UNIVERSITATEA “POLITEHNICA” din BUCUREŞTIFACULTATE DE ELECTRONICĂ, TELECOMUNICAŢII şi TEHNOLOGIA INFORMAŢIEI

PROIECTla disciplina

Dispozitive şi Circuite Electronice

Conducător Ştiinţific: Student:Prof. Dr. Ing. Dragoş Dobrescu Roman Andrei George

Grupa 435F

2006/2007

Sursa de alimentare stabilizată

+ A.O.-

Reţea de reacţie pozitivă(Wien)

Reţea de reacţie negativă

cu tranzistor TEC-J

EtajDe iesire

RL

220V50Hz

–10V

+10V

±10V

+15V

Scopul acestei lucrări este proiectarea unui generator de semnal sinusoidal pentru domeniul de audiofrecvenţă.

I. Prezentare generală

Generatorul este format din următoarele blocuri:– un oscilator realizat cu un circuit Amplificator Operaţional având frecvenţa reglabilă

pe 3 biti intre 7...7.1kHz– un etaj de iesire care permite reglarea amplitudinii semnalului– o sursă de alimentare stabilizată care alimentează Amplificatorul Operaţional cu o

tensiune bipolară ±10V şi etajul de iesire.

Fig. 1. Schema bloc a generatorului de semnal sinusoidal

II. OscilatorulII.1. Amplificatorul Operaţional

Circuitul principal al generatorului este oscilatorul realizat cu amplificatorul operaţional cu reacţie negativă. Amplificatorul operaţional are doua intrări: una inversoare, notata pe schema cu “-”, şi una neinversoare notată pe schemă cu “+“. La ieşirea amplificatorului se va regăsi diferenţa semnalelor de la intrare, amplificată:

Uies= A(Uin+-Uin

-)Unde:

Uies este tensiunea la ieşirea amplificatoruluiUin

+ tensiunea la borna neinversoareUin

- tensiunea la borna inversoare A amplificarea A.O.

Amplificatorul operaţional este de tip UA741CN, produs de ST Microeletronics în capsula DIP cu 8 pini, având următorii parametri mai importanţi:

Simbol ParametruValoare

U.m.Min. Tip. Max.

VCC Tensiunea de alimetare ±22 VVid Tensiunea de intrare diferentială ±30 VVi Tensiunea de intrare ±15 VPtot Puterea disipată 500 mWToper Temperatura de operare 0 +70 °CAvd Amplificarea de semnal mare

Vo=±10V, RL=2KΩ, Tamb=+25°C50 200 V/mV

ICC Curentul de alimentarefără sarcină, Tamb=+25°C

1,7 2,8 mA

IOS Curentul de ieşire în scurt circuit 10 25 40 mARi Rezistenţa de intrare 0,3 2 MΩRo Rezistenţa de ieşire f=20KHz 2 Ω

II.2. Reacţia pozitivă

Oscilatorul este format din Amplificatorul Operaţional cu reacţie negativă si un circuit de reacţie pozitivă, în funcţie de care sunt amplificate semnalele cu anumite frecvenţe, iar altele sunt atenuate.

Există mai multe tipuri de circuite folosite în reacţia pozitivă, dintre aceste vom aminti doar 3, din care vom alege una pentru realizarea proiectului. Aceste circuite lasă sa treacă semnale cu frecvenţa numai într-o anumită bandă de frecvenţă, de aceea se mai numesc şi filtre trece bandă, şi nu introduc nici o defazare semnalului.

Pentru aceste circuite de o importanţă deosebită sunt expresiile funcţiei de transfer β(ω) şi frecvenţa de lucru. Şi defazarea este importantă, insă aşa cum am precizat defazarea în cazul acestor circuite este nulă, fiind folosite pe intrarea neinversoare a amplificatorului operaţional, care deci nu introduce nici el defazare. Există şi circuite formate din celule care au rol de filtru trece jos sau trece sus – lasă sa treacă semnalele cu frecvenţa mai mică, respectiv mai mare decât frecvenţa de lucru –, care introduc o defazare de 180° şi care se conectează pe intrarea inversoare a amplificatorului, astfel încât cu defazarea suplimentară de 180° introdusă de amplificator, la ieşire semnalul să fie în fază cu semnalul de la intrare.

