Proiect generare de semnal

UNIVERSITATEA „POLITEHNICA” DIN BUCUREȘTI FACULTATEA DE ELECTRONICĂ, TELECOMUNICAȚII ȘI TEHNOLOGIA INFORMAȚIEI

Proiect 1

Generator semnal sinusoidal de audio frecvență

Student:Grupa:

2011-2012

Coordonator Științific:

Prof. Dr. Ing. Dragoș Dobrescu

2011-2012 GENERATOR SEMNAL SINUSOIDAL DE AUDIO FRECVENȚĂ

CUPRINS

Cuprins 1

Obiective 2

Sursa de alimentare stabilizată 3

Rețele de reacție 5

Oscilatorul 8

Etajul de ieșire 9

Concluzii 11

Bibliografie 12

ANEXĂ: Schema electrică completă 13

ANEXĂ: Lista de materiale 14

1 ANEXĂ: Lista de materiale

GENERATOR SEMNAL SINUSOIDAL DE AUDIO FRECVENȚĂ 2011-2012

OBIECTIVE

Scopul proiectului e de a elabora un generator de semnal sinusoidal de audio frecvență, 30Hz – 28kHz, compus din 3 module (fig. 1): sursa de alimentare stabilizată, oscilatorul și etajul de ieșire. Sursa de alimentare furnizează la ieșire o tensiune stabilizată de 10V necesară funcționării oscilatorului și etajului de ieșire. Amplitudinea oscilațiilor la ieșire din oscilator e fixă și are valoarea de 2,5V, însă frecvența poate fi reglată în trepte: 30Hz – 300Hz, 300Hz – 3kHz, 3kHz – 28kHz și fin pe fiecare dintre aceste intervale. Etajul de ieșire realizează adaptare la rezistența de sarcină, dar permite și reglarea amplitudini oscilațiilor în trepte: 3mV – 30mV, 30mV – 300mV, 300mV – 4V.

Fig. 1. Schema bloc generală


R 15 0

B 3

E ta j d e I e s ire

Vos

c V ou tV C C

V 1

B 1

S u rs a s t a b iliza t a

V C CV in

B 2

O s c ila to r

Vos

c

V C C


SURSĂ DE ALIMENTARE STABILIZATĂ

Sursa de alimentare e constituită din patru blocuri distincte, fig. 2. Primul bloc e transformatorul T1 ce are ca scop diminuarea tensiunii alternative de rețea 220V la una 12V în cazul nostru. Această tensiune este apoi redresată cu o punte de diode D1 și filtrată de condensatorul C1 ca în rezultat să obținem o pulsație la ieșire mult mai mică. Stabilizatorul diminuează și mai mult pulsația până la niște valori ce nu vor introduce un zgomot esențial în oscilator. Comparatorul U2A compară tensiunea de la ieșirea VCC printr-un divizor de tensiune format din rezistențele R3 și R2 cu căderea de tensiunea pe o dioda de referință D2(2,5V). Configurarea din schemă ne permite să obținem la ieșire o tensiune mai mare ca cea de pe dioda de referința, raportul fiind raportul rezistențelor R3 și R2. Pentru ca tensiunea de la ieșire să fie cât mai apropiata de 10V toleranța rezistențelor R2 și R3 nu trebuie să de pășească 1%.

V CC=(1+ R3R2

) ∙V D2

Tensiunea pe dioda D2 e dependenta de curentul ce trece prin ea care este dat de rezistenta R1 și de tensiunea de alimentare a circuitului. Dar așa cum la intrare avem pulsații destul de mari rezultă ca și tensiunea VD2 nu va fi constantă. Pentru diminuarea variațiilor VD2

folosim un filtru trece jos format din R1 și C2 cu constanta de timp τ=0,47 s, mult mai mare ca perioada pulsațiilor T=0,01 s.

Randamentul acestei surse e destul de mic și este datorat faptului că surplusul de tensiune este preluat de tranzistorul Q1 și transformat în căldură. Rezultă puterea disipată de tranzistor

P=(V ¿−V CC ) ∙ IOUT

Putem obține randamentul cel mai ridicat când diferența VIN – VCC este mică și în urma pulsațiilor rămâne mai mare ca VCEsat.

Fig. 2. Schema electrică a sursei de alimentare


V 12 2 0 V

R 11 0 k

V C C

U 2 A

L M 3 2 4

1

3

2

411

O U T

+

-

V+

V-D 2

L M 3 8 5

Q 12 N 3 9 0 4

C 1

6 8 0 0 u FR 3 7 5 k-

+D 1

P U N TE

1

4

3

2

T1

TR A N S F O R M A TO R

1 5

4 8

C 24 7 u F

R 22 4 . 9 k

F I L TR U S TA B I L I Z A TO R


În fig. 3 este prezentată simularea stabilizatorului, observăm ca pulsația de la ieșire este cu mult mai mică ca cea de la intrare.

