of 47
CIRCUITE ELECTRONICE FUNDAMENTALE
Anul II
1. Pentru un amplificator cu un tranzistor n conexiunea colector comun (repetor pe emitor), desenai schema si comentai valorile pentru: amplificarea in tensiune,
rezistena de intrare i cea de ieire.
Curs 14 (pg. 1-2).
Obs La studiul comportrii cu frecvena a tranzistorului bipolar au fost introduse o serie de
frecvene caracteristice: frecvena de tiere i frecvena de tranziie. Aceste mrimi caracterizeaz
tranzistorul n conexiune EC.
Se definete un parametru similar frecventei de taiere ,, i pentru conexiunea BC.
{ {
T
EC
B
BC
ff
ff
n conexiunea BC tranzistorul se comporta mult mai bine cu frecvena deoarece
BT fff >>
Comportarea la frecvene medii a etajului de amplificare a tranzistorului bipolar
Din analiza precedent a rezultat c la frecvene medii unde pot fi neglijate reactanele condensatoarelor
din circuit i la care ns putem utiliza modelul cu parametrii h schema echivalent de semnal mic a unui etaj de
amplificare pentru orice tip de conexiune (EC, BC, CC) poate fi redus la o singur schem echivalent:
Obs
S-a preferat utilizarea parametrilor h deoarece analiza poate fi fcut pentru toate cele trei
conexiuni utiliznd o singur schem echivalent i particulariznd valorile parametrilor h
corespunztori conexiunii avute n vedere.
( )
( )
( )
( )21
11
1
22
211211
121111
1121111221110121111
1
1
22
21
121222
2221212201212
20
1
2
1
L
Lii
iL
iLL
i
L
i
L
L
L
e
i
Rh
hhRhZR
AhRhIU
IAhRIhhRIIhUhIhU
I
UZ
Rh
hA
IhRhI
RIhIhhUIhI
RIU
I
I
I
IA
+==
+=
+==+=
=
+=
=+
=+=
=
==
Obs
1. semnul ,,- n expresia unei amplificri semnific faptul c acel amplificator introduce un defazaj de 180o
2. se constat apoi c mrimea rezistenei de intrare este influenat de rezistena de
sarcin LR
=
=
KKR
KR
i
L
100,20,2
1
2. Desenati schema electric a unei reele Wien precum i modul de conectare. pentru a realiza un oscilator Wien. Explicati modul de functionare al oscilatorului.
Curs 26 (pg. 7-8).
( )
( )
( )
3
1
1
1
110
1,
11
1
111
1
11
1
1
1
1
1
1
1
1
2
2
10
2211
0120
21
0
21
2211
2
21
2211
21
21
2211
2
1122
2
22
1
11
22
2
1
11
2
2
2
2
1
1
2
1
2
121
2
=
++
=
====
+
++
=+++
+
=
+
+=
+
+
=
+
+
=
+
=+
==
C
C
R
R
RCRCRCRC
RCj
RCj
RCRC
RC
RCRC
RCj
RCj
RCRCRCjRCjj
R
RCj
Cj
RCj
RCj
R
Cj
RCj
CjR
CjR
CjR
Z
Z
Z
ZZZ
Z
U
Uj
o
o
r
Se constat comportamentul selectiv ca urmare apariia i mulimea oscilaiilor este
determinat nu numai de condiia de faz dar i de condiia de amplitudine deoarece pentru
( ) max,0 = j respectiv ( )min
1=
j i prin urmare pentru aceast pulsaie poate fi
satisfcut condiia de amplitudine (1).
De regul acest oscilator este cu frecvena reglabil, reglarea frecvenei fcndu-se n trepte,
prin comutarea capacitilor 21,CC , i continuu, modificndu-se simultan rezistenele 21, RR
De regul oscilatoarele cu circuitul Wien se realizeaz n jurul unui amplificator operaional ca
n figura:
3. In ce regim (clas) de funcionare a amplificatoarelor apar distorsiunile de racordare? Explicai apariia lor pe baza unei figuri.
Curs 19 (pg. 5-6).
Obs
1. pe durata cte unei semialternane tranzistorul funcioneaz n conexiune CC. 2. pentru a asigura o excursie simetric la ieire tensiunile celor dou surse de tensiune se
iau egale EEE ==+
3. Datorit tensiunii de deschidere semnalul de ieire va prezenta distorsiuni neliniare, aa numitele distorsiuni de racordare.
4. distorsiunile de racordare pot fi diminuate prin prepolarizarea tranzistoarelor finale (aducndu-se uor spre limita de conducie). Polarizarea tranzistoarelor final prezint dezavantajul c poate conduce la ambalarea termic a tranzistoarelor.
5. Exist posibilitatea alimentrii etajului de ieire de la o singur surs de alimentare.
6. ponderea distorsiunilor de racordare (de trecere) scade pentru semnalele de intrare mai mari.
7. Pentru semnale de intrare foarte mari apar distorsiuni datorate intrrii tranzistoarelor n saturaie.
ETAJE DE IEIRE N CONTRATIMP
CU TRANZISTOARE COMPUSE
Etajul de ieire prezentat anterior necesit o putere de comand nsemnat de la etajul prefinal care n
precede. Pentru a diminua aceast putere de comand se utilizeaz aa-numitele tranzistoare compuse. Acestea
constituie combinaii de dou sau chiar trei tranzistoare astfel conectate nct echivaleaz funcional cu un tranzistor dar care necesit un curent de comand de baz substanial mai
redus.
Se constat uor reducerea substanial a curenilor de comand
dar n acelai timp circuitul prezint dezavantajul nserierii a dou jonciuni
emitoare fapt ce reduce panta tranzistorului echivalent.
4. Cum trebuie s fie frecvena polului dominant din metoda de compensare cu acelai nume, fa de frecvenele polil or amplificatorului necompensat. Justificai
rspunsul.