Funcţia de transfer este definită ca raportul dintre tensiunea de la ieşirea şi tensiunea de la

intrarea circuitului , în timp ce frecvenţa de lucru este definită, în cazul filtrelor trece

bandă, drept frecvenţa la care funcţia de transfer are un maxim global.

II.2.1 Reţeaua Wien

Reţeaua Wien, este cel mai folosit circuit RC pentru reacţia pozitivă din oscilatoare.

ω0

ω0

φ(ω)

90°

–90°

2

1

2

1

CC

RR

1

1

β(ω)

Fig. 5. Reţeaua Wien Funcţia de transfer a reţelei Wien are expresia:

modulul acesteia fiind:

care prezintă un maxim de valoare

pentru

În cazul particular în care R1 = R2 = R şi C1 = C2 = C relaţiile devin:

, ,

În proiectarea oscilatorului vom folosi acest caz particular deoarece rapoartele şi

trebuie sa fie constante şi asta ar face acordul oscilatorului mai dificil.

Fig. 6. Caracteristicile de transfer şi faza a reţelei Wien

De o importanţă deosebită sunt şi aspectele legate de impedanţele de intrare şi ieşire ale reţelei Wien , care trebuie să satisfacă anumite relaţii împreună cu impedanţele de intrare , respectiv de ieşire ale amplificatorului . Aceste relaţii sunt legate de condiţiile de idealitate în care a fost dedusă analitic caracteristica de transfer a reţelei . În aceste condiţii de idealitate , impedanţa de ieşire a amplificatorului (considerat ca generatorul care atacă reţeaua) a fost considerată nulă , iar impedanţa de intrare la borna neinversoare a amplificatorului (considerată ca sarcină a reţelei Wien) a fost considerată infinit de mare (reţeaua în gol). Cum aceste valori nu pot fi obţinute practic , se va căuta ca rezistentele de intrare , respectiv ieşire ale amplificatorului să satisfacă condiţiile de idealitate prin inegalităţile:

Ramplificatoriesire<< RWien

intrare

Ramplificatorintrare>>RWien

iesire

Se calculează analitic impedanţele de intrare ale reţelei Wien la w0:

RWienintrare=3R

RWieniesire=

Astfel se va proiecta oscilatorul, astfel încât condiţiile de mai sus să fie îndeplinite. Realizarea unei reţele Wien a cărei frecvente f0 să poată fi reglată în cazul nostru pe 3 biti, intre 7kHz si 7.1kHz se va face prin adaugarea in serie cu rezistenta Rmin (la care se obtine fmax=7.1kHz) a cate 3 rezistente in serie cu Rmin, fiecare avand in paralel cate un comutator, in total 6 comutatoare, dar acestea vor comuta sincron, 2 cate 2, pe rezistentele corespunzatoare. fmin de 7 kHz se va atinge cand toate comutatoarele sunt inchise (cele 3 rezistente sunt scurtcircuitate), iar frecenta maxima se atinge atunci cand toate comutatoarele sunt deschise.

fmin= si fmax= .

1000rd

(Ω)

VGS (V)

500

200

100

0,4 0,8 1,2 1,6 2

Fig. 9. Caracteristica rd - VGS pentru BF256

II.2.2. Proiectarea Reţelei Wien:

Rezistenta minima a retelei Wien o alegem de 10k. Alegem o rezistenta RBC de 2.5W cu toleranta 1% ( E96 ) .

Calculam condensatorul retelei Wien:

C= == 1/(2*3.14*10000*7100)=2.2410-9F=2.24nF

Alegem C=2.24F1%.Pentru calcularea rezistentelor (adaugate pentru reglarea in trepte a frecventei)

R1+R2+R3= -Rmin=1/(2*3.14*2.24*10-9*7000)=150

Alegem R1=15 , R2=35 , R3=100 cu o toleranta de 1%.

II.4. Reţeaua negativă

Fig. 8. Reţeaua de reacţie negativă

Acest circuit este realizat cu un tranzistor TEC-J şi are rolul de a menţine amplificarea circuitului la valoarea 3 atunci când semnalul la ieşire este de 4V, în conformitate cu relaţia lui Barkhausen. Atunci când semnalul de ieşire tinde să crească , amplificarea circuitului scade, iar cănd semnalul scade, amplificarea creşte.