Fig. 3. Simularea stabilizatorului

Iar în practică putem folosi un stabilizator integrat LM317 prezentat în fig. 4. Tensiunea de ieșire este dată de divizorul de tensiune construit din rezistentele R2 și R1 ce se calculează conform formulei.

V OUT=V REF ∙(1+ R1R2 )



Pentru LM317 VREF = 1,25V deci ne rezultă o tensiune la ieșire de 10,2V. Condensatorul C2 realizează o filtrare ulterioară a ondulațiilor de frecvențe mari. Circuitul integrat poate accepta la intrare orice tensiune cuprinsă intre 40V si VOUT + 2V, în cazul în care puterea disipată de U2 este mare, se recomandă montarea pe un radiator.

Fig. 4. Sursă de alimentare cu stabilizator integrat


U 2

L M 3 1 73

1

2V in

Adj V o u t

R 18 . 87 k

-+D 1

P U N TE

14

32

C 20 . 1 u F

F IL TR U

C 1

6 8 0 0 u F

R 21 . 2 4 k

T1

TR A N S F O R M A TO R

1 5

4 8

V C C

V 12 2 0 V


REȚELE DE REACȚIE

REȚEAUA DUBLU-GAMMA

Schema rețelei dublu gamma este:

Funcția de transfer a acestui circuit:

Fw (ω )=V 2

V 1=V 2

V⋅VV 1

V 2

V=

1jω C2

R2+1

jω C2

= 11+ jω C2R2

VV 1

= Z

Z+ 1jω C1 unde

Z=R1‖(R2+1

jω C2) Z=

R1(R2+1

jω C2)

R1+R2+1

jω C2

=R1(1+ jω C2R2 )

1+ jω C2(R1+R2)

,

VV 1

=jω C1Z1+ jω C1 Z

=jω C1R1(1+ jω C2R2 )1+ jω C2(R1+R2 )+ jω C1R1(1+ jω C2R2 )

Obținem expresia funcției de transfer este:

β (ω )= 1

1+C2

C1+C2R2

C1R1+ j(ω C2R2−

1ω C1R1

).

Cu modulul:

|Fw (ω)|= 1

√(1+C2

C1+C2R2

C1R1)2+(ω C2R2−

1ω C1R1

)2

.

Maximul funcției se obține când a doua paranteză se anulează de sub radical se anulează,

adică pentru ω0=

1√R1R2C1C2 , de unde

f 0=1

2π√R1R2C1C2 .


R 1

C 1

V 2 C 2 V 2V

R 2


În cazul particular R1 = R2 = R și C1 = C2 = C relațiile devin:

ω0=1

RC , f 0=

12π RC ,

|β (ω0)|=13

REȚEAUA WIEN

Rețeaua Wien este cel mai folosit circuit de reacție pozitivă din oscilatoarele RC. Comportarea in frecventă a circuitului poate fi intuită ținând cont că la frecvențe joase condensatorul C1 reprezintă o întrerupere , iar la frecvențe înalte C2 scurtcircuitează la masă semnalul de la ieșire. Astfel la frecvențe extreme circuitul are caracteristica de transfer nulă

în sensul că la aceste frecvențe circuitul nu lasă să treacă nimic.

Funcția de transfer a rețelei Wien are expresia:

Fw (ω )=V 2

V 1=

R2‖1

jω C2

R1+1

jω C1+R2‖

1jω C2

=

R2

1+ jω C2R2

R2+1

jω C1+

R2

1+ jω C2R2 ⇒

Fw (ω )= 1

1+R1

R2+C2

C1+ j(ω R1C2−

1ω R2C1 )

modulul acesteia fiind:


C 2 V 2V 1

C 1 R 1

R 2


|Fw (ω)|= 1

√(1+R1

R2+C2

C1 )2

+(ω R1C2−1

ω R2C1 )2

care prezintă un maxim

de valoare

1

1+R1

R2+C1

C2 pentru ω0=

1√R1R2C1C2

În cazul particular în care R1 = R2 = R și C1 = C2 = C relațiile devin:

Fw (ω0 )=13 , ω0=

1RC ,

f 0=1

2π RC

OSCILATORUL

Fiindcă folosim o sursă unipolară și având necesitatea ca oscilațiile să se producă în jurul punctului de 5V, jumătate din tensiunea de alimentare, creăm un punct de referințe cu ajutorul unui divizor de tensiune și un buffer, fig. 5. Divizorul format din R4 și R5 ne dă jumătate din tensiunea de alimentare care mai apoi este separată printr-un buffer pentru o stabilitate mai bună.