Curs 25 (pg. 1).
Compensarea cu poli dominant se realizeaz prin conectarea unui condensator de
compensare ntre dou etaje succesive ale amplificatorului.
)2(
1111
)(
)1(
111
)(
321
321
+
+
+
+
=
+
+
+
=
jjjj
AjA
jjj
AjA
d
C
00000
0
1
1
1
1
1
1
1
1
1
RRCjRR
R
RRCjRR
R
Cj
RR
Cj
R
CjR
CjR
R
CjR
CjR
iCi
i
iCi
i
C
i
C
i
C
i
C
i
C
i
C
i
+
+=
+++=
++
+=
+
+
+
d
d
dCi
T
TCRR
1
0
=
=
5. Explicai rolul tranzistorului pilot al unui amplificator in contratimp respectiv cel al tranzistoarelor finale.
Curs 20 (pg. 2-3).
Etaje de ieire de clas A B
Aceste etaje funcioneaz ntr-un regim care se situeaz ntre regimul de funcionare clas A
i regimul de funcionare clas B (mai aproape de clas B, n lipsa semnalului tranzistoarele nc
conduc puin). Etajele n clas AB prezint distorsiuni de racordare mai reduse.
Aceste distorsiuni sunt cu att mai sczute cu ct tranzistoarele conduc mai mult n lipsa
semnalului. Acest fapt poate conduce ns pe de alt parte la pericolul ambalrii termice. n clas AB
randamentul este i el ceva mai sczut.
Dezavantajul schemei l constituie instabilitatea funcionrii cu temperatura.
+=
+=
2
1
21
2
1R
Ruu
RR
Ruu
BED
DBE
Neajunsul schemei l constituie lipsa unui control facil al tranzistorului de prepolarizare. Acest
neajuns poate fi eliminat nlocuind cele doua diode cu o superdioda.
Bootstraparea etajului final
Bootstraparea este o metod de a obine excursia maxim posibil
la ieire n condiiile n care se utilizeaz aceleai tensiuni de alimentare.
Vom considera situaia n care conduce T1. Care este
valoarea tensiunii de comand?
( )1EuEuu cesBEicm >+=
Din relaia (1) rezult c etajul prefinal ar trebui alimentat cu
o tensiune EE >' pentru a putea asigura comanda necesar pentru excursia maxim la ieire.
Pe de alt parte excursia de la ieirea etajului prefinal este diminuat fa de tensiunea de
alimentare ca urmare a dreptei de sarcin dinamic.
6. Cum se modific rezistena echivalent de intrare i de ieire in cazul introducerii n circuit a unei reacii negative de tip paralel-paralel. Justificati raspunsul prin relatii.
Curs 23 (pg. 3).
Reacie serie paralel
Sch,sch,sch,sch,sch
)1(
,:
,:
2221212
2121111
21
21
UHIHI
UHIHU
IUVD
UIVI
+=
+=
0
0
0
=
=
=
=
=
=
if
r
r
I
r
rof
U
if
R
U
if
if
if
I
UR
I
I
I
UR
Se rearanjeaz schema.
7. Calculati frecventa limita la inalte a unui amplificator cu reactie, cunoscind frecventa limita la inalte pentru amplificatorul fara reactie si factorul de desensibilizare F=1+A.
Curs 21 (pg. 7-8).
Efectul reaciei negative asupra caracteristicii de frecven
Vom considera pentru nceput comportarea la nalt frecven. Cazul unui amplificator avnd funcia de
rspuns la frecven cu un singur pol.
( ) ( )
( )
( ) ( )( ) ( )
( ) ( ) ii
i
r
i
i
i
i
r
i
TATjAjA
Tj
A
A
Tj
AATj
AA
Tj
ATj
A
jA
jAjA
j
Tj
AjA
lg20lg201log20log20log20
1
11
1
11
11
1
11
11
2=+=
+=
+
+
=
+
+
=
=
=
+=
( )
r
i
irir
ir
AA
A
AATT
AT
lg201
lg20
1lg20lg201
log20lg201
=
=
====
Obs
Se constat c reacia negativ mrete de A1 ori frecvena limit superioar a benzii de
trecere.
Analiza la joase frecvene
Presupunem o funcie cu rspuns la frecven cu un singur pol.
( ) ( )
( ) ( )( ) ( )
( )( )
( )jr
jrr
r
j
j
jj
j
j
jj
j
r
j
j
Tj
TAjA
ATj
ATj
A
A
TjATj
TjA
Tj
TjA
Tj
TjA
jA
jAjA
ATj
TjjA
+
=
+
=+
=
+
+
=
=
+
=
111
1
1
1
11
1
11
11
8. Desenati schema echivalenta de zgomot a unui amplificator si definit factorul de zgomot F.
Curs 20 (pg. 7-8).
Factorul de zgomot este parametrul prin care se apreciaz performanele de zgomot ale unui amplificator.
22
2
1
1
AU
UF
F
P
PF
zgo
zto
zgo
zto
=
>=
n general din punct de vedere al zgomotelor unui amplificator este apreciat pe baza
urmtoarei scheme echivalente. Studiul zgomotelor se face ntotdeauna pentru ansamblul
generator-amplificator.
t - total
g generatorului
( )
( )1144
1
4
1
2
222
2
2
22
2
2
22
22222
22
2
Zp
g
g
ZD
z
g
zg
g
z
gzg
zg
zg
zg
z
zg
L
L
zgzzg
zg
zto
R
R
R
R
I
RfTK
IR
RfTK
UF
RfTKU
U
IR
U
U
UR
A
R
AIRUU
UA
UF
++=
+
+=
=
++=
++
=
=
9. Demonstrati efectul reactie negative asupra variatiei relative a amplificarii. Curs 21 (pg. 1-2).
Zgomotul tranzistorului bipolar
Sursele de zgomot ce caracterizeaz un tranzistor bipolar se introduc cel mai frecvent n modelul cu parametrii naturali.