Pentru tensiuni de drenă-sursă mici (mai mici de 0,4V pentru tranzistoarele de mică putere) tranzistorul se comportă ca o rezistenţă dependentă de tensiunea VGS:

cu

Reacţia negativă este realizată folosind un divizor de tensiune format din R16 şi R15+rd unde rd este rezistenţa canalului tranzistorului TEC-J, care aşa cum am expus mai sus este dependentă de tensiunea VGS în anumite condiţii.

Vom folosi un tranzistor BF256 cu VT=2V, IDSS=10mA.

Dacă VGS=KVo , (K subunitar) atunci rd este o funcţie crescătoare de Vo.

Tensiunea VGS se obţine din tensiunea sinusoidală de la ieşire, folosind un redresor monoalternanţă (realizat cu dioda D12

de tip 1N4148) cu filtru capacitiv (R16, C18), astfel încât pentru foR16C18>>1 rezultă VGS=KVo.

Dacă alegem rezultă

VGS=0,4V şi rd=125Ω. Amplitudinea tensiunii drenă-sursă se determină cu expresia:

şi ţinând cont că VDS<0,4V rezultă R15=330Ω, iar din condiţia R-

16=2(R15+rd) rezultă R16=910Ω.Alegem R18=10KΩ şi din condiţia filtrului capacitiv f0R18C18>>1 rezultă C18=470μF.

Potenţiometrul R18 are dublu rol în acest circuit, făcând parte din filtrul capacitiv şi în acelaşi timp din el se realizează reglajul tensiunii grilă-sursă a tranzistorului pentru ca rezistoarele R15 şi R16 să aibă valori standardizate.

Imediat după alimentarea cu tensiune continuă a oscilatorului V0=0V şi rd=rd0=100Ω, ceea ce înseamnă că amplificarea este mai mare de 3, ceea ce înseamnă ca oscilatorul îndeplineşte condiţia pentru apariţia oscilaţiilor. După ce tensiunea de la ieşire ajunge la 4V, rezistenţa canalului tranzistorului creşte la 125Ω şi este îndeplinită condiţia lui Barkhausen, ceea ce înseamnă că semnalul nu va mai creşte în tensiune. Dacă ar creşte semnalul de ieşire la V0=6V, atunci VGS=0,6V şi din formula dependenţei rezistenţei canalului de tensiunea grilă-sursă, rd= 143Ω şi amplificarea scade la 2,92 ceea ce înseamnă că amplitudinea oscilaţiilor scade până se revine la 4V.

III. BufferulIII.1. Atenuatorul

Atenuatorul este un circuit realizat cu celule „pi”, al cărui rol este de a permite reglarea în trepte şi fin a amplitudinii semnalului preluat de la oscilator. Schema acestui circuit este cea de mai jos:

Fig. 11. Atenuatorul cu celule „pi”

Atenuatorul trebuie să permită reglarea amplitudinii între 3mV şi valoarea maximă a semnalului de la oscilator, 4V. Pentru aceasta am împărţit gama în 3 benzi astfel:

Banda I: 4V…400mV Banda II: 400mV…40mV

Banda III: 40mV…3mV

Aşa cum se poate observa şi din schemă rezistenţele R21…R25 formează un divizor de tensiune în trepte decadice. Aceste rezistenţe realizează reglajul în trepte a tensiunii, în timp ce potenţiometrul R20 şi rezistenţele R26…R29 formează încă un divizor de tensiune, care însă permite reglajul fin al amplitudinii semnalului. Acest divizor ia tensiunea de la primul divizor, care reprezintă tensiunea maximă a benzii alese şi o micşorează până la tensiunea minimă a benzii dată de rezistenţele R26…R29.

Am plecat la proiectarea atenuatorului de la alegerea rezistenţei R25 de 1KΩ, de pe care se va prelua tensiunea de 40mV. Ştiind că aceasta provine din tensiunea de 400mV, divizată prin 10, am calculat cealaltă rezistenţă din divizor, care trebuie să fie de 9 ori mai mare decât R25 deci trebuie să aibă 9KΩ, valoare obţinută prin înserierea unei rezistenţe de 6,8KΩ cu una de 2,2K.

