VIOREL IONESCU

ALIN DĂNIŞOR TRAIAN PETCULESCU

I. DISPOZITIVE ŞI CIRCUITE ELECTRONICE

Îndrumar de laborator

OVIDIUS UNIVERSITY PRESSCONSTANŢA 2005

5

PREFAŢĂ

Lucrarea de faţă se adresează studenţilor din cadrul facultăiţlor cu profil tehnic ce includ în programa de studiu disciplina dispozitive şi circuite electronice ( specializarea inginerie electronică , fizică, fizică tehnologică, ş.a.) , reprezentând un real suport în studiul pe cale experimentală a unor parametri reprezentativi ai principalelor dispozitive şi circuite electronice .

De asemenea, îndrumarul de laborator se adresează şi cadrelor didactice din liceele de profil ajutându-i la desfăşurarea unor activităţi practice în domeniul electronicii.

Autorii ţin să mulţumească pe această cale domnului conf. univ. dr. Dumitru Mondescu pentru realizarea unei prime variante a referatelor de laborator la o mare parte din lucrările existente în această carte.

Autorii

6

CUPRINS

I. Dioda semiconductoare în regim static……........................................ 9I.1I

Consideraţii teoretice………………………………………………….. 9

I.2 Lucrarea nr.1 - studiul diodei redresoare cu Ge şi Si….. ...................... 11I.3 Lucrarea nr.2- studiul diodei Zenner..................................................... 14

II. Tranzistorul bipolar…………………………………………………............. 16I.2I

Consideraţii teoretice………………………………………………….. 16

II.2 Lucrarea nr. 3 - Studiul tranzistorului bipolar NPN,conexiuneBC, în regim static……………………………………………………………. 20

II.3

II.4

Lucrarea nr. 4 - Studiul tranzistorului bipolar NPN,conexiuneEC, în regim static…………………………………………………………….Lucrarea nr. 5 – Studiul tranzistorului bipolar PNP,conexiuneEC, în regim static…………………………………………………………….

22

25II.5 Lucrarea nr.6 – Studiul tranzistorului bipolar în regim dinamic……… 28

III. Tranzistorul unipolar cu efect de câmp .......................................... 30I.3I

Consideraţii teoretice.............................................……………………. 30

III.2 Lucrarea nr. 7 - Studiul tranzistorului TEC-J cu canal n ……………... 32IV. Tranzistorul MOS……………………………………………………………. 34

IV.1 Consideraţii teoretice………………………………………………….. 34IV.2. Lucrarea nr.8 – Studiul TEC-MOS cu canal n indus în regim static….. 36

V. Diacul...................................................................……………………............... 39I.4V

Consideraţii teoretice...............................................................………... 39

V.2 Lucrarea nr. 9 – Studiul diacului............................................................ 39VI. Tiristorul………………………………………………………………............ 41

I.5V

Consideraţii teoretice..............................................................………… 41

VI.2 Lucrarea nr. 10 – Studiul tiristorului...................................................... 43VII. Tranzistorul unijoncţiune( TUJ )…………………………………………… 46

VII.1. Consideraţii teoretice ……………………………………………… 46 VII.2. Lucrarea nr.11 – Studiul oscilatorului de relaxare cu TUJ…………. 47VIII. Dispozitive optoelectronice.......................................................................... 49

VIII.1 Lucrarea nr12 – Studiul fotodiodei......................................................... 49VIII.2 Lucrarea nr. 13 – Studiul fototranzistorului………………………….... 52VIII.3 Lucrarea nr. 14– Studiul fotoelementului.............................................. 55

IX. Dioda semiconductoare în regim dinamic...................................................,,, 59I.6V

Consideraţii teoretice..............................................................………… 59

VII.2 Lucrarea nr. 15 – Studiul diodei semiconductoare în regim dinamic..... 59

7

X. Redresoare monofazate.....................................................................….. 61X.1 Consideraţii teoretice.............................................................................. 61X.2 Lucrarea nr. 16 – Studiul redresorului monofazat monoalternanţă........ 66X.3 Lucrarea nr. 17 – Studiul redresorului monofazat dublă alternanţă cu

transformator cu priză mediană.............................................................. 69X.4 Lucrarea nr. 18 – Studiul redresorului monofazat dublă alternanţă în

punte...................................................................................................... 71X.5 Lucrarea nr. 19 – Studiul redresorului monofazat cu dublarea tensiunii

redresate………...................................................................................... 73XI. Stabilizatoare electronice........................................……………………........ 75

XI.1 Consideraţii teoretice..............................................................………… 75XI.2 Lucrarea nr. 20 – Studiul stabilizatorului parametric ............................ 79XI.3 Lucrarea nr. 21 – Studiul stabilizatorului cu reacţie (tip serie) cu un

tranzistor bipolar..................................................................................... 81XI.4 Lucrarea nr. 22 – Studiul stabilizatorului cu reacţie (tip serie) cu două

tranzistoare bipolare………………………............................................ 83XI.5 Lucrarea nr. 23 – Studiul stabilizatorului de tensiune integrat cu BA 723 84

XII. Amplificatoare de semnal mic cu tranzistor bipolar …………………….. 86XII.1 Consideraţii teoretice.............................................................................. 86XII.2 Lucrarea nr. 24 – Studiul amplificatorului de semnal mic cu un etaj,

cu tranzistor bipolar…………………………………………………… 91XIII. Amplificatoare de semnal mic cu TEC – MOS…………………………….. 93

XIII.1 Consideraţii teoretice………………………………………………….. 93XIII.2 Lucrarea nr.25 – Studiul amplificatoarelor cu TEC-MOS, conexiunile

SC, DC, GC ………………………………………………………….. 96XIV. Amplificatoare cu reacţie 100

XIV.1 Consideraţii teoretice 100XIV.2 Lucrarea nr. 26 – Studiul amplificatoarelor cu reacţie 103

XV. Etaje finale de amplificare………………………………………………… 106XV.1. Lucrarea nr.27 – Studiul amplificatoarelor de clasă B, în

audiofrecvenţă cu TB ………………………………………………. 106XV.2. Lucrarea nr. 28 – Studiul amplificatorului în audiofrecvenţă cu circuit

integrat TDA 2003………………………………………………… 109XVI. Circuite cu amplificatoare operaţionale…………………………………. 110

XVI.1. Consideraţii teoretice……………………………………………… 110XVI.2. Lucrarea nr.29 – Studiul circuitelor cu amplificatoare operaţionale… 112

XVII. Oscilatoare RC 116XVI.1 Consideraţii teoretice ………………………………………………… 116XVI.2 Lucrarea nr. 30 – Studiul oscilatoarelor RC în punte Wien ……….. 119

XVIII. Circuite basculante cu tranzistoare bipolare……………………………. 121XVIII.1. Consideraţii teoretice……………………………………………….. 121XVIII.2. Lucrarea nr.31 – Studiul circuitelor basculante………………………. 123Bibliografie…………………………………………………………………… 129

8

I. DIODA SEMICONDUCTOARE ÎN REGIM STATIC

I.7 Consideraţii teoretice

I.7.a Trasarea caracteristicii statice

Polarizarea diodei semiconductoare se face în două situaţii:- polarizare directă, când U >0 şi I >0,- polarizare inversă, când U <0 şi I <0.

În cazul polarizării directe se constată o creştere exponenţială a curentului IA în raport cu tensiunea aplicată la bornele diodei UA( Zona I a caracteristicii din figura I.1.1).

Fig. I.7.1 - Caracteristica curent-tensiune a diodei semiconductoare

La polarizarea inversă a diodei, se observă o modificare puţin semnificativă a curentului invers I (de ordinul μA) la o variaţie mare(de ordinul V) a tensiunii inverse aplicate U (zona II). Această situaţie are loc până la o anumită valoare (relativ mare) a tensiunii inverse aplicate, de la care se produce străpungerea joncţiunii PN; această tensiune se notează Ustr, fiind localizată în punctul B al caracteristicii. Fenomenul de străpungere constă în creşterea bruscă a curentului invers prin diodă la o variaţie relativ mică a tensiunii inverse aplicate şi se datorează multiplicării în avalanşă a purtătorilor de sarcină sau efectului Zener. Acest din urmă efect stă la baza funcţionării diodei Zenner în zona III a caracteristicii, care este cunoscută sub numele de regiune de stabilizare ( aici se consideră că tensiunea este practic independentă de valoarea curentului, fiind practic constantă). Tensiunea UT se numeşte tensiune de prag şi este tensiunea la care dioda se deschide(prin diodă trece un curent electric); ea este cuprinsă între 0,2-0,4V pentru diodele cu Ge şi între 0,5-0,7V pentru diodele cu Si.

9

I.7.b Determinarea parametrilor diodei semiconductoare

În curent alternativ, dioda semiconductoare se comportă ca o rezistenţă dinamică (internă sau diferenţială) cu care se înlocuieşte efectiv în analiza practică a circuitelor electrice, doar pentru cazul în care dioda respectivă lucrează în regiunea de conducţie (dioda redresoare, de exemplu, ce lucrează în regiunea de conducţie şi blocare nu se comportă ca Ri).

Ri = KT/ qI (I.1)unde KT/q 0,026 V. Presupunând că amplitudinea tensiunii alternative este mică (condiţia de semnal mic), atunci când în jurul punctului mediu de funcţionare Um caracteristica poate fi aproximată printr-o tangentă ,se poate determina grafic parametrii Ri, β şi α (fig. I.1.2).

Fig. I.7.2 - Liniarizarea caracteristicii diodei Faţă de componenta alternativă a tensiunii, dioda are un comportament diferenţiat, ce poate fi caracterizat de parametrii:

a) panta diodei în punctul de funcţionare Um:

S = dI/dU U=Um (I.2)

b) rezistenţa internă ( dinamică ) a diodei: Ri = 1/S = U=Um= tg (I.3)

Ri este diferită de rezistenţa aparentă în curent continuu (statică):

Rcc = tg (I.4)care este formată din două componente:

Rcc = Rb +U /I (I.5)unde Rb este rezistenţa blocului semiconductor (a regiunilor neutre p şi n)Notă: Se poate scrie şi expresia matematică a caracteristicii statice pentru calcule în scheme electrice astfel:

I = I (qU /mKT) - (I.6)unde m este coeficient cu valori între 1 şi 2, iar I s-a notat curentul de saturaţie al diodei în polarizare inversă.

10

I.2. Lucrarea numărul 1:

STUDIUL DIODEI REDRESOARE CU Ge şi Si

I.2.a Scopul lucrării: trasarea caracteristicii curent-tensiune şi determinarea parametrilor diodei: panta S, rezistenţa dinamică Ri, rezistenţa statică Rcc.

I.2.b Desfăşurarea lucrării:

A. STUDIUL DIODEI REDRESOARE CU Ge

I.2.1. Realizaţi montajul experimental din figura I.2.1(fără alimentare), studiind şi schema electrică din figura I.2.2.

Fig.I.2.3 Montajul experimental - dioda redresoare cu Ge

Fig.I.2.4 Schema electrică - dioda redresoare cu Ge

I.2.2. Se conectează sursa stabilizată de c.c., stabilindu-se valorile tensiunii de alimentareUalim între 0.1 şi 15V(aşa cum se vede în tabelul I.1.)şi citindu-se pentru fiecare astfel de valoareUalim tensiunea la bornele diodei U pe voltmetrul conectat între bornele 5 şi 6,respectiv valoarea curentului prin diodă IA pe miliampermetrul conectat în circuit.