( )
( )21
2
4
1000500
12
14
2
'
2
+
=
+=
f
m
z
t
m
bbz
g
fTK
I
Hzcstf
gRfTKU
n cazul tranzistorului bipolar se pot defini mrimile m
bbzsg
RR2
1' +=
min;1
1
2
FFR
R
R
RF
g
R
zp
g
g
zs
f
m
zp
++=
+
=
Obs.
1. Deoarece factorul de zgomot depinde de mrimile mg i mrimi care la rndul lor
sunt determinate de curentul de colector, nseamn c exist o valoare a curentului de
colector cI pentru care F=Fmin.
2. n cataloage se specific o serie de informaii privind zgomotul tranzistoarelor bipolare.
3. 4.
3. ntr-un amplificator principalele surse de zgomot sunt rezistenele. 4. Pentru a obine un amplificator nezgomotos se minimizeaz efectul surselor de zgomot i
se caut s se fac adaptarea cu rezistena generatorului de semnal pentru a se obine Fmin.
Se demonstreaz c n cazul unui amplificator cu mai multe etaje zgomotele primului etaj
influeneaz n cea mai mare msur performanele de zgomot ale amplificatorului.
2
1
2
2
2
1A
F
R
RFF
g
g+=
10. Prezentati schema si functionarea unui oscilator Colpitts. Curs 27 (pg. 5-6).
Oscilatorul COLLPITS
Utilizeaz transformatorul capacitiv.
Analizm varianta cu tranzistor cu efectul de cmp.
Tensiunile r
U i 0U sunt la rezonan defazate cu 180 deoarece amplificatorul introduce i
el un defazaj de 180 nseamn c exist reacie pozitiv i prin urmare, pot aprea oscilaii.
Frecvena oscilaiilor este egal cu frecvena de rezonan a circuitului oscilant.
21
210 ;
1
CC
CCC
LCe
e+
=
Pentru stabilirea condiiei de amplitudine se va calcula separat amplificarea respectiv ( ) j ce caracterizeaz circuitul de reacie.
( )
( )
( ) amorsare de conditia -11
1
1
1
1
1
2
2
1
0
2
1
1
2
0
0
p
m
pm
r
pm
gs
pgsm
gs
RC
Cg
C
CRg
jA
C
C
CjI
CjI
U
Uj
RgU
RUg
U
UA
>
>
>
=
==
=
==
Obs
1. bobina de oc LX asigur alimentarea cu tensiune continu a circuitului n condiiile n
care blocheaz componenta variabil spre sursa de semnal (care reprezint pentru aceast
component un scurtcircuit). 2. la acest oscilator frecvena este dificil de reglat n mod continuu, de aceea, se utilizeaz
pentru generarea unor frecvene fixe.
CIRCUITE INTEGRATE ANALOGICE
Anul II
1. Specificati si definiti cinci parametri referitori la circuitul de intrare a AO. (2.2, pag.68-69)
1. Parametri referitori la circuitul de intrare:
- tensiunea de decalaj iniial Uio (sau decalaj iniial de tensiune ori offset de tensiune)
reprezentnd o tensiune de eroare cauzat de inegalitatea tensiunilor UBE (UGS) ale tranzistoarelor de
la intrrile etajului diferenial de intrare. Acest decalaj iniial se msoar prin tensiunea ce trebuie
aplicat la o intrare, cu o polaritate sau alta, pentru a realiza o tensiune de ieire nul (exemplu: 1...5
mV la amplificatoare operaionale cu tranzistoare bipolare uzuale, 10 mV la cele cu intrare pe TECJ
sau MOS, 10 V la amplificatoare hibride cu pereche TECJ, 1 V la amplificatoare hibride cu chopper);
- deriva termic de tensiune, Uio/T, denumit i sensibilitate termic sau coeficient de
temperatur al tensiunii de decalaj iniial; arat variaia cu temperatura a acestei tensiuni i se
msoar n V/oC;
- curentul de polarizare a intrrilor (sau curent de intrare), reprezentnd valoarea medie a
curenilor de la cele dou intrri. Exemplu:
2
III 2B1BB
+=
pentru intrare pe tranzistoare bipolare. Valoarea acestui curent depinde de tipul etajului diferenial
de intrare;
- curentul de decalaj iniial, Iio (sau offset de curent) reprezentnd eroarea cauzat de
inegalitatea curenilor de intrare ai etajului diferenial; este msurat ca diferen a curenilor de la
cele dou intrri n situaia cnd Ue=0 (de obicei Iio
2. Specificati si definiti doi parametri referitori la comportarea in regim dinamic a AO. (2.2, pag.70)
2. Parametri referitori la comportarea n regim dinamic (ca amplificator):
- amplificarea de tensiune, fr reacie, la semnal mare, n condiii de E i RS precizate.
Valoarea amplificrii este n mod obinuit 100.000...300.000;
- banda de frecven la amplificare unitar, ce reprezint frecvena de tiere a axei logf de
ctre caracteristica de frecven a amplificatorului fr reacie corectat (sau frecvena de tiere a
amplificatorului cu reacie n regim de repetor, cnd Aur=1, respectiv cnd 20 log Aur = 0);
- viteza maxim de cretere a tensiunii de ieire, slew-rate, notat SR, pentru semnal
mare. La unele amplificatoare (cu corecie extern) se d viteza maxim realizabil pentru diferite
corecii (care se aleg n funcie de amplificarea cu reacie dorit).