Tensiunea de 400mV se obţine din cei 4V furnizaţi de oscilator tot printr-un divizor cu

raportul de divizare . Tensiunea de 400mV se culege de pe rezistenţele R23+R24+R25 care însumate

dau 10KΩ şi deci cealaltă rezistenţă a divizorului trebuie să aibă valoarea 90KΩ, valoare obţinută din două rezistenţe înseriate de 82KΩ şi 8,2KΩ. Astfel s-a obţinut un divizor de tensiune în 3 trepte cu

rapoartele de divizare de şi .

Pentru cel de-al doilea divizor, din care se face reglajul fin, se alege un potenţiometru de 10KΩ. Ştim că atunci când cursorul potenţiometrului este la minim, tensiunea la ieşirea atenuatorului este chiar tensiunea maximă a gamei, adică tensiunea dată de primul divizor. Când potenţiometrul are cursorul la maxim, deci rezistenţa maximă, tensiunea la ieşirea atenuatorului trebuie sa fie minimă, în acest caz :

unde U1 este tensiunea de la ieşirea atenuatorului

U2 este tensiunea maximă din gamăR este valoarea rezistenţei fixe din divizorul de tensiuneP este valoarea potenţiometrului în cazul cel mai defavorabil

Din această ecuaţie se scoate R şi se obţine: Banda I R=1KΩ, astfel tensiunea minimă la ieşirea atenuatorului în

cazul cel mai defavorabil este de 400mV, iar în cazul în care componentele au valorile nominale tensiunea este de 364mV

Banda II R=1KΩ, şi tensiunea minimă în cazul cel mai defavorabil este de 40mV şi în cazul în care componentele au valori nominale de 36,4mV

Banda III R=720Ω, obţinută din două rezistenţe de 620Ω şi 100Ω înseriate. Tensiunea minimă în cazul cel mai defavorabil este de 2,96mV, iar în cazul în care componentele au valorile nominale tensiunea este de 2,69mV

III.2. Bufferul

Bufferul este un etaj de amplificare care are rolul de a realiza adaptarea de impedanţă între ieşirea atenuatorului şi rezistenţa de sarcină. Aceste etaj este necesar deoarece sarcina, considerată pur rezistivă, are o valoarea mică – 50Ω – şi în consecinţă la valoarea maximă a amplitudinii semnalului prin aceasta va trece un curent cu o amplitudine de 80mA, mult peste valoarea curentului pe care oscilatorul o poate genera, care este de maxim 25mA când ieşirea acestuia este scurtcircuitată.

Acest etaj este realizat cu un tranzistor în conexiune colector comun, despre care se ştie că se comportă din punct de vedere al impedanţelor de intrare şi ieşire ca un amplificator ideal de

tensiune, are impedanţa de intrare mare şi impedanţa de ieşire mică, dar are amplificarea în tensiune apropiată de 1, şi amplificarea în curent mare. Aceste caracteristici face acest etaj ideal pentru scopurile propuse.

Fig. 12. Bufferul cu tranzistor în conexiune colector comun

Aşa cum se poate observa şi din schemă tranzistorul Q31 este în conexiune colector comun, în timp ce tranzistorul Q32 formează o sursă de curent constant care variază cu cel mult ±8% în gama de temperaturi 0°C – 60°C. Sursa de curent compensată cu temperatura este importantă dată fiind variaţia puternică a parametrilor tranzistorului cu temperatura care ar afecta stabilitatea circuitului şi ar putea duce în anumite cazuri la intrarea în blocaj sau saturaţie a tranzistorului Q31.

Pentru a păstra la ieşire forma sinusoidală a semnalului de intrare se impune o funcţionare a tranzistorului Q31 în regiunea activă normală. Pentru a se evita intrarea în blocare se impune ca IC>Ic, iar pentru a evita intrarea în saturaţie trebuie ca VCE>Vce+VCEsat, unde IC şi VCE sunt valorile din punctul static de funcţionare, iar Ic şi Vce sunt amplitudinile semnalului pentru curentul de colector respectiv pentru tensiunea colector-emitor.

Cum şi Vce=VO condiţiile pentru punctul static de funcţionare devin:

Alegem punctul static de funcţionare în IC=100mA şi VCE=5V. Pentru alegerea tipului de tranzistor se are în vedere că:

Cunoscând acestea alegem un tranzistor de audiofrecvenţă BC337-40 produs de Motorola având principalii parametri:

Simbol ParametruValoare

U.m.Min. Tipic Max.