Măsuratorile se vor face atât în polarizare directă , cât şi în polarizare inversă(la polarităţile din paranteze).

Cu datele înregistrate se va completa tabelul I.1.Se va trasa apoi caracteristica statică IA = (UA) a diodei redresoare cu Ge.

11

Ualim(V) 0.1 0.3 0.5 0.7 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 POLARIZARE

DIRECTĂU (V)I (mA)

POLARIZARE INVERSĂ

-U (V)-I (μA)

Tabelul I.1

I.2.3.Se stabileşte pe curba caracteristicii în polarizare directă un punct mediu de funcţionare U apoi se vor lua diverse puncte de pe caracteristica de jur împrejurul lui U , determinându-se astfel rezistenţa dinamică (internă) după formula:

R U (I.3’)

De exemplu , R / ;

R ,

ş.a.m.d. conform expresiei R /( I .

Se calculează, de asemenea, R şi S (conform analizei prezentate la consideraţii teoretice) după formulele:

R tg β (I.4’);

S , (I.2’) Valorile de mai sus se trec în tabel.

Tabel I.2.

R (Ω) R R R ...................................................................................RS(Ω ) S S S ....................................................................................SR

B.STUDIUL DIODEI REDRESOARE CU Si

12

I.2.4. Realizaţi montajul experimental din figura I.2.3(fără alimentare), studiind şi schema electrică din figura I.2.4.

Fig.I.2.5 Montaj experimental - dioda redresoare cu Si

Fig.I.2.6 Schema electrică - dioda redresoare cu Si

I.2.5. Se conectează sursa stabilizată de c.c., stabilindu-se valorile tensiunii de alimentareUalim între 0.1 şi 15V(aşa cum se vede în tabelul I.3.)şi citindu-se pentru fiecare astfel de valoareUalim tensiunea la bornele diodei U pe voltmetrul conectat între bornele 8 şi 9, respectiv valoarea curentului prin diodă IA pe miliampermetrul conectat în circuit.Măsurătorile se fac atât pentru polarizare directă, cât şi pentru polarizare inversă(semnele „-” „+” din paranteze).

Ualim(V) 0.1 0.3 0.5 0.7 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 POLARIZARE

DIRECTĂU (V)I (mA)

POLARIZARE INVERSĂ

-U (V)-I (μA)

Tabel I.3.

Se va trasa caracteristica statică I = f (U ) a diodei pe hârtie milimetrică.I.2.6. Se determină rezistenţa dinamică R , rezistenţa statică R şi panta S pe baza formulelor de la punctul 1.2.3.

Se completează cu aceste date obţinute prin calcul tabelul I.6.

Tabel I.4.

R (Ω) R R R ...................................................................................RS(Ω ) S S S ....................................................................................SR

I.3. Lucrarea numărul 2:

13

STUDIUL DIODEI ZENER

I.3.1. Consideraţii teoretice

Dioda Zener este o diodă stabilizatoare de tensiune ce funcţionează în regim de polarizare inversă. Curentul invers are o valoare relativ constantă şi neglijabilă (de ordinul μA) la o temperatură dată pentru toate tensiunile sub tensiunea de străpungere (UBR).

Fig. I.3.1. Caracteristica curent - tensiune a diodei Zenner

Porţiunea de lucru (AB) este situată în zona de străpungere , unde căderea de tensiune pe diodă rămâne practic constantă (tensiune stabilizată) pentru o gamă foarte largă de curenţi.

Străpungerea diodei se explică prin două efecte: multiplicarea în avalanşă a purtătorilor de sarcină şi efectul Zener. În cazul primului efect(multiplicare în avalanşă a purtătorilor), la tensiuni inverse ridicate, câmpul electric din regiunea de sarcină spaţială atinge valori mari şi imprimă o energie crescută purtătorilor de sarcină care trec pe acolo; în urma ciocnirii cu atomii reţelei cristaline, un purtător de sarcină poate avea energie suficientă pentru a forma o pereche electron-gol prin ruperea unei legături covalente şi aceşti purtători suplimentari de sarcină sunt antrenaţi la rândul lor de câmpul electric, formând noi perechi electron-gol ş.a.m.d. (ducând astfel la creşterea curentului).Cantitativ, fenomenul de multiplicare este luat în considerare conform relaţiei: IR = M I0 (I.7.), unde I0 este curentul invers prin diodă în absenţa multiplicării şi M = coeficient de multiplicare în avalanşă.

Coeficientul M se poate calcula după relaţia empirică: (I.8)

La concentraţii mari de impurităţi(>1018cm-3) străpungerea joncţiunii se face prin efect Zener, care constă în aparaţia unui număr crescut de purtători de sarcină(prin ruperea unor legături covalente) sub acţiunea directă a câmpului electric.Acest efect apare la un număr redus de tipuri de joncţiuni, si anume la cele la care UBR<5V.

I.3.2. Scopul lucrării: trasarea caracteristicii curent tensiune şi determinarea coeficientului de multiplicare în avalanşă M.

14

Desfăşurarea lucrării:

Studiaţi montajul experimental din figura 1.4.6 şi schema electrică din figura 1.4.7., apoi realizaţi practic montajul respectiv fără alimentare, analizând şi funcţionarea lui.

Fig. I.4.7 Montaj experimental- dioda Zener

Fig.1.4.7. Schema electrică dioda Zenner

Se conectează alimentarea şi se reglează tensiunea sursei începând de la 1 până la 30 V astfel încât să se obţină treptele de valori prezentate în tabelul de mai jos pentru curentul –IA şi tensiunea -UA . Cu datele înregistrate se va completa următorul tabel I.7.

Tabel I.7.

-U (V) .... … … … 7,30 7,31 7,32 7,33 7,34 …………………..

-I (mA) 0,1 0,3 0,5 0,7 1 … … … … ……………………

Se va trasa caracteristica de stabilizare a diodei pe hârtie milimetrică luând în considerare sensul tensiunii şi curentului, identificându-se pe curba curent-tensiune punctul străpungerii joncţiunii : A(UBRIBR)respectiv punctul corespunzător stabilizării tensiunii: C(Ustab, Istab).

Se determină apoi coeficientul de multiplicare în avalanşă M cu ajutorul relaţiei(I.8), considerând n=3 şi UR=-UA.

15

II. TRANZISTORUL BIPOLAR

II.1. Consideraţii teoretice

Tranzistoarele bipolare sunt dispozitive semiconductoare cu câte trei borne (terminale): E (emitor), B (bază), C (colector), fiind capabile să realizeze o amplificare liniară a semnalelor electrice.

Un astfel de tranzistor este constituit din două joncţiuni PN înseriate astfel încât să formeze fie o structură PNP, fie o structură NPN. Figura II.1.1 a) şi b) prezintă aceste structuri, împreună cu simbolurile de reprezentare în circuit.

Fig. II.1.8- Structura şi simbolizarea tranzistoarelor bipolare

Joncţiunile care apar în structura unui tranzistor sunt:

- JE = joncţiunea emitorului sau joncţiunea emitor-bază.

-JC= joncţiunea colectorului sau joncţiunea colector-bază.Tranzistorul, pentru a putea fi studiat , este asimilat cu un diport : un bloc cu două borne de ieşire - poarta de ieşire şi două borne de intrare: poarta de intrare. Deoarece tranzistorul are doar trei borne, una trebuie să fie comună intrării şi ieşirii. Borna comună defineşte conexiunea tranzistorului.

In figura II.1.2 a), b), c) sunt prezentate cele trei conexiuni fundamentale ale tranzistorului, prin intermediul unor montaje cu circuitele de intrare şi de ieşire corespunzătoare.

Ecuaţiile de circuit pentru conexiunea BC din fig.II.1.2a) sunt următoarele:UEE =UEB + REIE ; UCC = -UCB +RCIC (II.1)

Pentru a vedea cum se comportă tranzistorul în conexiune BC ca amplificator de tensiune(în c.a.) presupunem că tensiunea UEE area o mică variaţie ΔUEE. Aceasta provoacă variaţia lui iC iE şi a lui uCB , iar în colector se va simţi o variaţie de tensiune :

16

şi „semnalul” ΔUEB va apărea amplificat dacă RC > RE.Rezultatul nu este

edificator , doarece aplicarea semnalului prin RE în serie cu bateria de alimentare nu este deloc inspirată . Se poate deci aplica tensiunea de semnal direct în emitor, printr-un condensator care blochează trecerea curentului continuu dar permite trecerea semnalului(dacă acesta are o variaţie suficient de rapidă), şi semnalul poate fi considerat

chiar ΔuEB. Se poate scrie: de unde , prin diferenţere, găsim:

(II.2.), unde IC este curentul continuu în jurul căruia au loc variaţiile

produse de semnal, iar gm este panta sau transconductanţa tranzistorului. Din relaţia (II.1) rezultă apoi: (II.3), deci amplificarea în tensiune este AV = gm RC (II.4.), care poate lua valori mari .

În concluzie , putem spune că tranzistorul în conexiune BC amplifică în putere.

Fig. II.1.2 - Conexiuni fundamentale ale tranzistorului bipolar PNP In cele ce urmează se vor scrie relaţiile între tensiuni si curenţi pentru montajul cu tranzistor în conexiunea emitor comun , aplicând legea a II- a alui Kirchoff pentru cele două ochiuri de reţea : UBB = -UBE + RBIB ; UCC = - UCE + RCIC (II.5)

Notă : Dacă baza este în gol ( IB = 0 μA ) , în circuitul de ieşire există un curent rezidual de colector notat ICEO şi se poate scrie relaţia: IC = βFIB + ICEO βF = (IC – ICEO) / IB (II.6) reprezintă factorul de amplificare în curent desemnal mare pentru conexiunea EC. Modelarea cu parametrii hibrizi h pentru TB în conexiune ECSe consideră un regim de lucru dinamic, variabil, de semnal mic şi joasă frecvenţă pentru tranzistor, privit ca un cuadripol.

Fig.II.1.3.Circuitul echivalent cu parametrii hibrizi pentru TB

17

Se pot scrie ecuaţiile: Vi = hieIi + hreV0; I0 = hfeIi + hoeV0. Considerînd că Vi=UBE, Ii=IB, V0=UCE, I0=IC şi diferenţiind cele două relaţii de mai sus vom defini următorii parametri hibrizi h( după trecerea la variaţii mici, dar finite pentru U şi I):

(rezistenţa de intrare ri); (inversul rezistenţei

de ieşire1/re); (factorul de transfer în tensiune invers) ,unde η-

factor de modulare a grosimii bazei; (cîştigul de curent direct

amplificarea în curent la semnal mic) şi hfe = (amplificarea în curent direct la semnal mare).Determinarea elementelor circuitului echivalent Măsurătorile se fac într-un anumit punct de funcţionare, la o frecvenţă joasă (1KHz), respectînd condiţia de semnal mic.

Fig.II.1.4.Modelul fizic Giacoletto pentru TB în conexiune EC

Elementele circuitului echivalent sunt:- panta tranzistorului , dată de relaţia: gm= qIC/ KT= 40 IC;rezistenţa de intrare:

= hfe / gm şi / hre; rezistenţa distribuită a bazei: = hie- .