Pentru ca un semnal sinusoidal cu anumit amplitudine s sufere distorsiuni mici - 1% - la
trecerea prin amplificator, trebuie ca mrimea SR s aib o valoare:
SR 2fmax (uem)max,
iar pentru distorsiuni mai mici, coeficientul
2 se nlocuiete cu unul mai mare (3...4
pentru 0,5% sau chiar 8...10 pentru
distorsiuni neglijabile). Deseori se d n
catalog caracteristica (uem)max = F(fmax)
rezultat din relaia de mai sus, pentru
semnal sinusoidal cu distorsiuni 1% i o
anumit corecie (deci o anumit vitez
SR), (fig.2.9). Abaterea de la forma de
variaie hiperbolic este datorat atingerii
excursiei maxime de tensiune la ieirea AO
impus de alimentare i sarcin.
3. Prezentati oglinda de curent cu tranzistor tampon si analizati valoarea raportului dintre curentii de pe cele doua ramuri in contextul utilizarii sale ca si sarcina activa pentru un etaj diferential de intrare dintr-un AO integrat. (1.1, pag.26)
E, RS
sinus cu
fmax log f
uem
E-1V
CC dat
(uem)max
Fig. 2.9. Amplitudinea maxim a semnalului
sinusoidal de la ieirea AO n funcie
de frecven, n condiiile n care
3. Oglinda de curent cu tranzistor tampon
Schema acestei oglinzi, folosit ca sarcin activ n etajul diferenial de intare al
amplificatoarelor integrate (operaionale) este dat n fig.1.6. Tranzistorul T3, denumit tampon,
prelund un curent foarte mic din Iref, face ca cei doi cureni Ie i Iref s fie foarte apropiai.
Efectul Early apare i aici deoarece tranzistoarele
lucreaz la tensiuni colector-emitor diferite. Astfel, UCE2 =
UBE3+UBE2 1,2 V iar UCE3>UCE1>UCE2, ceea ce face ca
3>1>2 (tranzistorul tampon prezint cea mai mare
tensiune colector-emitor deoarece are colectorul legat la
+E). Aa cum e de ateptat, inegalitatea factorilor va
conduce la apariia unei diferene semnificative ntre
curentul de ieire al sursei i cel de referin. Astfel,
admind c T2 i T3 au cureni de baz egali, conform cu
cele din fig.1.6 i n absena rezistenei RE3 (al crei rol se
va vedea puin mai trziu) se obine:
Fig. 1.6. Oglind cu tranzistor tampon
Ie = 1IB i Iref = B3
232
3
BB2 I
1
2
1
I2I
+
++=
++
caz n care:
2
1
32
31
232
131
ref
e
2I
I
=
++
+=
Aadar raportul este net supraunitar (tensiunile UCE ale celor dou tranzistoare nu mai sunt att de
apropiate ca i la oglinda Wilson). Pentru a compensa acest lucru se introduce rezistena RE3 care
mrete artificial curentul prin T3 i prin intermediul curentului su de baz, mrete i pe Iref. Astfel
se obine:
Iref = B3
232
3
BB2 I
1
2n
1
I)2n(I
+
+++=
+
++
i raportul devine:
1n2I
I
232
131
ref
e +++
+=
care poate fi fcut apropiat de 1 alegnd potrivit valoarea rezistenei RE3. Aceast rezisten are i
rolul de a asigura o mai bun stabilitate termic circuitului.
T1
2IB Re
RE
Ie
RE
2IB
Iref
+E
T3
T2 IB IB
2 3+1
IB =1 IB
RE3
(nIB)
Rezistenele RE pot mri sensibil rezistena de ieire Re a sursei de curent (n colectorul lui T1).
n unele amplificatoare integrate rezistenele RE permit legarea ntre emitoarele lui T1 i T2, din
exteriorul integratului, a unui poteniometru care poate ajusta fin raportul Ie / Iref (echilibrarea
amplificatorului).
4. Ce este o sursa band-gap, care este forma generala a tensiunii sale de iesire si explicati pe baza acestei formule principiul sau de functionare. (1.2, pag.32, 33, 34)
4. Surs de tensiune de referin de tip band-gap
Coeficientul de temperatur de 2mV/K al tensiunii UBE se poate compensa dac se
nsumeaz cu aceasta o tensiune avnd un coeficient de temperatur de +2mV/K. Acest procedeu
este utilizat n circuitul din fig.1.19, unde A este un amplificator diferenial. Aici prin T2 se realizeaz o
reacie negativ mai puternic dect reacia negativ introdus prin T1. Rezistena de ieire a acestei
surse de tensiune este foarte mic datorit reaciei negative n configuraie cu nod la ieire.
Deoarece cele dou intrri ale amplificatorului (care are o amplificare de tensiune 1000) au
aproximativ acelai potenial UI rezult:
URC1 = URC2
deci:
IC2 = n IC1
Cderea de tensiune pe rezistena R1 este:
IC1R1 = UBE2 UBE1 = UTln nlnUI
IlnU
I
IlnU
I
IT
1C
2CT
0C
1CT
0C
2C ==
Cu aceasta rezult:
1
T1C
R
nlnUI =
care este un curent dependent de temperatur prin intermediul lui UT.
Cderea de tensiune pe rezistena R2 este:
UR2 = (IC1 + IC2)R2 = )R
nlnUn
R
nlnU(R
1
T
1
T2 + = nlnU)1n(
R
RT
1
2 + = NUT
unde s-a notat (R2 / R1)(n+1)ln n = N (constant). Aceast tensiune (UR2) trebuie s aib un coeficient
de temperatur de +2mV/K.
Fig. 1.19. Surs de tensiune de referin de tip band-gap
Cunoscnd c UT = kT/q (n care k este constanta lui Boltzmann iar q sarcina electronului), se
scrie:
q
kN
dT
dUN
dT
dU T2R ==
care este o constant independent de temperatur. Se obine n continuare:
K
mV2
T
NU
qT
kTN
dT
dU T2R
+===
Considernd o anumit situaie, de exemplu aceea cu T=300K i UT = 26 mV, rezult:
231026
300102N
3
3
=
.
Acest numr este realizat suficient de precis prin rapoarte de rezistene. Astfel:
Ue = UBE2 + UR2 = UBE2 + NUT = const. (T)
adic tensiunea Ue este compensat termic (n realitate nu total).