VCES Tensiunea colector-emitor 50 V

VCEO Tensiunea colector-emitor 45 VVEBO Tensiunea emitor-bază 5 VICM Curentul de colector maxim 1 AIB Curentul de bază 100 mAPd Puterea maximă disipată 625 mWhFE Amplificarea 250 400 630fT Frecvenţa de tăiere 100 MHz

Sursa curent va fi realizată cu acelaşi tip de tranzistor polarizat în acelaşi punct static de funcţionare. Trebuie determinate valorile rezistenţelor R33, R34 şi RE astfel încât în punctul static de funcţionare curentul de colector să nu varieze cu mai mult de 8% în gama de temperaturi aleasă. Limitele impuse au rolul de a asigura funcţionarea tranzistorului Q31 în regiunea activă normală în toată gama de temperaturi şi de asemenea variaţiile reduse ale curentului de colector se traduc într-o variaţie redusă a parametrilor tranzistorilor.

Din schema de curent continuu se observă ca:

Din catalog rezultă la T=T0 şi IC=100mA, βF=400 cu o dispersie între βFm=250 şi βFM=630 şi VBE=0,7V cu o dispersie tehnologică de la VBEm=0,6V la VBEM=1,1V.

IC este maxim când βF are cea mai mare valoare, iar VBE

valoarea cea mai scăzută. La T=TM din calcule se obţin următoarele valori pentru βF şi VBE:

Similar IC este minim la temperatura Tm când βF este minim şi VBE este maxim:

Din aceste relaţii prin scădere rezultă ecuaţia:

din care rezultă:

în care punând condiţia ca ICM sa fie cu

8% mai mare decât IC şi ICm cu 8% mai mic decât IC se calculează RBB=568Ω. Se aleg valorile standard pentru R34 şi R33 910Ω şi respectiv 1,5KΩ. Aceleaşi valori le vor avea si rezistenţele R31 şi R32 care polarizează tranzistorul în conexiune colector comun.

RE rezultă din condiţia ca pe ea să nu cadă o tensiune mai mare de VCE de 50Ω şi dată fiind valoarea sa mică puterea disipată Pd=5V·0,1A=0,5W.

Fig. 13. Circuit pentru calculul punctului static de funcţionare

Tensiunea de alimentare a circuitului este: .Cu aceste date rezultă că IC variază între 104,5mA şi 88,6mA. Se observă că pentru valoarea

minimă este îndeplinită condiţia ca tranzistorii să nu intre în blocare.Calculele de curent alternativ presupun mai întâi calculul parametrilor hibrizi:

, dat din catalog

Rezistenţa de ieşire a sursei de curent constant ne dă:

Din aceste date numerice rezultă că circuitul îndeplineşte condiţiile de regim dinamic cerute etajelor de ieşire. Fără a modifica forma şi mărimea semnalului aplicat la intrare etajul realizează o transformare de rezistenţă care îi permite să fie atacat în tensiune şi respectiv să se comporte la bornele sarcinii ca un generator de tensiune.

Fig. 14. Schema atenuatorului cu buffer

IV. Sursa de alimentare

Sursa de alimentare va asigura cele doua tensiuni de alimentare pentru amplificatorul operaţional şi tensiunea de alimentare pentru etajul de amplificare final, direct de la reţeaua de 220V. Sursa este formată aşa cum se vede şi din schema bloc dintr-un transformator care coboară tensiunea de la reţea la 12V pentru sursa amplificatorului operaţional, respectiv 18V pentru alimentarea bufferului. Această tensiune este transformată din curent alternativ în curent continuu în etajul de redresare şi filtrare şi apoi este stabilizat pentru a evita variaţia tensiunii cu sarcina.

Fig. 15. Schema bloc a sursei de alimentare IV.1. Transformatorul

Rolul transformatorului este de a reduce tensiunea furnizată de reţeaua de curent electric la valorile necesare pentru circuitul de redresare.

Transformatorul va fi confectionat din tole “E+I” care au cotele standard in figura:

În proiectarea transformatorului vom pleca de la următoarele date iniţiale:Simbol Parametru Valoare U.m.