Fig.II.1.5. Caracteristicile statice pentru TB PNP,conexiunea EC.

Fig.II.1.6 Caracteristicile statice pentru TB npn, conexiunea BC

18

Fig.2.I.7. Caracteristica de ieşire a unui tranzistor npn 2N3904.

Fig.2.I.8.Determinarea câştigului de curent βac în punctul static de funcţionare Q la IC = 7mA şi VCE=5V.

Câştigul de curent direct conexiunea emitor comun βac în punctul Q pentru tranzistorul npn având caracteristica de ieşire în fig.2.I.7, şi determinat conform algoritmului prezentat în fig.2.I.8 se exprimă ca mai jos:

(II.7)

Notă: câştigul de curent βdc= IC/IB la VCE=cst (regim de curent continuu) mai este cunoscut şi sub denumirea de hfe.

19

II.2. Lucrarea numărul 3:STUDIUL TRANZISTORULUI NPN, CONEXIUNEA BAZĂ COMUNĂ ,

ÎN REGIM STATIC

II.2.a.Scopul lucrării: trasarea caracteristicilor de ieşire, intrare şi determinarea pantei(transconductanţei) gm, respectiv a amplificării în tensiune AV.

II.2.b.Desfăşurarea lucrării:A.Trasarea caracteristicii de ieşire IC = f(UCB) / IE =const

Se realizează montajul experimental din fig.II.1.1, aducând pentru început cele două surse de c.c. la valoarea de 0V a tensiunilor generate şi lăsând neconectat în această etapă de lucru voltmetrul V1. În scopul trasării caracteristicii de ieşire, se reglează iniţial tensiunea UEE a primei surse la o valoare ce corespunde unui curent de intrare IE = 0,5mA, care se va menţine constant. Reglându-se sursa a doua la valorile de tensiune UCC din tabelul II.1., se vor citi şi nota în tabel cuplul de valori (IC, UCB) , calculându-se apoi şi curentul de bază după formula: IB = IE – IC ; pentru o trasare cât mai exactă pe hârtie milimetrică a acestei caracteristici IC =f( UCB)/IE=0,5mA, curenţii se vor citi cu trei zecimale. În mod analog se culeg al doilea şi al treilea cuplu de valori (IC, UCB), pentru IE =1mA, respectiv IE = 1.5mA .

Fig.II.2.1 Montaj experimental pentru studiul T.B.npn, conexiune BC, în regim static

IE(mA) UCC(V) 0 1 2 3 4 6 8 10 12 14IC(mA)

0,5 UCB(V)

IB(μA)

IC(mA)

1 UCB(V)

IB(μA)

IC(mA)

1,5 UCB(V)

IB(μA)

Tabel II.1.

20

În final, se calculează panta(transconductanţa) gm şi amplificarea în tensiune AV după formulele generale:

şi n = nr. de măsurători

AV,n = gm,n RC , RC = 3.3K.

A.Trasarea caracteristicii de intrare IE = f(UBE) / UCB =const Se va folosi acelaşi montaj experimental din Fig.II.1.1., iar modificările care se vor face aici sunt scoaterea din circuit a mA conectat între 18 şi19(scurtcircuitându-se cu un cordon de legătură bornele 18 şi 19) şi introducerea voltmetrului V1 între bornele 15 şi 16. Pentru înregistrarea caracteristicii de intrare, se va stabili din sursa a doua de tensiune UCC tensiunea constantă UCB, pentru început la valoarea de 0,5V; prin modificarea tensiunii UEE la valorile din tabelul II.2., se va culege cuplul de valori (IE, UBE), având grijă ca înaintea fiecărei măsurători să se aducă tensiunea UCB la valoarea constantă 0,5V. În mod analog se va proceda şi la alte valori ale tensiunii constante UCB( de ex. 1V,2V). În final se trasează pe hârtie milimetrică caracteristicile IE = f(UBE) / UCB=0.5V,1V,2V.

UCB(V) UEE(V) 0,5 1 1,5 2 2,5 3 3,5 4 4,5 50,5 IE(mA)

UBE(V)

1 IE(mA)

UBE(V)

2 IE(mA)

UBE(V)

Tabel II.2.

21

II.3.Lucrarea numărul4:STUDIUL TRANZISTORULUI NPN, CONEXIUNEA EMITOR

COMUN, ÎN REGIM STATIC

II.3.a. Scopul lucrării : trasarea caracteristicilor de ieşire, de intrare şi determinarea parametrilor hibrizi ai tranzistorului: hie(rezistenţa de intrare ri), hoe(inversul rezistenţei de ieşire1/re), hre(factorul de transfer în tensiune invers) şi a factorului de amplificare în curent direct βac.

II.3.b.Desfăşurarea lucrării :

A. Trasarea caracteristicii de ieşire IC= f(UCE) | IB =constEtapele lucrării:

Se realizează montajul experimental din fig.II.3.1, studiind şi schema electrică corespunzătoare din figII.3.2.

după verificarea montajului se conectează alimentarea şi se stabileşte valoarea tensiunii sursei la 24V c.c ;

se pun potenţiometrele r7 în poziţie de minim si r10 în poziţie de minim(astfel încît toate aparatele de măsură să indice valoarea 0); r7 acţionează asupra curentului IB , iar r10 asupra tensiunii UCE şi a curentului IC ;

r7 la minim corespunde unui curent de bază egal cu zero IB= 0μA, menţinut constant pe parcursul măsurătorilor ;

învârtind cursorul potenţiometrului r10 în sensul creşterii tensiunii , se stabilesc pentru UCE valorile din tabelul II.3, citind de fiecare dată valorile corespunzătoare pentru IC , pe miliampermetrul conectat între 5 şi 7 ;

se aduce apoi cursorul potenţiometrului r10 la minim (UCE =0,IC =0) şi se reglează cu potenţiometrul r7 curentul IB la 5 A

menţinând constant acest curent, se măsoară noile valori ale curentului I C pentru valorile UCE din tabelul II.3, învârtind cursorul potenţiometrului r10 în sensul creşterii tensiunii.

aceleaşi operaţii la măsurarea curentului IC pentru IB = 10 µA ; perechile de valori (UCE, IC), pentru IB = const. se trec în tabelul II.3 se trasează curbele IC = f( UCE )/ IB =5μA,10μA cu datele din tabelul II.3 ;

Fig. II.3.9 -Montaj experimental pentru studiul TB npn , conexiunea emitor comun

22

Se determină parametrii hibrizi hoe(inversul rezistenţei de ieşire) şi hre(factorul de transfer în tensiune invers)pe baza datelor experimentale din tabelul II.1, folosind formulele:

respectiv

Se determină câştigul de curent direct,conexiune EC, conform relaţiei:

, unde ; .

IB0=0μA IC=ICEO(uA)

UCE(V) 1 2 3 4 5 6 7 8 9 . . . . . 15

IB1=5μA IC(mA)UCE(V) 0,05 0,1 0,2 0,5 0,7 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10

IB2=10μA IC(mA)UCE(V) 0,05 0,1 0,2 0,5 0,7 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10

Tabel II.3.

B. Trasarea caracteristicii de intrare IB=f(UBE) | UCE=const Pentru determinarea caracteristicii de intrare se va păstra acelaşi montaj de studiu din fig.II.3.1. După verificarea montajului se pun potenţiometrele r7 în poziţie de minim şi r10 în poziţie de minim(IB = 0, UBE = 0) , se conecteză alimentarea şi se stabileşte valoarea tensiunii UCE

la 4V c.c , citită pe scala voltmetrului V1( conectat între bornele 3 şi 8 ) ; r10 acţionează asupra tensiunii UCE, iar r7 asupra curentului IB şi a tensiunii UBE. rotind cursorul potenţiometrului r7 în sensul creşterii curentului IB la valorile din

tabelul II.4. , se citeşte de fiecare dată valoarea corespunzătoare pentru UBE şi pentru IC.

după aceste măsurători , se aduc cursoarele celor două potenţiometre ( r7 şi r10) la poziţia iniţială ;se stabileşte pentru UCE valoarea constantă 8V cu ajutorul potenţiometrului r10 , măsurîndu-se valorile pentruUBE şi IC la aceleaşi valori ale curentului IB. aceleaşi operaţii se repetă pentru UCE = 12 V . perechile de valori (UBE , IB , IC ) , pentru UCE = const se trec în tabelul II.4 ; se trasează curbele IB =f(UBE)/ UCE = const cu datele din tabelul II. 4 .

Tabel II.4 .

IB(μA) 1 5 10 20 30 40 50 70 90 150UCE=4V IC(mA)

UBE(V)IB(μA) 1 5 10 20 30 40 50 70 90 150

UCE=8V IC(mA)UBE(V)IB(μA) 1 5 10 20 30 40 50 70 90 150

UCE=12V IC(mA)UBE(V)

se determină parametrul hibrid hie( rezistenţa de intrare) pe baza datelor experimentale

din tabelul II.4, folosind formula:

astfel: ş.a.m.d.

23

În general, Analog se determină hie pentru UCE=15V,10V.

Fig. II.3.2. Schema electrică –Studiul TB npn, conexiuneEC în regim static

II.4.Lucrarea numărul 5:

24

STUDIUL TRANZISTORULUI PNP,CONEXIUNEA EMITOR COMUN ÎN REGIM STATIC

II.4.a. Scopul lucrării : trasarea caracteristicilor de ieşire, de intrare şi determinarea parametrilor hibrizi ai tranzistorului: hie(rezistenţa de intrare ri), hoe(inversul rezistenţei de ieşire1/re), hre(factorul de transfer în tensiune invers) şi a factorului de amplificare în curent direct βac.

II.4.b.Desfăşurarea lucrării : A. Trasarea caracteristicii de ieşire IC= f(UEC) | IB =const.

Se realizează montajul experimental din fig.II.4.1, studiind şi schema electrică corespunzătoare din figII.4.2.

după verificarea montajului se conectează alimentarea reglându-se sursa la 16 V c.c; se pun potenţiometrele r11 în poziţie de minim şi r8 în poziţie de minim (astfel încât

toate aparatele să indice valoarea 0); r8 acţionează asupra curentului IB , iar r11 asupra tensiunii UEC şi a curentului Ic ;

menţinând potenţiometrul r8 la minim(valoarea IB=0μA) se învârte cursorul potenţiometrului r11 în sensul creşterii tensiunii, citindu-se astfel fiecare valoare a curentuluiIC şi a tensiunii UEB la valorile tensiunii UEC indicate în tabelul II.5. După înregistrarea acestui set de valori (IC,UEC,UEB) în tabel se aduce cursorul potenţiometrului r11 la minim (UEC = 0) şi se reglează din potenţiometrul r8

curentul IB la 5 μA ; menţinând constant acest curent , se măsoară noile valori ale curentului IC şi

tensiuniiUEB pentru valorile tensiunii UEC indicate în tabelul II.5. aceleaşi operaţii se repetă pentru IB = 10 μA; perechile de valori

(IC,UEC,UEB) pentru IB = 5μA,10μA se trec şi ele în tabelul II.5 ; se trasează curbele Ic = f (UEC)/ IB =5μA,10μA , cu datele din tabelul II.5 ;

Fig. II.4.1 -Montaj experimental pentru studiul TB pnp, conexiunea EC

Se determină parametrii hibrizi h0e şi hre, βac pe baza datelor experimentale din tabelul II.5, folosind formulele:

, , , ca la punctul 2.3.b.