5. Amplificator inversor cu AO. Schema, expresia amplificarii si conditia de minimizare a erorilor statice. (3.1)
+
UBE2
T2
Ue
UBE1
T1
R1
RC1 RC2 =
= R /n +E
R2 UR2
+E
A
Ui
Ui IC2 IC1
IB0
IC1R1
6. Amplificator neinversor cu AO. Schema, expresia amplificarii si conditia de minimizare a erorilor statice. (3.1)
5.6. Proprietatile amplificatorului operaional ideal
n multe aplicaii A.O. se poate considera ideal, calculul circuitelor fiind atunci mult mai
simplu. Apropierea funcionrii amplificatoarelor reale de a celor ideale se datorete performanelor
atinse n fabricarea lor.
Amplificatoarele operaionale ideale au urmtoarele proprieti:
- amplificare de tensiune infinit,
- rezisten de intrare diferenial infinit,
- rezisten de ieire nul,
- curent de polarizare (intrare) nul,
- band de frecven foarte larg (astfel nct nu intervine n funcionarea circuitului),
- decalaje iniiale, derive, zgomot nule,
- factor de rejecie a semnalului comun infinit,
- factor de rejecie a variaiei tensiunilor de alimentare infinit.
Pe baza acestor proprieti se poate lucra cu AO folosind conceptele:
- curentul de intrare al AO ideal este nul,
- diferena de potenial dintre intrri este nul.
Calculele circuitelor folosind AO ideal sunt valabile att timp ct erorile AO real nu intervin
semnificativ n tensiunea de ieire. Deci acestea trebuie totui apreciate sau verificate i comparate
cu semnalul util de la intrare.
a) Amplificatorul inversor (fig.3.1).
Amplificarea cu reacie ideal a acestui circuit este:
1
r
11
r1
1
eur
R
R
RI
RI
U
UA =
==
i poate fi fcut de orice valoare. Rezistena de intrare
Rir vzut de sursa U1 este aproximativ egal cu R1 i
este de valoare relativ redus (n 10 K) din cauza
reaciei negative de tip paralel-paralel. Pentru a se lucra
cu R1 de valoare mare trebuie folosit un amplificator cu
Ri foarte mare. Rezistena de ieire este neglijabil
Fig. 3.1. Amplificator inversor cu AO
+
R2=R1||Rr
Rir
RS
R1
Rr
Ue
U1
I1
I1
0V
0V
datorit reaciei negative cu configuraie paralel la ieire.
b) Amplificator neinversor (fig.3.2).
Amplificarea de tensiune cu reacie este:
1
r
r1
1e
e
2
eur
R
R1
RR
RU
U
U
UA +=
+
==
i poate fi doar supraunitar pentru acest circuit. Rezistena de intrare vzut de sursa U2 este
foarte mare, datorit reaciei negative de tipul paralel-serie. Totui ea este limitat la valoarea
rezistenei de intrare pentru semnal comun care a fost ignorat fa de rezistena de intrare
diferenial pn acum. La amplificatoarele uzuale rezistena de intrare pentru semnal comun are o
valoare de ordinul n 10 M.
Pentru realizarea unei amplificri de tensiune subunitare se poate utiliza un divizor de
tensiune la intrarea + dar n acest caz rezistena de intrare coboar la o valoare obinuit (n 10K),
(fig.3.3). Pentru acest circuit se poate scrie tensiunea de ieire:
+
+=
+=
1
r
32
32
1
r'e
R
R1
RR
RU
R
R1UU
i acum amplificarea lui U2 poate fi fcut subunitar.
Rezistena de intrare devine ns relativ redus: Rir R2 +R3 Pentru dimensionarea divizorului se vor utiliza condiiile:
- realizarea unei divizri impuse de relaia de mai sus; - realizarea unei erori minime prin egalitatea rezistenelor echivalente de la cele dou
intrri.
+ R2
=R ||R
Rir
RS
R1
Rr
Ue
U2
U2
U2
+ R2
Rir
RS
R1
Rr
Ue
U2
U
U
R3
Fig. 3.2. Amplificator neinversor cu AO Fig. 3.3. Amplificator neinversor cu divizor
7. Amplificator logarithmic realizat cu un singur AO. (3.2, pag. 91, 92)
7. Amplificatorul logaritmic.
Carcteristica volt-amperic exponenial a diodelor semiconductoare i a tranzistoarelor
poate fi utilizat pentru realizarea unor amplificatoare cu caracteristc de transfer ue = f(u1)
logaritmic. Este vorba de relaia:
T
BE
U
u
CoC eIi = sau Co
CTBE
I
ilnUu =
Folosirea tranzistoarelor n aceste amplificatoare este justificat de pstrarea caracterului
exponenial al relaiei iC-uBE ntr-o gam mai larg de variaie a curentului dect al relaiei iD-uD de la
diode.
Schema de principiu a amplificatorului logaritmic este dat n fig.3.11, iar schema se
completeaz n practic aa cum se arat n fig.3.12.
Pentru amplificatorul din fig.3.11 avnd iC=u1/R1 se scrie:
Co1
1T
Co
CTBEe
IR
ulnU
I
ilnUuu ===
i se constat c ue este proporional cu ln u1, adic se realizeaz o caracteristic de transfer
logaritmic. Practic, la schema de principiu se mai adaug cteva componente:
Cc pentru corecia caracteristicii de frecven (eliminarea oscilaiei de nalt frecven a
amplificatorului cu reacie negativ);
+
R1
R1
ue=-uBE
0
iC
iC
0V
0V
uBE T
uCE=uBE
+
R1
R1
ue
u1
T
RP
(2k)
D
CC
Fig. 3.11. Schema de principiu a unui Fig. 3.12. Schem practic pentru un amplificator
amplificator logaritmic logaritmic simplu
Rp pentru limitarea curentului de ieire al amplificatorului (n situaii incidentale) dar mai
ales pentru reducerea amplificrii de tensiune a tranzistorului T (Rp realizeaz o reacie negativ
local);
D pentru protecia jonciunii emitoare a tranzistorului contra unei tensiuni inverse
incidentale mari (n mod normal este blocat).