Fig. 5. Punct virtual de referință

Oscilatorul propriu-zis este prezentat în fig. 6, alcătuit din reacția pozitivă, puntea Wien, formată din rezistoarele R6 cu R8 (potențiometru dublu), R7, R11 și condensatoarele C3 – C8. Comutatorul SW1 setează banda frecvențelor de lucru:

C3 și C6 – 30Hz … 300Hz C4 și C7 – 300Hz … 3kHz


R 41 0 k

V C C

R 51 0 k

U 1 B

LM 3 2 4

7

5

6

411

O U T

+

-

V+

V-

V C C


C5 și C8 – 3kHz … 28kHz

Frecvența se calculează cu formula:

f= 12πRC

Unde R e R6 + R7, iar C condensatorul selectat de comutatorul SW1. Luând în considerare ca componentele prezintă o toleranța le-am ales în așa mod încât să avem o suprapunere mică a benzilor pentru a evita ca frecvențele din apropierea marginilor de bandă să nu poată fi selectate. Comutatorul SW1 selectează brut, iar potențiometrul dublu format din R6 și R8 ajustează fin.

Reacția negativă formată din R9, R12, R13 și J1 impune o amplificare de valoare 3 necesară menținerii oscilațiilor la o valoare fixă. Tranzistorul TECJ J1 este polarizat în zona lineară, deci funcționează ca un rezistor variabil, cu scopul obținerii unei amplificări fixe. Rezistoarele R14 și R17 liniarizează dependența rezistenței canalului de tensiunea porții cu scopul diminuării zgomotului. Dioda D3 cu condensatorul C9 formează un detector de vârf care este comparat cu tensiunea de referință dată de D5, iar în urma comparării se ajustează amplificarea dată de reacția negativă. Constanta de timp formată cu C9 și R18 a fost aleasa mult mai mare ca perioada celei mai mici frecvențe la care va oscila.

Fig. 6. Oscilator sinusoidal cu punte Wien


R 1 11 . 3 k

R 1 0

1 kR 1 21 0 k

R 7 1 . 3 k

C 4

4 7 n

D 4

D 1 N 4 1 4 8

U 1 D

L M 3 2 4

14

1 2

1 3

411

O U T

+

-

V+

V-

C 5

4 . 7 n

C 7

4 7 n

R 1 7 1 0 0 k

J 1J 2 N 3 8 19

V o s c

R 8 1 0 k

R 6 1 0 k

D 5L M 3 8 5

C 6

4 7 0 n

R 1 32 . 7 k

R 1 5 1 0 0 k

S W 1

1

236 7

8

45

V C C

R 1 81 0 0 k

V C C

U 1 C

L M 3 24

8

1 0

9

411

O U T

+

-

V+

V-

D 3D 1 N 4 1 48

C 94 . 7 u F

R 1 4 1 0 0 k

C 3

4 7 0 n

R 1 61 0k

R 9

2 4 k

C 8

4 . 7 n

V C C


Figura 7 prezintă oscilațiile obținute de amplitudine constantă, 2.5V, valoarea tensiunii de referința dată de dioda D5 cu care sa comparat amplitudinea de la ieșire.

Fig. 7. Simularea oscilatorului

ETAJUL DE IEȘIRE

La ieșire folosim un atenuator calibrat ce poate fi reglat brut cu ajutorul comutatorului SW1 și fin prin potențiometrul R20. Relația amplificării este

A=−V ¿R19+R20

R

Unde R este valoarea rezistorului selectată de comutator. Condensatorul C10 este folosit pentru a elimina componenta continua de la ieșire, iar valoarea lui a fost aleasă în așa mod încât impedanța sa la cea mai joasă frecvența să fie mult mai mică decât impedanța de sarcină.

Folosim la ieșire un tranzistor deoarece curentul consumat de sarcină e mult peste curentul maxim de ieșire furnizat de un amplificator operațional.

Fig. 8. Atenuator calibrat


S W 2

1234

V o s c

R 2 1 8 2 5 k

C 1 0

1 0 0 u F

R 2 2 8 2 . 5 k

R 1 9 1 k

V C C

U 2 A

L M 3 2 4

1

3

2

411

O U T

+

-

V+

V-

R 2 3 8 . 2 5 k

V C C

Q 2

Q 2 N 3 9 0 4

R L5 0

R 2 0 1 0 k




CONCLUZII

Generatorul semnal sinusoidal de frecvență audio a fost proiectat folosind componente ușor accesibile prin urmare performanțele și precizia au fost afectate. Îmbunătățiri pot fi obținute folosind amplificatoare de instrumentație cu tensiune de offset mici și cu zgomot mult mai mic. La fel pentru minimizarea zgomotului trebuie înlocuit tranzistorul JFET J1 cu unul ce are un zgomot termic mult mai mic. Diodele D4 și D3 ce realizează detectarea amplitudinii de vârf a oscilatorului pot fi înlocuite cu 2 tranzistoare aflate în aceeași capsulă cu baza conectată la colector. O altă măsură pentru îmbunătățirea caracteristicilor ar fi utilizarea unor tensiuni de referința mult mai stabile cu temperatura și cu curentul de polarizare. Precizia selecției benzilor de frecvență este dependentă de toleranțele condensatoarelor, ce se cunosc că au o toleranța mare și în plus ar trebui de luat în calcul si factorul de calitatea la frecvențele de lucru.