25

Tabel II. 5 .

IB=0μA IC=ICEO(μA)

UEC(V) 1 2 3 4 5 6 7 8 9 . . . . . 15IC(mA)

IB=5μA UEB(V)UEC(V) 0,1 0,2 0,4 0,6 0,8 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10IC(mA)

IB=10μA UEB(V)UEC(V) 0,1 0,2 0,4 0,6 0,8 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10

B. Trasarea caracteristicii de intrare IB = f (UEB)| UEC = const. .

Se vor păstra aceleaşi conexiuni în montajul experimental din fig.II.4.1.Etapele lucrării:

se aduc din nou potenţiometrele r8 în poziţie de minim şi r11 în poziţie de minim ; cu ajutorul potenţiometrului r11 se stabileşte valoarea tensiunii UEC la 4 V (citită

pe voltmetrul conectat între bornele 15 şi 11) ; menţinând tensiunea UEC constantă şi rotind cursorul potenţiometrului r8 în

sensul creşterii curentului IB la valorile din tabelul II.6. se citeşte de fiecare dată valorile corespunzătoare pentru UEB şi pentru IC;se completează astfel primele rânduri din tabelul II.6.

după aceste măsurători , se aduc cursoarele celor două potenţiometre r8 şi r11 la poziţia iniţială ; se alege pentru UEC valoarea 8V , care se menţine din nou constantă şi se măsoară valorile (UEB ,IC) pentru aceleaşi valori ale lui IB ;

aceleaşi operaţii se repetă pentru UCE = 12V toate perechile de valori (UBE, IB, IC), la UCE = const,se trec în tabelul II.6;

se trasează curbele IB = f (UEB)/ UEB = const cu datele din tabelul II.6.

IB(μA) 1 5 10 20 30 40 50 70 90 120UEC=4V IC(mA)

UEB(V)IB(μA) 1 5 10 20 30 40 50 70 90 120

UEC=8V IC(mA)UEB(V)IB(μA) 1 5 10 20 30 40 50 70 90 120

UEC=12V IC(mA)UEB(V)

Tabel II.6.

se determină parametrul hibrid hie pe baza datelor experimentale din tabelul II.6., folosind formula:

;

26

Fig. II.4.2 Schema electrica – studiul TB pnp, conexiune EC în regim static

27

II.5. Lucrarea numărul 6:STUDIUL TRANZISTORULUI BIPOLAR ÎN REGIM DINAMIC

II.5.a. Scopul lucrării: determinarea factorului static de amplificare în curent( ),a factorului dinamic de amplificare în curent(hfe), a transconductanţei(pantei) gm şi a

rezistenţei de intrare .

II.5.b.Desfăşurarea lucrării

Se studiază schema electrică corespunzătoare montajului experimental din fig.II.5.1.

Fig.II.5.1. Schema electrică şi montajul experimental –studiul TB în regim dinamic

Se realizează conexiunile corespunzătoare montajului experimental, apoi se reglează valoarea tensiunii alternative de intrare în tranzistor Ug la o valoare corespondentă a tensiunii alternative bază-emitor ube = 25mV,care se menţine constantă de-a lungul măsurătorilor. Se reglează tensiunea sursei de c.c. UCC la următoarele valori: 5V, 6V, 7V, 8V, 9V,10V; cu ajutorul potenţiometrului P2 se va menţine căderea de tensiune continuă între C şi E UCE la valoarea constantă de 4V pentru fiecare valoare a tensiunii UCC stabilită mai sus. Cu ajutorul voltmetrului V1 se măsoară componenta alternativă a tensiunii bază-emitor ube(reglând aparatul de măsură pe scala de c.a.).În mod analog, cu V2 se măsoară componenta alternativă uce şi componenta continuă UCE a tensiunii colector-emitor. Pe mA conectat între bornele 28 şi 29 se măsoară curentul continuu de bază IB, componenta alternativă a acestui curent fiind calculată cu relaţia: ib= (Ug – ube) / Rb. Se determină prin calcul curentul continuu de colector IC = (UCC – UCE) / RC, respectiv componenta alternativă a acestui curent ic = uce / R/

C.

28

Se determină apoi prin calcul şi următoarele mărimi: factorul static de amplificare în curent = IC / IB, factorul dinamic de amplificare în curent hfe= ic / ib, panta gm= ic / ube, rezistenţa de intrare hie =ube / ib. Toate mărimile măsurate şi calculate se trec în tabelul II.7.

UCC(V) Ug(V) IB(uA) uce(mV) IC(mA) ic(uA) ib(uA) βF hfe

gmhie

5678910

Tabel II.7.

29

III.TRANZISTORUL CU EFECT DE CÂMP CU JONCŢIUNE

III.1. Consideraţii teoretice

Acest tranzistor face parte din categoria dispozitivelor unipolare, unde curentul electric este datorat unui singur tip de purtători, fie electroni, fie goluri. Constructiv aceste dispozitive constau dintr-un canal conductiv(de tip n sau p) prevăzut la capete cu contacte pentru aplicarea tensiunii de alimentare şi un electrod de comandă a curentului. Contactele fixate la capetele canalului se numesc sursă S (corespunzând emitorului de la TB), respectiv drenă D( corespunzând colectorului de la TB); electrodul de comandă se numeşte poartă G , corespunzând bazei de la TB. Tranzistorul cu efect de câmp cu joncţiune(TECJ) este în esenţă un rezistor a cărui secţiune este controlată de grosimea regiunii de sarcină spaţială a joncţiunii p+n poartă-canal( polarizată invers); această grosime face ca secţiunea conductivă a canalului(controlabilă electric prin diferenţa de potenţial poartă – canal) să fie mai mică decât distanţa dintre joncţiunile p+-canal n, respectiv canaln- substrat p+(vezi fig.III.1.2.a). În figura III.1.2 sunt prezentate structura (a) , simbolurile (b) şi caracteristicile de ieşire(sau de drenă ),respectiv de transfer pentru tranzistorul TEC - J (c) .

În familia caracteristicilor de drenă se disting trei zone semnificative de funcţionare: regiunea neliniară(zona I ), regiunea saturată(care reprezintă regiunea de funcţionare normală a tranzistorului TEC - J ca amplificator şi oscilator)-zona II şi regiunea de străpungere(zona III). În prima regiune, potenţialul canalului conductiv creşte treptat de la sursă la drenă, polarizând invers din ce în ce mai puternic zona corespunzătoare a joncţiunii pn poartă – canal şi are loc îngustarea treptată a canalului conductiv, pe măsură ce ne apropiem de drenă. Regiunea saturată este zona în care curentul iD rămâne aproximativ constant în raport cu variaţia tensiunii UDS; se consideră aici canalul conductiv ca fiind “strangulat” lângă drenă, adică canalul este separat de drenă prin intermediul regiunii de sarcină spaţială. Astfel, orice valoare a tensiunii UDS aplicată după apariţia “strangulării” nu mai poate influenţa valoarea curentului iD, care rămâne constant.

Polarizarea TECJ În fig. III.1.1.a este prezentat un circuit unde polarizarea porţii faţă de sursă este asigurată prin căderea de tensiune UGS dată de curentul de sursă IS = ID pe rezistenţa RS. Această teniune este aplicată pe poartă prin rezistenţa RG, care are valori de ordinul MΩ.Datorită dispersiei caracteristicilor, caracteristica iD = iD(UGS) este nesigură şi se va folosi practic un circuit de polarizare cu divizor rezistiv pe poartă( vezi fig.III.1.1.b).

30

a) construcţie plan-epitaxială a TEC-J cu canal n.

b) simboluri

Fig. III1.2. Reprezentarea tranzistorului TEC-J cu canal n

Pentru studiul TEC-J în regim de curent alternativ la frecvenţe joase se va considera comportarea tranzistorului ca cvasistaţionară, modelul de semnal mic (cu schema echivalentă din fig.III.1.3.) fiind dedus prin liniarizarea caracteristicilor în jurul unui punct de funcţionare.

31

III.2. Lucrarea numărul 7 :STUDIUL TRANZISTORULUl TEC-J ÎN REGIM STATIC

III.2.a Scopul lucrării: Trasarea caracteristicii caracteristicii de drenă şi determinarea parametrilor tranzistorului TEC-J : panta gm şi conductanţa de drena gd .

III.2.b.Desfăşurarea lucrării :

A. Trasarea caracteristicii de drenă ID =f(UDS)| UGS = const

Se realizează montajul din figura III.2.1 fără a conecta la reţea sursele de alimentare.

Fig. III.2.10 Montaj experimental -studiul tranzistorului TEC-J

Etapele lucrării: După verificarea montajului se pun potenţiometrele r12 în poziţie de minim si r9 în poziţie de minim, se conectează alimentarea şi se stabileşte pe surse valoarea tensiunilorUD,UG la 16V;r12acţionează asupra curentului ID şi asupra tensiunii UDS , r9 asupra tensiunii UGS şipotenţiometrul r9 la maxim stabileşte valoarea tensiunii UGS la 0 V . Menţinând tensiunea UGS=0V constantă şi rotind cursorul potenţiometrului r12în sensul creşterii tensiunii UDS la valorile din tabelul III.1. se vor citi în acelaşi timp şi valorile curentului de drenă ID. După acest prim set măsurători , se aduc cursoarele celor două potenţiometre( r9 şi r11)la poziţia iniţială (de valoare 0 a mărimilor indicate de aparate), şi apoi se aduce din r9 tensiunea UGS la valoarea -0,5V;se vor nota apoi valorile lui ID corespunzătoare valorilor lui UDS din tabelul III.1 prin rotirea aceluiaşi potenţiometru r12.Aceleaşi operaţii se repetă pentru UGS = -1,5 V . Perechile de valori (ID, UDS) , pentru UGS = const, se trec în tabelul de mai jos şi se trasează curbele ID =f(UDS)/ UGS = 0V,-0,5V,-1,5V; se determină apoi conductanţa de drenă după

formula:

UGS=0V ID(mA)UDS(V) 0,05 0,1 0,3 0,5 0,7 1 2 3 4 5 6 7 8 9

UGS= ID(mA)-0,5V UDS(V) 0,05 0,1 0,3 0,5 0,7 1 2 3 4 5 6 7 8 9UGS= ID(mA)-1,5V UDS(V) 0,05 0,1 0,3 0,5 0,7 1 2 3 4 5 6 7 8 9

Tabel III.1.

32

Fig. III.2.11 Schema electrică – tranzistorul TEC-J cu sursa comună .

B.Trasarea caracteristicii de transfer iG=f(UGS)/UDS=ct.

Folosind acelaşi montaj experimental din fig.III.2.1, se vor aduce din nou potenţiometrele r9 şi r12 pe poziţia de 0 a mărimilor indicate de multimetre; se reglează apoi din r12 tensiunea UDS la valoarea 6V, ce se va menţine constantă.Prin rotirea potenţiometrului r9 se vor citi şi nota valorile curentului ID pentru fiecare valoare a tensiunii UGS indicată în tabelul III.2. Se trasează caracteristica de transfer iD=f(UGS)/UDS=6V, apoi se determină

panta(transconductanţa ) după formula: .