Circuitul analizat mai sus prezint ns cteva dezavantaje importante:
- dependena de temperatur a tensiunii de ieire prin mrimile UT i ICo; - domeniul de variaie restrns al tensiunii de ieire (cteva zecimi de V deoarece
|ue|=|uBE|).
8. Prezentati amplificatorul de masura (clasic) cu 3 amplificatoare operationale. (3.4, pag.101,102)
8. Amplificatorul de masura (clasic) cu 3 amplificatoare operationale.
Totui, schema clasic de amplificator de instrumentaie este mai complicat dar ofer n schimb
mai multe faciliti (fig.3.23). Ea se poate realiza cu 3 AO distincte, din care primele dou trebuie s
fie de precizie, sau se poate gsi sub form de circuit integrat monolitic la care se ataeaz din
exterior RA. Simetria circuitului de intrare duce la o cretere a factorului CMRR global.
Relaia tensiunii de ieire se stabilete innd cont c amplificatorul realizat cu A3 este
diferenial, iar amplificatoarele cu A1 i A2 sunt neinversoare, fiecare utiliznd rezistena RA care
impune amplificarea (i poate fi deci programabil):
( ) ( ) ( ) =+=+==1
23A
A
12
1
23A
1
21e2ee
R
RR2R
R
UU
R
RR2RI
R
RUUU
+
+
R1
R2
U2
Ue2
Ue
pini
A1
A3
+
A2 +
U1
R1
R2
R3
R3
RA (ext)
I
I
I
Ue1
Etaj de intrare
Sarcin
Etaj diferenial pin
fir
fire
pin
Fig. 3.23. Amplificator de msur clasic
( ) ( )12ur1
2
A
312 UUA
R
R
R
R21UU =
+=
Deci amplificatorul este diferenial i avnd la ambele intrri rezisten foarte mare este un
amplificator de instrumentaie.
Un astfel de amplificator monolitic prezint pini pentru intrrile i +, pini pentru conectarea
unei rezistene RA (notai Amplificare), precum i un pin numit Reacie i un pin numit Referin
(marcai n fig.3.23). Acetia din urm permit
eliminarea efectelor nedorite ale firelor lungi
spre sarcin (ambii pini se leag prin fire
separate direct pe bornele sarcinii), iar pinul
Referin mai permite introducerea unui
circuit de ehilibrare (fig.3.24). Se cunosc
soluii speciale pentru folosirea
amplificatorului de instrumentaie cu fire
lungi la intrare i (sau) ieire [3]. n cazul de
fa, circuitul de echilibrare, folosind un AO
repetor, nu introduce rezisten n serie cu R2
la pinul Referin, deci nu produce erori n
amplificarea total.
9. Prezentati redresorul de precizie monoalternanta inversor. (3.5, pag.104, 105)
9. Redresor de precizie monoalternanta inversor.
Exist, de asemenea, varianta de redresor de precizie monoalternan inversor (fig.3.28), care
poate realiza i o amplificare.
n semiperioada negativ tensiunea ueA>0 i D1 conduce, iar D2 este blocat. n acest caz se pot
scrie ecuaiile:
u1 = i1R1 + ui (1)
u1 = -i1R2 + ui (2)
ueA = -uiAu (3)
ueA = ud1 + ue (4)
Eliminnd i1, ueA i ui, rezult pentru semiperioada negativ a tensiunii u1:
-E
+
+
+E
Echilibrare
Repetor Referin
Reacie R2
R2
A3
A4
Sarcin
Fig. 3.24. Realizarea echilibrrii la amplificatorul de msur
+
+
=
+
+
=1
uR
Ru
A
11
A
u
R
Ru
u
1d1
21
uu
uu
1d
1
21
e cu: 21
1u
RR
R
+= ,
uuA
1
=
(u = factorul de reacie de tensiune). Deoarece uAu>>1 rezult cu aproximaie:
1
21e
R
Ruu
adic forma tensiunii de la ieire repet forma tensiunii de la intrare. Prin urmare se asigur precizia redresrii i
se poate realiza amplificarea dorit.
Dioda D1 are rolul de redresor dar tensiunea ud1 este mprit cu uAu>>1, i efectul
acesteia, inclusiv efectul termic, este neglijabil. Cu alte cuvinte, dioda D1 prezint o comportare
ideal ce se datorete cuprinderii ei n bucla de reacie.
Pentru semiperioada pozitiv a tensiunii u1 , tensiunea ueA0 n
semiperioada urmtoare ar fi lent, D1 nu se deschide la timp provocnd deformarea tensiunii ue deci
imprecizie, ca n fig.3.26. Prezena diodei D2 asigur evitarea saturaiei ieirii amplificatorului (diod
antisaturaie), meni-nnd pe ueA apropiat de zero (- 0,6 V). Astfel, dioda D2 conduce curentul ce
vine de la intrare. Tensiunea ui foarte mic produce prin divizorul R2, RS o tensiune de ieire:
S2
Sie
RR
Ruu
+=
care este neglijabil. Pe lng tensiunea ui redus, n semiperioada pozitiv a lui u1 conteaz la
intrare i decalajul iniial de tensiune (nu se face echilibrarea).
Forma tensiunii de ieire a redresorului monoalternan i caracteristica de transfer sunt
date n fig.3.29a i 3.29b.
Se pot redresa tensiuni mici de ordinul milivolilor. Amplificatoarele integrate cu etaj final n
clas C (cu zon moart n caracterisitca de transfer) nu sunt ns potrivite pentru redresoare de
precizie de semnale mici (exemplu 709, 324 etc.).