Cu timpul pot apărea probleme datorită comutatoarelor, care cu timpul își pot mari rezistența de contact afectând caracteristicile oscilatorului. E posibil să se întâmple acest lucru și cu borna de contact a rezistenței de sarcină.

La proiectare sa ținut cont de simplitatea realizării și utilizarea componentelor ușor accesibile, astfel obținându-se un raport preț calitate bun.



BIBLIOGRAFIE

1. LM317 3-Terminal Adjustable Regulatorhttp://www.ti.com/lit/ds/symlink/lm117.pdf

2. National Application Note 31 Op Amp Circuit Collectionhttp://www.ti.com/lit/an/snla140a/snla140a.pdf

3. The Art of Electronics, Second Edition, 1989, Paul Horowitz, Winfield Hill.

4. Standard EIA Decade Resistor Values Tablehttp://www.logwell.com/tech/components/resistor_values.html


http://www.logwell.com/tech/components/resistor_values.html

http://www.ti.com/lit/an/snla140a/snla140a.pdf

http://www.ti.com/lit/ds/symlink/lm117.pdf


ANEXĂ: SCHEMA ELECTRICĂ COMPLETĂ


R18

100k

-+

D1

PU

NTE

1

4

3

2

D4

D1N

4148

D5

LM38

5R

132.

7k

C4

47n

R6

10k

SW

2

1234

VC

CQ

12N

3904

SW

1

1

236

7

8

45

R15

100k

Vos

c

C7

47n

R12

10k

U1B

LM32

4

7

5 6

4 11

OU

T

+ -

V+ V-

U1C

LM32

4

8

10 9

4 11

OU

T

+ -

V+ V-

VC

C

J1J2

N38

19

C8

4.7n

FIL

TRU

R21

825k

U1A

LM32

4

1

3 2

4 11

OU

T

+ -

V+ V-

R16

10k

Vos

c

R2

24.9

k

VC

C

C10 10

0uF

V1

220V

R7

1.3k

D3

D1N

4148

R22

82.5

k

R19

1k

D2

LM38

5

STA

BIL

IZA

TOR

C2

47uF

R8

10k

VC

C

C6

470n

R5

10k

R11 1.

3k

U2A

LM32

4

1

3 2

4 11

OU

T

+ -

V+ V-

R17

100k

VC

C

R23

8.25

k

VC

C

C5

4.7n

Q2

Q2N

3904

R10 1k

VC

C

C9

4.7u

F

C1

6800

uF

RL

50

C3

470n

U1D

LM32

4

14

12 13

4 11

OU

T

+ -

V+ V-

R9

24k

R1

10k

T1

TRA

NS

FO

RM

ATO

R

15

48

R4

10k

R14

100k

VC

C

R3

75k

R20

10k


ANEXĂ: LISTA DE MATERIALE

Nr. Cantitate Componenta Valoare Nota1 1 C1 6800uF2 1 C2 47uF3 2 C6,C3 470n4 2 C7,C4 47n5 2 C5,C8 4.7n6 1 C9 4.7uF7 1 C10 100uF8 1 D1 PUNTE9 2 D2,D5 LM385

10 2 D3,D4 D1N414811 1 J1 J2N381912 1 Q1,Q2 2N390413 1 RL 50 5%14 8 R1,R4,R5,R6,R8,R12,R16,R20 10k 5%15 1 R2 24.9k 1%16 1 R3 75k 1%17 2 R7,R11 1.3k 5%18 1 R9 24k 5%19 2 R10,R19 1k 5%20 1 R13 2.7k 5%21 4 R14,R15,R17,R18 100k 5%22 1 R21 825k 1%23 1 R22 82.5k 1%24 1 R23 8.25k 1%25 1 SW1 SW SLIDE-DP3T26 1 SW2 SW SLIDE-DP3T27 1 T1 TRANSFORMATOR28 2 U1,U2 LM324


Date post:	10-Feb-2016
Category:	Documents
Upload:	roxana-daniela
View:	68 times
Download:	5 times

Proiect generare de semnal

Documents