De exemplu: , , ş.a.m.d.

UDS=6V

Tabel III.2.

Tabel III.2.

ID(mA) 0UGS(V) 0 -0,5 -1 -1,5 -2 -2,5 -3 …

33

IV.TRANZISTORUL MOS

IV.1 Consideraţii teoretice Tranzistorul MOS este un dispozitiv electronic bazat pe conducţia curentului electric la suprafaţa semiconductorului.Proprietăţile conductive ale suprafeţei semiconductorului sunt controlate de un câmp electric aplicat printr-un electrod izolat de semiconductor(poarta-G).Aceste aspecte constructive definesc familia tranzistoarelor cu efect de câmp cu poartă izolată, sau pe scurt TEC-MOS(MOS = metal-oxid-semiconductor), unde izolatorul este un strat subţire de SiO2 crescut prin oxidarea termică a suprafeţei siliciului.Conducţia se realizează la suprafaţa substratului de Si, între două zone cu tip de conductivitate opus celui al substratului ; cele două zone se numesc sursă-S şi drenă-D. În fig.IV.1.1a)este prezentată structura unui tranzistor TEC-MOS cu canal n(în secţiune).

a.structura TEC-MOS

Fig.IV.1.1 Structura în secţiune a unui tranzistor TEC-MOS cu canal nşi simburileTEC-MOS

Pentru a se putea stabili un curent electric între S şi D, suprafaţa substratului semiconductor trebuie inversată ca tip de conductivitate, adică trebuie să devină de tip n. În acest caz ,la suprafaţă apare un canal conductiv de tip n ce leagă S de D.Inversarea tipului de conductivitate al suprafeţei , precum şi controlul rezistivităţii canalului se face de către G.

34

Se vede mai sus că sursa se leagă la substrat şi constituie nivelul de referinţă al potenţialelor (masa).Tensiunile de poartă UGS şi de drenă UDS sunt pozitive.Pentru tensiuni de poartă UGS<UT(tensiunea de prag) nu apare canal la suprafaţă, şi ca urmare curentul de drenă ID este nul.Dacă UGS depăşeşte UT, între sursă şi drenă se formează un canal n ce permite conducţia curentului electric, cu atât mai bine cu cât UGS este mai mare. Caracteristicile statice de drenă ID=f(UDS)laUGS=ct. sunt prezentate în fig.IV.1.2.a), unde cu linie întreruptă s-a delimitat regiunea de saturaţie de restul regiunii de lucru; regimul pentru UDS<UDS,sat este cunoscut sub denumire de regim cvasiliniar.

Fig.IV.1.2.Caracteristica de ieşire şi de transfer pentru TEC-MOS cu canal n indus

Pentru tranzistoarele MOS realizate pe substrate de rezistivitate mare, se poate scrie o formă simplificată a ecuaţiei caracteristicii stacice în regiunea cvasiliniară astfel:

(IV.1), unde β este un

parametru constructiv al materialului, iar UDS,sat UGS – UT.În regiunea de saturaţie, pentru UDS > UDS,sat ecuaţia caracteristicii statice va fi:

(IV.2.)

Utilizarea tranzistoarelor MOS în circuite de amplificare necesită stabilirea unei scheme echivalente pentru regimul variabil de semnal mic, care este prezentată în fig.IV.1.3.(tranzistorul lucrează în regiunea de saturaţie)Dacă frecvenţa semnalului este joasă, se adoptă ipoteza cvasistaţionară, conform căreia dependenţa iD(uGS,UDS) este aceeaşi ca şi în curent continuu, conform relaţiei (IV.2).

Fig.IV.1.3.Schema echivalentă de semnal mic pentru TEC-MOS cu canal n

Alimentarea în curent continuu a TEC-MOS se face conform circuitelor de polarizare din fig.IV.1.4.

35

Fig.IV.1.4.Scheme de polarizare ale TEC-mos cu canal nIV.2. Lucrarea numărul 8:STUDIUL TRANZISTORULUI TEC-MOS ÎN REGIM STATIC

IV.2.a. Scopul lucrării: Trasarea caracteristicii caracteristicii de drenă şi determinarea parametrilor tranzistorului TEC-MOS : panta gm şi conductanţa de drena gd .

IV.2.b.Desfăşurarea lucrării :

A. Trasarea caracteristicii de drenă ID =f(UDS)| UGS = constSe realizează montajul din figura IV.2.1 fără a conecta la reţea sursele de alimentare.

Fig.IV.2.1.Montaj experimental-studiul TEC-MOS cu canal n în regim static

Se stabileşte de la sursa de tensiune continuă UG valoarea tensiunii UGS la 4V, care se va menţine constantă; prin învârtirea potenţiometrului de reglare a tensiunii sursei UD,pentru fiecare din valorile din tabelul IV.1. se citesc şi se notează în tabel valorile curentului de drenă ID, respectiv ale tensiunii UDS. După înregistrarea acestui prim set de măsurători se aduce tensiunea sursei UD la valorea 0 şi se reglează UGS la valoarea de 5V, ce se va menţine de asemenea constantă ; se înregistrează apoi al doilea set de măsurători (ID,UDS). În mod analog se procedează şi pentru UGS = 6V.

Tabel IV.1.UD(V) 0,2 0,4 0,6 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10

UGS= ID(mA)4V UDS(V)

36

UD(V) 0,2 0,4 0,6 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10UGS= ID(mA)5V UDS(V)

UD(V) 0,2 0,4 0,6 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10UGS= ID(mA)6V UDS(V)

În final se trasează curbele ID =f(UDS)/ UGS = 4V,5V,6V şi se determină apoi conductanţa de

drenă după formula:

B.Trasarea caracteristicii de transfer IG=f(UGS)/UDS=ct. Se aduc în prealabil tensiunile celor două surse UG şi UD la valoarea 0, apoi se reglează din sursa de c.c.de tensiune UD valoarea tensiunii UDS = 3V; prin învârtirea potenţiometrului de reglare a tensiunii sursei UG se vor citi şi nota în tabelul IV.2. fiecare valoare a curentului ID corespunzătoare tensiunii UGS dată în tabel. Înaintea ficărei măsurători se menţine din sursa UD tensiunea constantă UDS=3V.

UDS= ID(mA)

3V UGS(V) 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10Tabel IV.2.

Se trasează caracteristica de transfer iD=f(UGS)/UDS=3V, apoi se determină

panta(transconductanţa ) după formula: .

De exemplu: , , ş.a.m.d.

37

V.DIACUL

V.1. Consideraţii teoretice

Diacul este un dispozitiv multijoncţiune care are proprietăţile diodei ”pn pn” în ambele sensuri de conducţie. Dispozitivul are 5 straturi şi 4 joncţiuni, reprezentate schematic în figura V.1.1.a .Simbolul este dat în figura V.1.b. Poate fi considerat că fiind realizat din 2 structuri ”pn pn” aşezate antiparalel în acelaşi monocristal de Si ( figura V1.1.c ).

38

a) structura b) simbol c) analogie

Fig. V.1.12 Reprezentarea diacului

La aplicarea unei tensiuni pozitive V > 0 structura din dreapta este polarizată direct, se amorsează la o tensiune V , caracteristică I-U având forma din figura V.1.2, cadranul 1.

Când polaritatea tensiunii se inversează, intră în conducţie la tensiunea V , structura din stânga (fig. V1.1.c) rezultând ramura simetrică a caracteristicii.

Este de dorit ca V ~ V ~ V , deci caracteristica să fie simetrică. Se realizează

dispozitive cu V de zeci de V simetria fiind realizată în limitele 10%.Notă: Caracteristica din figura V.1.2 se obţine de fapt folosind o structură cu 3 regiuni similare cu ale tranzistorului bipolar (pnp) fiind o caracteristică bidirecţională simetrică cu 2 stări stabile.Diacul se foloseşte în circuitele de curent alternativ. Este un dispozitiv de putere mică utilizat în circuitele de comandă ale tiristoarelor şi ale dispozitivelor triac.

Fig. V.1.13 Caracteristica curent-tensiune a diacului V.2 Lucrarea numărul 8 :

STUDIUL DIACULUI

V.2.a Scopul lucrării : trasarea caracteristicii curent – tensiune şi identificarea grafică a cuplului de valori curent-tensiune corespunzător amorsării diacului

V.2.b Desfăşurarea lucrării :

39

V.2.1. Se realizează montajul experimental din fig. V.2.1 în absenţa alimentării după o analiză iniţială a schemei electrice din fig. V.2.2.

Fig. V.2.14 Montaj experimental - studiul diacului

Fig. V.2.15 Schema electrică - studiul diacului

V.2.2 . Circuitul se alimentează de la o sursă reglabilă de curent continuu 0-40 V. La aplicarea unei tensiuni pozitive pe diac („+” pe T1 şi „-” pe T2) se vor stabili următoarele valori ale unei tensiuni de alimentare Va: 2,4,6,8,12,15,20,22,25,28,29,30,31,32,33,34,35V. Pentru fiecare valoare Ua de mai sus se va înregistra tensiunea pe diac U respectiv curentul prin diac ID cu ajutorul multimetelor din circuit. Datele experimentale se vor trece în tabelulV.1. V.2.3. La aplicarea unei tensiuni negative pe diac („-”pe T1 şi „+” pe T2 ), pentru aceleaşi valori ale tensiunii de alimentare Ua între 2 şi 35 V se vor înregistra pe multimetru din circuit practic aceleaşi valori pentru I şi U (dar cu semnul<<->>) îndeplinind astfel condiţia de simetrie a caracteristicii şi conducţiei bidirecţionale a diacului.

Tabel V.1.U (V) .....................................................................................................................35

I (μA) .......................................I ............................................................................U (V) .......................................U ..........................................................................

- I (μA) ........................................................................................................................

- U (V) ........................................................................................................................

40

V.2.4. Se va trasa caracteristica curent-tensiune a diacului folosind valorile măsurate I şi U pentru ambele polarizări, identificându-se cuplul de valori I U ce corespunde

amorsării (intrării în conducţie ) a diacului.

VI. TIRISTORUL

VI.1. Consideraţii teoretice

Tiristorul este o structură semiconductoare formată din patru regiuni, PNPN determinând trei joncţiuni : PN, NP, PN, având două stări de echilibru stabil : prima stare este caracterizată prin curenţi mici şi tensiuni mari; a doua stare este caracterizată prin tensiuni mici şi curenţi mari. Comutarea dintr-o stare de echilibru stabil în cealaltă este determinată

41

de existenţa unei reacţii interne pozitive a cărei valoare depinde de construcţia dispozitivului şi de regimul de funcţionare.

Există mai multe variante constructive diferind între ele după diferite criterii (dimensiunile regiunilor şi joncţiunilor , rezistivitatea materialului etc.).

Cea mai largă răspândire au căpătat-o dispozitivele cu trei terminale; terminalul în contact ohmic cu regiunea extremă P se numeşte ANOD (A) , cel în contact cu regiunea extremă N se numeşte CATOD (K) , iar cel în contact cu regiunea P mediană se numeşte POARTĂ sau GRILĂ (G) cu rol de electrod de comandă.

