et al., "Hybrid Beamforming for Massive MIMO: A Survey," in IEEE Communications Magazine, vol. 55, no. 9, pp. 134-141, Sept. 2017.

[28] X. Zhang, A. Molisch, and S.-Y. Kung, "Variable-Phase-Shift-Based RF-Baseband Codesign for MIMO Antenna Selection", IEEE Trans. Signal Processing, vol. 53, no. 11, pp. 4091-4103, Nov. 2005.

[29] P. Sudarshan et al., "Channel Statistics-Based RF Pre-Processing with Antenna Selection", IEEE Trans. Wireless Commun., vol. 5, no. 12, pp. 3501-11, Dec. 2006.

[30] L. Tuta, A. Grivei, I. Nicolaescu, and M. Moni, “Linear antenna array beamforming algorithm for coherent incident signals”, 2015 23rd Telecommunications Forum Telfor (TELFOR), Belgrade, 2015.

[31] M. Jokinen, M. Sonkki, and E. Salonen, “Phased Antenna Array Implementation with USRP”, 2017 IEEE Globecom Workshops (GC Wkshps), Singapore, Singapore, 4-8 Dec. 2017.

[32] D. Gaydos, P. Nayeri and R. Haupt, "Experimental Demonstration of a Software-Defined-Radio Adaptive Beamformer," 2018 15th European Radar Conference (EuRAD), Madrid, 2018, pp. 561-564.

[33] D. Gaydos, P. Nayeri and R. Haupt, "Experimental Comparison of Digital Beamforming Interference Cancellation Algorithms using a Software Defined Radio Array," 2019 United States National Committee of URSI National Radio Science Meeting (USNC-URSI NRSM), Boulder, CO, USA, 2019, pp. 1-2.

[34] T. Izydorczyk, M. Bucur, F. M. L. Tavares, G. Berardinelli and P. Mogensen, "Experimental Evaluation of Multi-Antenna Receivers for UAV Communication in Live LTE Networks," 2018 IEEE Globecom Workshops (GC Wkshps), Abu Dhabi, 2018, pp. 1-6.

Date post:	25-Nov-2021
Category:	Documents
Upload:	others
View:	8 times
Download:	0 times

RAPORT ȘTIINȚIFIC ȘI TEHNIC - utcluj.ro

Documents