U1 Tensiunea reţelei de curent electric 220 Vf Frecvenţa reţelei de curent electric 50 Hz

U21 Tensiunea din secundarul 1 18 VI21 Curentul din secundarul 1 200 mA

U22,U23 Tensiunile din secundarul 2 12 VI22, I23 Curenţii din secundarul 2 50 mA

Transformator220V

Redresor +Filtru

Redresor +Filtru

Stabilizator ±10V

Stabilizator +15V

Fig. 16. Dimensiunile tolei STAS economice (E+I)

Folosind aceste date se calculează parametrii transformatorului pentru varianta de proiectare „fără izolaţie între straturi”.

Puterea totală absorbită din secundar: P2=U21I21+2U22I22=18·0,2+2·12·0,05=4,8W

Puterea absorbită din primar pentru η=0,85:

Secţiunea miezului magnetic:

Numărul de spire pe volt necesare:

Numărul de spire din primar: Numărul de spire din cele 2 secundare:

Curentul din înfăşurarea primară:

Diametrele conductorilor de bobinaj: din primar:

din secundar:

Se aleg diametrele standardizate: d1=0,1mm; d21=0,3mm; d22=0,15mmAriile ocupate de înfăşurări în fereastra tolei pentru tehnologia „fără izolaţie între straturi”:

Aria totală ocupată de înfăşurări este At=A1+A2=1,117cm2

Dimensiunea tolei este şi se aleg tole STAS E8

Grosimea pachetului de tole este

Numărul de tole necesare este

A rezultat un transformator cu următorii parametri:

Mărimea PrimarSecundar

1Secundar

2

Tensiunea: 220Vef 18Vef 2X12Vef

Curentul: 9,09mA 200mA 50mAPuterea 5,65W 3,6W 1,2WDiametrul conductorului 0,1mm 0,3mm 0,15mmMărimea lui “a” 16mmSuprafaţa secţiunii miezului 2,56mm2

IV.2. Redresorul şi filtrul:

Schema propusă:

Fig. 17. Etajul de redresare şi filtrare Pentru redresare folosim 2 punţi W10M care suportă maxim 1,5A si o tensiune maximă de

100V, iar condensatoarele de filtraj vor fi de 2200μF cu tensiunea maximă de 16V pentru C 33 şi C34 şi respectiv 24V pentru C35.

IV.3. Stabilizatoarele

Pentru etajul de stabilizare vom folosi stabilizatoare serie cu reacţie negativă, fără amplificator de eroare. Acest gen de etaj de stabilizare oferă un raport preţ calitate optim, oferind o stabilizare bună cu un număr foarte mic de componente.

În aceste circuite creşterea tensiunii de ieşire (datorită creşterii tensiunii de intrare sau scăderii curentului de sarcină) produce o scădere a curentului în elementul de control, un tranzistor, care produce o creştere a tensiunii pe acesta, care reduce din tensiunea de la ieşire.

Vom realiza 3 stabilizatoare, pentru fiecare tensiune pe care sursa trebuie să o furnizeze circuitele diferind.

Circuitele pentru tensiunile de +10V şi –10V au schemele de mai jos:

Fig.18. Stabilizatoarele pentru tensiunile +10V, respectiv –10V

Din schemă se poate observa că tensiunea de ieşire este diferenţa dintre tensiunea ce cade pe dioda zenner şi VBE: . Pentru tranzistorul BC107 ales în acest circuit, cât şi pentru complementarul acestuia BC177, tensiunea VBE este de aproximativ 0,7V, în consecinţă vom alege diode zenner de 11V, astfel încât la ieşire să avem o tensiune .

Pentru tranzistorul BC107B hfe are valori tipice de 300, deci curentul de bază pentru un

curent de colector de 50mA este: , iar prin diodă trece un curent tipic de

11,5mA, deci prin rezistenţa R42 va trece un curent de 11,67mA şi pe ea va cădea o tensiune

de 2V. Putem deci calcula valoarea acestei rezistenţe: . Vom

alege valoarea standardizată 180Ω. În acest caz puterea disipată de rezistenţă va fi de deci putem folosi un rezistor de 0,25W şi toleranţă ±1%.

Aşa cum se poate observa din schemă am introdus şi un LED care să indice prezenţa tensiunii, caz în care LED-ul va lumina, sau a unui eventual scurtcircuit, caz în care LED-ul nu va emite lumină.