Structura, modul de alimentare, reprezentarea convenţională şi principala familie de caracteristici statice ale tiristorului (caracteristica de ieşire) sunt prezentate în fig.VI.1 a), b), c).

a) structura şi alimentarea b) simbolul convenţional

tiristorului (standardizat)

Analiza proceselor fizice ce au locla amorsarea tiristorului prin injectarea unui curent de poartă se poate face echivalând structura de tiristor cu două tranzistoare complemetare , ca în figVI.1.2.

Curentul tranzistorului T2 este: ; . (VI.1)

Rezultă că prin joncţiunea J2 circulă curentul: (VI.2), unde

este curentul rezidual al J2.

Deci, (VI.3)

Condiţia de amorsare este: (VI.4), a cărei îndeplinire indică posibilitatea creşterii nelimitate a curentului prin structură. Din relaţia (VI.3) se vede că amorsarea poate avea loc la tensiune mai mică decât tensiunea de autoamorsare UB0; cu cât curentul de poartă

42

Fig.VI.1.2

iG este mai mare, cu atât valoarea curentului iA care îndeplineşte condiţia (VI.4) va corespunde unei tensiuni anodice de amorsare mai mici.

Micşorând curentul iG, tensiunea de amorsare creşte, apropiindu-se de tensiunea de autoamorsare UB0; în lipsa comenzii pe poartă (iG=0), tiristorulse comportă ca o diodă pnpn. La tensiuni de amorsare mari, intervine procesul de multiplicare în avalanşă la joncţiunea J2 şi relaţia (VI.2) devine : (VI.5.) De aici rezultă că la multiplicare în avalanşă, tensiunea de amorsare este mai mică ca tensiunea de străpungere a J2 şi cu cât tensiunea de amorsare este mai mare, cu atât este necesar iG mai mic.

Fig. VI.1.2.Caracteristica de ieşire a tiristorului U reprezintă tensiunea de amorsare (intrare în conducţie) a tiristorului în absenţa unui semnal de poartă. La aplicarea unui semnal pe poartă trecerea în stare de conducţie în sens direct are loc pentru tensiuni de amorsare inferioare tensiunii U (curbele punctate, figura VI.1.1; c). O particularitate a tiristorului este aceea că după intrarea în conducţie poarta nu mai are nici o influenţă asupra funcţionării lui.

Pentru trecerea tiristorului în stare de blocare în sens direct trebuie ca , curentul I să scadă sub valoarea I , numită curent de menţinere.

Cu ajutorul tiristorului se pot controla puteri mari, fiind folosit în redresoarele comandate şi invertoare.

43

VI.2. Lucrarea numărul 10:

STUDIUL TIRISTORULUI

VI.2.a Scopul lucrării : trasarea caracteristicii de ieşire a tiristorului şi reglajul curentului de iluminare cu ajutorul unui tiristor.

VI.2.b Desfăşurarea lucrării :

A. Trasarea caracteristicii de ieşire IA=f (UAK) | UGK=const

Se realizează montajul din figura VI.2.1 fără a conecta la reţea sursele de alimentare, analizînd şi schema electrică din fig. VI.2.2.

Etapele lucrării: După verificarea montajului, se pune potenţiometrul r pe poziţia de maxim, se conectează alimentarea porţii d4e la sursa nr.1 ( a cărei tensiune se notează UG) şi alimentarea anodului de la sursa nr. 2; se va pune contactul B1 pe poziţia închis (1);scopul lucrării este de a găsi variaţia curentului anodic I în raport cu tensiunea anod-catod pe tiristor U la diferite valori constantele tensiunii de alimentare a porţii U , respectiv U ; Modificând din volt în volt (de la 1 la 10 V) tensiunea sursei nr.2, se va înregistra variaţia I =f(U ) când U =0 V, 1.5 V, 1.75 V, 2 V, 2.25 V, 2.5 V, 3 V, 4 V, 5 V; Se va observa experimental variaţii ale unui curent foarte mic I (μA) în raport cu o tensiune U ce variază în domeniul 1-10 V, atunci când U =0 V, 1.5 V, 1.75 V, 2 V. Acest lucru se datorează faptului că tiristorul este în stare de blocare, pe porţiunea OA a caracteristicii curent-tensiune;când tensiunea U depăşeşte o anumită valoare (2-2.5 V), tiristorul trece în stare de conducţie şi se vor înregistra variaţii ale unui curent I de ordinul mA în raport cu o tensiune U ce se modifică relativ puţin (0.7-0.9 V) la variaţia din V în V a tensiunii sursei 2;această variaţie I se identifică cu regiunea BC a caracteristicii curent-tensiune a tiristorului; Pe baza datelor obţinute , se desenează familia de curbe caracteristice I U = const.

Fig. VI.2.16 Montaj experimental - studiul caracteristicii de ieşire

44

Fig. VI.2.2. Schema electrică-studiul caracteristicii de ieşire

Tabel VI.1.

B. Reglajul curentului de iluminare cu ajutorul unui tiristor

Se realizează montajul din figura VI.3.1 fără alimentare.

Fig.VI.3.17 Montaj experimental - reglajul curentului de iluminare cu tiristoare

Folosind schema platformei , se analizează circuitul obţinut (figura VI.3.2)

U =0 V(U =0 V)

I (μA)

U (V) 1 ................................................................12

U =1 V(U =... V)

I (μA)

U (V) 1 ...............................................................12

U =2 V(U =... V)

I (μA) 1......................................….....................100

U (V) 0,7.............................................................0,9

U =3V(U =... V)

I (μA) 1............................................................100

U (V) 0,7...........................................................0,9

45

Fig.VI.3.18 Schema electrică - reglajul curentului de iluminare cu tiristorul

Etapele lucrării:

se alimentează platforma cu tensiune de 220 V c.a. Manevrând potenţiometrul r se obţin diverse intensităţi ale luminii becului b ;

se urmăreşte pe osciloscoop semnalul corespunzător, se desenează oscilograma obţinută, pentru câteva poziţii distincte ale potenţiometrului r şi se haşurează porţiunile de sinusoidă corespunzătoare perioadei cât tiristorul este deschis (becul luminează). Se marchează pe acest grafic momentele când tiristorul se deschide şi când se blochează şi se explică de ce se întâmplă aşa;

se notează de fiecare dată valoarea tensiunii pe bec.

VII. TRANZISTORUL UNIJONCŢIUNE(TUJ):

46

OSCILATORUL DE RELAXARE CU TUJ

VII.1. Consideraţii teoretice

Fig.VII.1.1 Schema electrică generalizată a oscilatorului de relaxare cu TUJ

Cea mai importantă aplicaţie practică a oscilatorului de relaxare o constituie dispozitivul de comandă a impulsurilor unui tiristor (vezi completarea din fig. VII.1.1.). Dacă se consideră R1=13K, RB1=5K, RB2=2K, C=10 , =0,63, atunci tiristorul ar trebui comandat cu impulsuri de o durată minimă ti =10 s, tensiunea minimă pe poartă ce asigură amorsarea fiind UGT=0,3V.

După punerea sub tensiune a oscilatorului, în intervalul T1 de timp TUJ-ul este blocat.

Condensatorul C se încarcă de la sursa UBB prin R1 pană la valoarea = ( -

factor de divizare intrinsec, de valoare 0,6-0,8). Din acest moment, TUJ-ul comută brusc şi intră în conducţie iar condensatorul C se descarcă prin jonctiunea EB a tranzistorului şi rezistenţa RB1către tensiunea 0. Când tensiunea UC atinge valoarea minimă UCm , TUJ-ul se blochează şi procesul se repetă. TUJ-ul este blocat în timpul T1 şi conduce în timpul T2 ; în perioada de conducţie apare un impuls pozitiv de tensiune în B1 şi un impuls negativ în B2.

Fig.VII.1.2 Forme de undă în emitor:a) şi bazaB1:b).

47

VII.2.Lucrarea numărul 11 :

STUDIUL OSCILATORULUI DE RELAXARE CU TUJ

VII.2.a Scopul lucrării : vizualizarea formei semnalului dreptunghiular şi măsurarea amplitudinii sale maxime, respectiv măsurarea perioadei T1 de încărcare a condensatorului şi a perioadei T2 de conducţie a TUJ –ului.

VII.2.b Desfăşurarea lucrării :

VII.2.1. Se va realiză montajul experimental din fig.VII.2.1 (în absenţa alimentării), după o analiză în prealabil a modului de funcţionare al oscilatorului cu schema electrică in fig.VII.2.2.

Fig.VII.2 1 Montaj experimental - studiul oscilatoruluide relaxare cu TUJ

Fig.VII.2. 2 Schema electrică a oscilatorului de relaxare cu TUJ

48

VII.2.2. Se conectează sursa stabilizată în circuit, fixandu-se valoarea tensiunii de alimentare la 9V (standard).Se montează apoi osciloscopul între bornele 1 şi 2 , urmărindu-se pe ecran forma semnalului pentru UC ;se citeşte amplitudinea maximă UCM(V), reglându-se din potenţiometrul P1 frecvenţa semnalului.

Se fixează osciloscopul între bornele 4 şi 5, urmărindu-se pe ecran forma semnalului în baza B2; se va citi de pe ecran amplitudinea maximă UBM(V) a impulsului şi perioadele de timp T1 – încărcare a condensatorului C1(şi blocare a TUJ), respectiv T2 - conductie a TUJ-lui(şi descărcare a C1).Pentru o mai bună evidenţiere a celor de mai sus se poate folosi un osciloscop cu dublu spot, vizualizându-se simultan cele două semnale UC şi UB2. Se repetă operaţiile de mai sus şi la alte tensiuni de alimentare: 3V, 6V, 12V, 15V. Parametrii măsuraţi se vor introduce în următorul tabel.

Tabel VII.1

Ualim(V) 3V 6V 9V 12V 15V

UCM (V)

URM (V)

T1 (ms)

T2 (ms)

49

VIII. DISPOZITIVE OPTOELECTRONICE

VIII.1. Lucrarea numărul 12 : STUDIUL FOTODIODEI VIII.1.a Consideraţii teoretice Fotodioda este un dispozitiv optoelectronic realizat pe baza unei joncţiuni PN sau a unui contact metal- semiconductor, polarizate invers. La întuneric, curentul invers prin diodă este datorat perechilor electron - gol generate în interiorul regiunii de sarcină spaţială şi în regiunile neutre (notat I ). În prezenţa luminii, apare o componentă suplimentară a curentului invers, datorată generării purtătorilor de sarcină în tot volumul joncţiunii PN unde lumina este absorbită; acest curent suplimentar este notat I , astfel încât să existe relaţia:

I (VIII.1) unde I este curentul invers total prin diodă.

Fig.VIII.1. 1 Caracteristica statică a fotodiodei

Expresia matematică a caracteristicii statice este: I (VIII.2)

VIII.1.b. Scopul lucrării : trasarea caracteristicii statice curent-tensiune, trasarea caracteristicii fotoelectrice curent-tensiune, identificarea curentului de iluminare.

50

VIII.1.c. Desfăşurarea lucrării :

VIII.1.1. Studiaţi montajul experimental din figura VIII.2.2 şi schema electrică din figura VIII.1.2, apoi realizaţi practic montajul respectiv în absenţa alimentării şi analizaţi funcţionarea lui.