Rezistena de intrare a redresorului de precizie inversor este modest.
u1
ue
0
0
t
t
ue
u10
-R2/R1
Fig. 3.29a. Formele de und la intrarea i ieirea Fig. 3.29b. Caracteristica de transfer a
redresorului
Dac se dorete obinerea unei
tensiuni redresate negative se
inverseaz sensul celor dou diode.
Pentru creterea frecvenei
tensiunii ce se redreseaz, cu menine-
rea preciziei, s-au mai aplicat unele
soluii de mbuntire a compensrii
de frecven [3]. Astfel, tiind c n
timpul scurt de comutare diodele D1 i
D2 nu conduc, se poate crete factorul
SR prin suspendarea coreciei. Cnd
corecia e prin efect Miller,
condensatorul de corecie nu se conecteaz direct la ieirea amplificatorului ci prin diodele D1,
respectiv D2 (fig.3.30). Cnd o diod conduce corecia acioneaz normal.
10. Precizati cateva tipuri de comparatoare, desenati-le caracteristica de transfer si explicati care dintre acestea elimina riscul bascularilor multiple atunci cand tensiunea de intrare este insotita de zgomote. (3.11)
10. Comparatoare.
Comparatoare simple (fr reacie)
Comparatoarele sunt circuite care indic, prin tensiunea de ieire, situaia relativ a dou
tensiuni aplicate la intrri (fig.3.74). Este vorba aici de un comparator pentru tensiuni cu acelai
semn. De obicei una din tensiuni este variabil iar cealalt este fix, reprezentnd cu aproximaie
pragul comparatorului. Cnd tensiunea variabil este U1 comparatorul este inversor, iar cnd
tensiunea variabil este U2 comparatorul este neinversor.
Caracteristica de transfer a acestor comparatoare este prezentat n fig.3.75a (pentru
inversor) i b (pentru neinversor).
Pentru situaia U1 < U2 rezult la ieire Ue = Uemp nivelul
logic superior (pozitiv), iar pentru U1 > U2 rezult Ue = Uemn
nivelul logic inferior (negativ de obicei, dac se alimenteaz AO cu
dou surse). Se folosete comparator inversor dac se dorete
bascularea ieirii de la nivel superior spre inferior, atunci cnd
tensiunea de intrare cresctoare depete tensiunea fix i
comparator neinversor n caz contrar.
Dac ns tensiunile U1 i U2 (sau una dintre ele) conin zgomote, cnd tensiunea variabil
ajunge n dreptul zonei de indecizie apare fenomenul de vibraie (oscilaie) a tensiunii de la ieirea
comparatorului (fig.3.76) care nseamn schimbarea de cteva ori, consecutiv, a deciziei logice deci
comenzi false (uneori suprtoare) pentru circuitele i dispozitivele conectate la ieire. Acesta este
+
U1
U2 Ue
Fig. 3.74. Comparator simplu cu AO
u1
+ RS
ueD1
D2 R1
R2
R1||R2
Cc
Cc
pin de corecie
(intrare etaj II)Fig. 3.30. Redresor cu frecvena de lucru mrit
Fig. 3.76. Comportarea comparatorului simplu cnd la intrare exist zgomote
dezavantajul major al comparatorului simplu din fig.3.73; tensiunile ce se compar trebuie s fie
foarte curate pentru evitarea vibraiilor.
Comparatoare cu reacie pozitiv (cu histerezis)
Pentru eliminarea fenomenului de vibraie a tensiunii de ieire a comparatorului, cnd
tensiunile U1 i U2 (sau una dintre ele) conin zgomote, se utilizeaz o reacie pozitiv (fig.3.79). Prin
aceasta apare n caracteristica de transfer un histerezis (fig.3.80), care este mult mai lat dect zona
de indecizie de la comparatorul fr reacie.
Aceasta conduce la o eroare de comparare
sensibil mai mare, dar n schimb decizia logic
este ferm.
i n acest caz ntlnim comparator
inversor i neinversor, dup intrarea la
care este aplicat tensiunea variabil.
Ue
U1
Ui
0
pant Au
U2 (prag)
Uemn
Uemp
a
Ue
U2
Ui
0 pant Au
U1 (prag)
Uemn
Uemp
b Fig. 3.75. Caracteristicile de transfer pentru comparatorul simplu inversor (a) i neinversor (b)
Ue
U10
U2
Uemn
Uemp
0
0 t
t
Ue
U1
t2t1
U2
t1
t2 0,1mV
U1med
+
U1
U2 Ue
Rr>>R2
R1R2
R2
Fig. 3.79. Comparator cu reacie pozitiv
a) Comparatorul inversor
Acest comparator se folosete atunci cnd se dorete bascularea ieirii de la nivel superior spre
inferior, dac tensiunea de intrare cresctoare depete tensiunea fix. Caracteristica de transfer a acestui comparator este prezentat n fig.3.80.
Pentru explicarea funcionrii comparatorului se consider iniial c U1 < 0 i de valoare
absolut mare (punctul A de pe caracteristica de transfer), iar U2 > 0. Atunci U2 >> U1 i la ieire se
obine nivelul Uemp. Pe divizorul Rr R2 rezult la intrarea + o tensiune, notat cu '1U , care
ndeplinete inegalitatea '1U > U2. Dac tensiunea
U1 crete
i atinge valoarea '1U (punctul B pe caracteristic) intervine bascularea comparatorului care are loc
din cauza situaiei tensiunilor existente direct la intrrile + i . Datorit reaciei pozitive realizat
prin Rr , bascularea se accelereaz pentru c diferena dintre tensiunile de la intrrile + i se
mrete rapid prin scderea tensiunii Ue ncepnd din punctul B. Astfel, trecerea la nivelul Uemn are
loc pentru o variaie foarte mic a tensiunii U1 i n caracteristica de transfer apare o ramur practic
vertical.