Pentru calculul rezistenţei R41 vom pleca de la curentul ce trece prin LED şi care trece şi prin rezistenţă şi care are valoarea de 20mA. Pe rezistenţă cade o tensiune ,

deci rezistenţa trebuie să aibă valoarea şi vom alege o rezistenţă de 360Ω din

seria E96, cu toleranţa de ±1%. Puterea disipată de aceasta rezistenţă este de 146mW deci putem folosi o rezistenţă de 0,25W.

Calculele sunt valabile pentru ambele stabilizatoare. Trebuie insă refăcute calculele pentru stabilizatorul de 15V, care are schema de mai jos:

În acest caz pe rezistenţă cade o tensiune de 2,3V si prin ea trece un curent de 8,7mA, deci valoarea ei este 264Ω şi alegem valoarea standardizată de 270Ω.

Prin R45 trece un curent de 20mA şi pe ea cade o tensiune de 12V, deci valoarea ei este de 600Ω şi alegem valoarea standardizată 620Ω din seria E96.

Fig.19. Stabilizatorul pentru tensiunea de 15V

Fig.19. Stabilizatorul pentru tensiunea de 15V

Fig.20. Schema sursei de alimentare

Fig.21. O

scilatorul cu etajele de atenuare şi buffer

Fig. 22. C

ablajul Imprim

at

V. Lista de componente

2 condensatoare electrolitice 1000u/16V1 condensator electrolitic 100u/16V1 condensator electrolitic 470uF/10V2 condensatoare electrolitice 2200uF/16V1 condensator electrolitic 2200uF/24V2 condensatoare ceramice multistrat 4,7n2 condensatoare ceramice multistrat 1,5n2 condensatoare ceramice disc100p2 condensatoare ceramice disc 150p2 condensatoare ceramice multistrat 47n2 condensatoare ceramice multistrat 10n2 condensatoare ceramice multistrat 3,3n2 condensatoare ceramice multistrat 470n2 condensatoare ceramice multistrat 100n2 condensatoare ceramice multistrat 33n2 diode tip 1N41483 LED2 diode zenner Z11V1 diodă zenner Z15V1 mufă BNC2 punţi redresoare W10M3 tranzistori BC337-401 tranzistor BF2561 tranzistor BC107B1 tranzistor BC177B1 rezistenţă 100/1W/5%3 rezistenţe 910/0,25W/1%2 rezistenţe 1.5K/0,25W/1%2 rezistenţe 750/0,25W/1%1 potenţiometru mono 10K1 potenţiometru stereo 10K1 rezistenţă 330/0,25W/1%1 rezistenţă 82K/1%1 rezistenţă 2K2/1%2 rezistenţe 1KΩ/1%1 rezistenţă 620/1%2 rezistenţe 360/0,25W/1%1 rezistenţă 100/1%1 rezistenţă 6K8/1%1 rezistenţă 8K2/1%2 rezistenţe 180/0,25W/1%1 rezistenţă 620/0,25W/1%2 rezistenţe 43/0,25W/1%1 rezistenţă 270/0,25W/1221 circuit integrat UA7412 comutatoare rotative cu 3 poziţii

VI. Concluzii

Aşa cum se poate vedea şi din lista de componente montajul este uşor de realizat practic şi la un preţ mic.

Din punct de vedere al fiabilităţii, principalele componente care suferă modificări în timp sunt potenţiometrele. La acestea se pot slabi lagărele care ţin axul potenţiometrului, sau se poate deteriora suprafaţa de peliculă de carbon şi valoarea nominală să se schimbe.

VII. Bibliografie

1. „Analiza circuitelor electronice de la funcţie către dispozitiv”, Prof. Dr. Ing. Dragoş Dobrescu, Ed. Printech, 2004

2. „Dispozitive şi circuite electronice”, Conf. Dr. Ing. Dan Dascălu şi colectivul, Ed. Didactică şi Pedagogică,

3. „Dispozitive şi circuite electronice – culegere de probleme de proiectare”4. „Componente electronice pasive – rezistoare”, Paul Svasta, Virgil Golumbeanu ş.a. Ed.

Cavallioti, 20055. „Componente electronice pasive – probleme”, Paul Svasta, Virgil Golumbeanu, ş.a. Ed.

Cavallioti, 2004