Fig.VIII. 1. 2. Montaj experimental - studiul fotodiodei

Fig.VIII.1. 3 - Schema electrică - Studiul fotodiodei

VIII.1.2. Conectând alimentarea(sursa stabilizată nr.2 cu “+” pe 14 şi “-“ pe 13polarizarea inversă a fotodiodei) , se reglează sursa nr. 1(UL) la valoarea constantă de18 V (tensiunea de alimentare a becului radiant), iar sursa nr. 2 - UCC se reglează la fiecare din valorile de tensiune date în tabelul VIII.1 ; la aceste valori ale tensiunii UCC se măsoară şi se trec în tabel cuplul de valori( IA,UA). În mod analog se procedează şi pentru alte două valori ale tensiunii UL(20V, respectiv 24V). La polarizarea directă diodei (sursa stabilizată nr.2 legată cu “+” pe 13 şi “-“ pe 14) se urmează aceiaşi paşi ca la polarizarea inversă; sursa nr.1 va fi păstrată la 0V, iar valorile măsurate pentru UA şi IA se trec în tabelul VIII.2. VIII.1.3. Se va trasa caracteristica statică pentru polarizare inversă şi directă dupa completarea cu date experimentale a celor două tabele.

Tabel VIII.1.

UCC(V) 0 2 4 6 8 10 12 14 16 18 20 24U (V) U (V) .............................................................................................18 I (μA) .................................................................................................20 I (μA) .............................................................................................24 I (μA) ...........................................................................................

51

Tabel VIII.2.

UCC(V) 0 2 4 6 8 10 12 14 16 18 20 24POLARIZARE

DIRECTĂU (V)I (mA)

VIII.1.4. Polarizând invers fotodioda şi reglând la o anumită valoare tensiunea

inversă, care se va menţine constantă, se variază din volt în volt tensiunea U aplicată becului şi se citeşte de fiecare dată intensitatea fotocurentului.

Se completează tabelul VIII.3 cu datele de mai sus şi se va trasa apoi caracteristica fotoelectrică I =f(U )

Tabel VIII.3.

U (V) U (V) 1 2 3 4 5 6 7 8................. 10 I (μA) I .................................I ....................................................... 15 I (μA) ...................................................................................................... 20 I (μA) ......................................................................................................

Se identifică în final curentul de iluminare I la diverse valori constante U

.

VIII.2. Lucrarea numarul 13 :

STUDIUL FOTOTRANZISTORULUI

VIII.2.a.Consideraţii teoretice

Spre deosebire de fotodiode, fototranzistoarele realizează şi o amplificare a curentului fotoelectric. Perechile electron-gol formate prin incidenţa radiaţiilor în zona de difuzie a

52

joncţiunii colectorului determină o creştere a curentului de colector similară celei determinate de creşterea curentului de bază IB. În fig. VIII.2.1 este prezentat simbolul fototranzistorului, în fig.VIII.2.2 structura sa, iar în fig.VIII.2.3 forma caracteristicii statice de ieşire.

Se observă că terminalul de bază poate lipsi, el nefiind practic folosit ( util doar pentru o eventuală stabilizare la variaţia temperaturii). Deoarece curentul rezidual al fototranzistorului, numit şi de întuneric este dat de relaţia

ICE0=(β+1)ICB0 (VIII.3)el este mult mai mare decât cel al fotodiodei care corespunde la ICB0.

Fig.VII.2. 1 Simbolul fototranzistorului

Fig.VIII.2. 2 Structura fototranzistorului

53

Fig.VIII.2. 3 Caracteristica de ieşire a fototranzistorului

Notând cu IF curentul de colector datorat incidenţei razelor de lumină, curentul datorat efectului de tranzistor fiind βIF (IF=IB), vom scrie curentul de colector al unui fototranzistor astfel:

IC=(β+1)IF+ICEO (VIII.4)Principalul avantaj al fototranzistorului este sensibilitatea mare la lumina (de ordinul

1-10μA/lx) iar ca dezavantaj faţa de fotodiodă se menţionează valoarea mare a curentului de întuneric care depinde şi de temperatură, de aceea, fototranzistoarele se folosesc cu precădere în montajele unde trebuie sesizată doar prezenţa sau absenţa luminii şi nu o discriminare precisă a nivelelor de iluminare.

VIII.2.b Scopul lucrării : trasarea caracteristicii curent-tensiune şi determinarea curentului de colector IF datorat incidenţei luminoase.

VIII.2.c Desfăşurarea lucrării :

VIII.2.1. Se realizează montajul experimental din fig.VIII.2.4 în absenţa alimentării, după o analiză în prealabil a schemei electrice din fig.VIII.2.5.

Notă: Sursa stabilizată nr.1 este folosită pentru alimentarea LED-ului ce emite radiaţiile luminoase, iar sursa nr.2 pentru alimentarea fototranzistorului.

Fig.VIII.2. 4 Montaj experimental - studiul fototranzistorului

54

Fig.VIII.2. 5 Schema electrică - studiul fototranzistorului

VIII.2.2. Se conectează sursa stabilizată nr.1, care iniţial pentru primul set de măsurători se menţine la 0V. La această tensiune ULL=0V. Se conectează sursa stabilizata nr.2 şi se inregistrează valorile curentului de colector IC şi a tensiunii UCE( de pe multimetrele conectate în circuit) pentru urmatoarele valori UCC:1, 2, 3, 4, 6, 8, 10…20V.Se stabileşte tensiunea sursei nr.2 la ULL=4V şi se repetă măsurătorile pentru IC şi UCE la aceleaşi valori ale tensiunii UCC intre 1 şi 20V.Analog se procedează şi pentru alte tensiuni de iluminare ULL=8, 12, 16V. Toate valorile măsurate se vor trece în tabelul VIII.4.

Tabel VIII.4

UCC(V) 1 2 3 4 6 8….…20

ULL=0V IC=ICEO(μA)

UCE(V)

ULL=4V IC(μA)

UCE(V)

ULL=8V IC(μA)

UCE(V)

ULL=12V IC(μA)

UCE(V)

Pe baza valorilor înregistrate în tabelul VII.4 se va trasa caracteristica curent-tensiune IFE=f(UFE) a fototranzistorului şi se va determina curentul de colector IF datorat incidenţei luminoase cu ajutorul relaţiei (VIII.4), considerând β=50.

55

VIII.3 Lucrarea numărul 14 :

STUDIUL FOTOELEMENTULUI

VIII.3.a Consideraţii teoreticeFotoelementul este un dispozitiv optoelectronic care realizează conversia directă a

(radiaţiei) energiei luminoase în energie electrică (prin apariţia la borne a unei tensiuni electromotoare. Constructiv, fotoelementul este identic cu fotodioda, doar că aria sa este mult mai mare pentru a putea oferi o suprafaţă mai mare de iluminare, şi deci o energie electrică crescută.

Circuitul de lucru al fotoelementului nu mai cuprinde surse exterioare de tensiune, ci doar rezistenţa de sarcină RS, conform figurii VIII.3.1.a.

Fig.VIII.3.1.Reprezentări ale fotoelementului

Aparitia unei tensiuni electromotoare EA=UF0 la o joncţiune pn iluminată, fără sarcină, se deduce din graficul din fig.VIII.3.2. Întradevăr, la IA=0 se obţine o polarizare directă a structurii cu UA=EA.

În prezenţa sarcinii RS, joncţiunea debitează un curent IA=-IS, de sens contrar tensiunii la borne (convenţia de semne corespunde generatorului de tensiune).

Fig.VIII.3. 1 Caracteristica curent-tensiune (U = tensiunea fotovoltaică în gol; I = curentul fotovoltaic de scurtcircuit) a fotoelementului

56

b) Simbolul fotoelelmentuluia).circuitul fotoelementului

Tensiunea electromotoare are expresia: (VIII.5)

VII.3.b Scopul lucrării : trasarea caracteristicii current-tensiune şi identificarea grafică a tensiunii electromotoare EA , respective a curentului fotovoltaic de scurt-circuit IFS.

VIII.3.c Desfăşurarea lucrării :

VIII.3.1. Se realizează montajul experimental din fig.VIII.3.3 fără alimentare, după o analiză în prealabil a schemei electrice din fig.VIII.3.4.

Fig.VIII.3. 2 Montaj experimental - studiul fotoelementului

Fig.VIII.3. 3 Schema electrică - studiul fotoelementului

VIII.3.2. Se conectează sursa stabilizată, reglându-se la valoarea ULL=18V. Menţinând tensiunea ULL constanta, se invârte cursorul potenţiometrului P2 de la maxim la minim în sensul creşterii tensiunii fotovoltaice UFE(înregistrată pe voltmetrul conectat între bornele 18 şi 20). Simultan se va citi şi curentul fotovoltaic IFE, de semn contrar tensiunii, pe microampermetrul conectat între bornele 18 şi 19.În mod analog se procedează şi pentru alte tensiuni constante de iluminare ULL=20, 24V.Toate valorile măsurate se trec în tabel.

Tabel VIII.6ULL=18V IFE(μA)

UFE(mV)

ULL=20V IFE(μA)

57

UFE(mV)

ULL=24V IFE(μA)

UFE(mV)

Pe baza valorilor înregistrate în tabelul VIII.6 se va trasa caracteristica curent-tensiune IFE=f(UFE) a fotoelementului, identificându-se prin extrapolare valorile UFD şi -IFS.

IX.DIODA SEMICONDUCTOARE ÎN REGIM DINAMIC

IX.1. Consideraţii teoretice

Regimul dinamic reprezintă funcţionarea structurii în cazul aplicării la borne a unor semnale variabile în timp. Metoda cea mai folosită constă în stabilirea unor circuite electrice echivalente cu care să se înlocuiască joncţiunea în schema unde funcţionează. Circuitul echivalent nu este unic, el depinzînd, de regulă, de specificul semnalului variabil aplicat.

Răspunsul joncţiunii la semnal mic şi joasă frecvenţă: Funcţionarea unei joncţiuni în cazul aplicării simultane a unei tensiunii continue, V ,

şi a unei tensiuni variabile, v (t) este ilustrată în fig. IX.1.1. Tensiunea la bornele joncţiunii, V (t), este dată de suma celor două componente:

(IX.1)Pentru simplificare, se consideră componenta variabilă sinusoidală, de forma:

Va(t)=Va sin(ωt) (IX.2) Dacă frecvenţa semnalului este suficient de mică, se poate presupune că valorile

instantanee ale curentului, iA(t), urmăresc tensiunea VA(t) după aceeaşi lege de dependenţă ca mărimile statice, respectiv:

i (t)= Io [ exp ( qV (t)/mkT ) -1] (VIII.3)Această ipoteză de lucru consideră deci regimul variabil ca o succesiune de regimuri

staţionare, de aceea se numeşte şi ipoteza de regim cvasistaţionar.A doua ipoteză de lucru este condiţia de semnal mic. Aceasta consideră că

amplitudinea Va a semnalului lent variabil satisface inegalitatea: Va << kT/q , kT/q =0.025V (IX.4)

Calculul rezistenţei interne prezintă interes în polarizare directă ( I =I >>I ) şi se face cu relaţia:

R =kT/qIF (IX.5)

58

Fig.IX.1 1 Dependenţa de tensiunea continuă de alimentare a parametrilor joncţiunii PN

În regim nestaţionar, apar fenomene de difuzie, de generare-recombinare, şi curenţi de deplasare, care vor fi modelate prin capacităţi.