Creterea n continuare a tensiunii variabile U1 conduce la atingerea unui punct C pe
caracterisitic. Acum, pe divizorul Rr R2 apare la intrarea + o tensi-une notat cu ''
1U i de valoare
''1U < U2 (fig.3.80). Dac n continuare U1 scade, bascularea spre nivelul logic superior ncepe la
atingerea valorii ''1U - punctul D - i are loc la fel de brusc ca i prima basculare, datorit accenturii
diferenei tensiunilor de la intrri prin reacie pozitiv. Nivelurile '1U i ''
1U , la care apar basculrile
se numesc pragurile comparatorului. Ele se pot calcula innd cont de cele dou situaii ale
tensiunilor pe divizorul Rr R2 (fig.3.81) la momentul nceperii basculrii.
Eroarea de comparare n acest caz este determinat n primul rnd de distanele dintre
praguri i tensiunea fix U2 i se consider cea mai mare dintre cele dou distane.
(dac acestea nu sunt egale ntre ele). Limea zonei de histerezis este stabilit de utilizator, ntruct
ea trebuie s depeasc amplitudinea vrf-la-vrf a zgomotelor nsumate ale tensiunilor ce
compar, U1 i U2 , (fig.3.82). n acest fel nu mai apar vibraiile ieirii comparatorului. n concluzie,
se adopt:
C
Ue
0
Uemn
A
U1
Uemp
U1 U1
D
B
Uemn R2
R2+Rr Uemp
R2 R2+Rr
U2 R2
R2+Rr
U2
UH
Fig. 3.80. Caracteristica de transfer a
comparatorului inversor
> .v.v.zgH U2,1U
pentru a avea sigurana c la traversarea zonei de histerezis nici un vrf negativ al zgomotelor
nsumate nu va duce la coborrea tensiunii U1 dup momentul t1 pn sub pragul ''
1U . Bascularea va
fi ferm i are loc n momentul t1 al atingerii pentru prima dat a pragului '1U dac UH este bine
adoptat. Desigur, n prealabil se va face tot posibilul ca zgomotele suprapuse peste cele dou
tensiuni s fie ct mai reduse, spre a se putea lucra cu UH mic.
Fig. 3.82. Comportarea comparatorului cu histerezis de tip inversor
Ue
U10 U2
Uemn
Uemp
0
0 t
t
Ue
U1
t1
U2
t1
UH
U1med
U1U1
CIRCUITE INTEGRATE DIGITALE
Anul II
1. Enumerai principalele avantaje i dezavantaje ale memoriilor SRAM n comparaie cu memoriile
DRAM (cap. 5 curs CID pg.153).
MEMORII RAM
Sunt memorii volatile care permit, n timpul functionrii, att citirea ct i scrierea
informaiei n locaia de memorie adresat.
Memoriile RAM se clasific n: RAM statice (SRAM Static Random Access Memory) la care celula
elementar
de memorare este un latch D realizat n tehnologie bipolar sau unipolar; RAM dinamice (DRAM
Dynamic Random Access Memory) - celula elementar
este o capacitate; sunt realizate numai n tehnologie unipolar NMOS sau CMOS.
Memoria SRAM
pstreaz datele pentru o perioad de timp nelimitat, pn n
momentul n care ea este rescris. n schimb, memoria DRAM necesit
rescrierea , la cteva fraciuni de secund, altfel informaiile fiind pierdute.
permanent
Avantajele memoriei SRAM: utilitatea crescut datorit modului de funcionare i
viteza foarte mare (raportul de timp de acces SRAM/DRAM = 8-16).
Dezavantajele memoriei SRAM: densitatea de integrare mai redus i preul mult mai
mare dect al memoriei DRAM (de obicei raportul de capacitate DRAM/SRAM = 4-8 iar
raportul de cost SRAM/DRAM = 8-16).
Aplicaiile de baz ale memoriilor RAM se regsesc la PC-urile. Memoria SRAM este
folosit cel mai adesea ca memorie intermediar/cache, pe cnd DRAM-ul este utilizat ca
memorie principal a oricrui sistem.
2. Desenai schema unui numrtor asincron binar, pe 4 bii, explicai funcionarea sa, i trasai
formele de und aferente (cap. 4 curs CID pg.127).
3. Desenai schema unui numrtor sincron binar, pe 4 bii, explicai funcionarea sa, i trasai
formele de und aferente (cap. 4 curs CID pg.133-134).
4. Descriei, pe scurt, principalele aplicaii ale registrelor de deplasare (cap. 4 curs CID pg.124-126).
5. Prezentai, sumar, principalele metode de obinere a divizoarelor de frecven cu p ( n2p ) (cap.
4 curs CID pg.139-140).
6. Descriei modalitile de realizare a conversiei paralel-serie, respectiv serie-paralel a datelor (cap.
4 curs CID pg.124).
7. Explicai, pe scurt, funcionarea unei memorii DRAM (citire, scriere, remprosptare) (cap. 5 curs
CID pg.159-160).
8. Prezentai funcionarea unui decodificator pe post de demultiplexor (cap. 3 curs CID pg.65).
9. Desenai reprezentarea simbolic a unui bistabil de tip D care comut pe frontul cresctor al
impulsului de tact, tabelului lui de funcionare i formele de und aferente (cap. 4 curs CID pg.104).
10. Desenai reprezentarea simbolic a unui bistabil de tip T care comut pe frontul descresctor al
impulsului de tact, tabelului lui de funcionare i formele de und aferente (cap. 4 curs CID pg.105).
Sisteme de prelucrare numeric cu procesoare
Anul II
1. Arhitectura i modul de operare al unui microprocesor. Ciclul instruciune, ciclul main, fazele de
execuie ale unui ciclu main.
[1], slide nr. 28, 29; [2], pag. 910; [4], pag. 132,133.