Capacitatea de difuzie: Cd=ζ / 2Ri (IX.6)

Capacitatea de barieră are expresia:

(IX.7)

Circuitul echivalent complet al joncţiunii pn este prezentat în figura IX.1.2.

Fig.IX.1 2 Circuitul echivalent al joncţiunii PN

Acest circuit capătă forme particulare în funcţie de polarizarea de curent continuu a joncţiunii. În figura IX.1.1 se prezintă dependenţa de tensiunea continuă, de polarizare, a parametrilor schemei echivalente.

În polarizare directă, la tensiuni normale de lucru, contează numai capacitatea de difuzie; capacitatea de barieră se poate neglija.

59

IX.2.Lucrarea numărul 15 :STUDIUL DIODEI SEMICONDUCTOARE IN REGIM DINAMIC

IX.2.a Scopul lucrării : determinarea rezistenţei dinamice măsurată Rim şi a rezistenţei dinamice calculată Ric pentru dioda semiconductoare în regim dinamic.

IX.2.b Desfăşurarea lucrării :

IX.2.1. Se realizează montajul experimental, fără alimentare, din fig. IX.2.1., apoi se analizează funcţionarea lui pe baza schemei electrice din fig. IX.2.2.

Fig.IX.2 1 Montaj experimental - studiul diodei în regim dinamic

Fig.VIII.2 2 Schema electrică studiul diodei în regim dinamic

IX.2.2. Se pune în funcţiune generatorul de semnal sinusoidal, reglîndu-se frecvenţa oscilaţiilor la 1 kHz; se stabileşte din generator tensiunea alternativă la bornele diodei ( în

60

absenţa tensiunii continue de alimentare: Uc=0V ) Ug la 50 mV, care se va menţine constantă.

Se pune în funcţiune sursa de alimentare în c.c., reglîndu-se valoarea tensiunii Uc din volt în volt în limitele 0-10V.

Pentru fiecare valoare Uc=1,2,3,4,5…10V se înregistrează pe miliampermetrul din montaj valoarea IF în curent continuu; folosind voltmetrul din circuit se înregistrează modificările suferite de tensiunea alternativă Ud la bornele diodei, ca urmare a variaţiei tensiunii continue de alimentare.Se calculează apoi curentul alternativ prin diodă conform

relaţiei : (IX.8.)

IX.2.3. Folosind relaţiile (IX.9) şi (IX.10) se vor determina rezistenţa dinamică măsurată R dm

şi rezistenţa dinamică calculată Rdc.

(IX.9) ; (IX.10), unde .

Mărimile măsurate şi cele calculate se introduc în tabelul IX.1.

Tabel IX.1.

UC(V) 0.2 0.4 0.6 0.8 1 1.2 1.4 1.6 1.8 2

IF(mA)

Ud(V)

Id(mA)

Rim(kΩ)

Ric(kΩ)

61

X. REDRESOARE MONOFAZATE

X.1.Consideraţii teoretice

Definiţie: Redresorul este un circuit care conţine cel puţin un element neliniar capabil să transforme tensiunea alternativă într-o formă de undă cu componenta continuă diferită de zero. Pe lângă componenta continuă (tensiunea medie redresată),la ieşirea redresorului se obţine şi o componentă variabilă numită ondulaţie.

1. Redresorul monofazat monoalternanţă fără filtru capacitiv.

T

n1r1

n2r2

U1 U2 RL

i0D

UA U0

Fig.X.1 1 Schema electrică a redresorului monofazat monoalternanţă

U =U sint (X.1) ; Rezistenţa de pierderi RT = r1(n2/n1)2 + r2, n2/n1=U2/U1(X.2.)

FigX.1. 2 Formele de undă pentru redresorul monofazat monoalternanţă

Rezistenţa totală de pierderi este : Ri = Rf + RT ( X.3.), unde Rf este rezistenţa diferenţială de pierderi pe dioda redresoare(de aprox.15Ω pentru Si).

Dezvoltând în serie Fourier forma de undă a curentului din figura X.1.2. b. se obţine:

(X.4)

Tensiunea pe sarcina rezistivă este: u0=RLi0 (X.5)

62

Din relaţia (X.2) rezultă că curentul şi tensiunea medie (redresată) sunt date de relaţiile:

; , unde (X.6)

(X.7)

Se poate scrie curentul la ieşirea redresorului astfel:

i0 (t) = I0+I0 (t) (X.8)

unde I0 (t) reprezintă ondulaţia (componenta alternativă a curentului).

Analog, u (t)=U +U (t) (X.9)Amplitudinea componentei fundamentale a ondulaţiei şi a întregului semnal este

; IM=I0.

rezultă că (X.10)

(X.11)

Valoarea eficace a curentului total în sarcină: (X.12)

Valoarea eficace a ondulaţiilor: (X.13)

Redresarea ideală se realizează când

Caracteristica externă a redresorului este: (X.14)

Randamentul redresorului este raportul dintre puterea de c.c. în sarcină şi puterea totală :

(X.15)

Presupunând , ( X.16)

Factorul de ondulaţie este: (X.17).

Valorile maxime ale curentului şi tensiunii pe diodă, importante la alegerea acesteia, sunt :-curentul maxim IAmax = IM ; tebuie ca IM< IAM dat în catalog.

63

-curentul mediu IA0 = I0 < IA0M, dat în catalog.-tensiunea inversă maximă pe diodă, care se atinge când dioda nu conduce şi u2 = -U2M,

deci UARmax = U2 < UARM dat în catalog. Dacă U2M este de ordinul volţilor, va trebui să ţinem comt şi de tensiunea de deschidere a

diodei Uγ şi în acest caz va exista un unghi de întârziere φ al curentului i0 faţă de tensiunea U2 . Admiţând caracteristica reală a diodei iA= I0( expuA/kT – 1), se obţine pentru curent o formă de undă care nu mai este sinusoidală în alternanţa pozitivă şi în cea negativă.

2. Redresorul monofazat monoalternanţă cu filtru capacitiv

Condensatorul folosit ca filtru înmagazinează energie în intervalele când dioda conduce, energie debitată în sarcină, când dioda este blocată; ca urmare, timpul cât curentul trece prin sarcină creşte, iar ondulaţiile se reduc (atenuează).

Fig.X.1 3 Forma de undă redresată pentru redresorul monofazat monoalternanţă cu filtru capacitiv

Caracteristica externă va fi: (X.18)

Condensatorul se încarcă spre vârful tensiunii u2 când dioda conduce (intervalul unghiular =unghiul de conducţie). Când dioda este blocată, C se descarcă prin

sarcină, aproximativ liniar dacă 1. Cu cât această ultimă condiţie este mai bine îndeplinită, cu atât ca unghiul de blocare 2-.

Factorul de ondulaţie: (X.19)

64

3.Redresorul monofazat bialternanţă cu priză mediană

Fig. X.14Schema electrică a redresorului monofazat bialternanţă cu priză mediană

FigX.15Formede undă - studiul redresorului monofazat bialternanţă cu priză mediană

Se observă că circuitul se compune din două redresoare monoalternanţă , astfel conectate încât în alternanţa pozitivă conduce D1, iar în alternanţa negativă conduce D2, curentul prin sarcină i0 = i1 + i2 având acelaşi sens în ambele alternanţe.

(X.20)

; (X.21) , unde (X.22)

Amplitudinile componentei fundamentale a ondulaţiei sunt:

şi

Valoarea eficace a curentului în sarcină:

65

Factorul de ondulaţie este , iar ,

= randamentul redresării. Caracteristica externă este :

Caracteristicile diodelor sunt :-curentul maxim IAmax = IM < IAM ;

-tensiunea inversă maximă pe diodă UARmax= 2U2 - RiIM 2U2<UARM.

Pentru aceeaşi tensiune în secundarul transformatorului(pentru a obţine aceeaşi tensiune redresată), tensiunea UARmax este aceeaşi la dublă alternanţă ca şi în cazul monoalternanţă, şi anume tensiune maximă pe secundar.

4.Redresorul monofazat dublă alternanţă în punte

Fig. X.1. 4 Schema electrică - redresorul monofazat bialternanţă în punte

În alternanţă pozitivă conduc diodele D1 şi D3 , iar în alternanţă negativă D2 şi D4 , obţinându-se aceleaşi forme de undă ca la redresorul cu priză mediană (fig. X.1.4).

Tensiunea din secundar, la aceeaşi tensiune redresată este jumătate din valoarea corespunzătoare redresorului cu priză mediană.

FigX.1.7.Forma de undă pentru redresorul dublă alternanţă cu filtru C

Caracteristica externă şi factorul de ondulaţie pentru redresorul dublă alternanţă cu filtru C sunt date de relaţiile:

66

; (X.31) (X.32)

X.3.Lucrarea numărul 16:

STUDIUL REDRESORULUI MONOFAZAT MONOALTERNANŢĂ

X.2.a Scopul lucrării : determinarea unor mărimi caracteristice redresorului monofazat monoalternanţă şi vizualizarea unor forme de undă în diverse puncte ale circuitului de redresare cu ajutorul osciloscopului.

X.2.bDesfăşurarea lucrării :

X.2.1 Se conectează alimentarea platformei P4 şi se măsoară succesiv tensiunile de mers în gol ale transformatorului: tensiunile U20 între bornele 14 şi 19, apoi tensiunile celor două secţiuni ale înfăşurării secundare U’20 între bornele 14 şi 15 şi U”20 între bornele 15 şi 19, ca şi tensiunea la bornele înfăşurării primare U1, valorile obţinute se trec în tabelulX.1.

Tabel X.1.Mărimi măsurate Mărimi calculate

U1(V) U20(V) U’20(V) U’’20(V) K=U1/U20 K’=U1/U20 K’’=U1/U’’20

Se calculează rapoartele de transformare K, K’, K”, şi se introduc valorile în tabel.X.2.2. Se realizează montajul din figuraX.2.1, fără alimentare, după o analiză a schemei

electrice din figura X.2.2. X.2.3. Se conectează alimentarea la 220V c.a.

Punând voltmetrul conectat între bornele 17,18 pe scala de C.C. se măsoară tensiunea medie redresată U0; pe mA conectat între bornele 2, 17 şi pus pe scala de C.C. se va măsura curentul mediu redresat I0.

Cu voltmetrul pe scala de C.A. montat între bornele 14,15 se măsoară tensiunea efectivă de alimentare U2.

67

Fig. X.2 1 Montaj experimental - studiul redresorului monofazat monolternanţă

Fig. X.2 2 Schema electrică - studiul redresorului monofazat monolternanţă

Pe baza relaţiilor prezentate la consideraţii teoretice se va determina amplitudinea componentei fundamentale a ondulaţiei corespunzătoare curentului, respectiv tensiunii:

şi

valoarea măsurată a curentului redresat, R1 =1K = RL

Valoarea eficace a curentului total în sarcină:

Valoarea eficace a ondulaţiilor:

Factorul de ondulaţie:

valoarea măsurată a tensiunii redresate.

Puterea de C.C. în sarcină:

Puterea totală:

Randamentul practic: , unde

, expresie ce rezultă din relaţia X.30.

Se vor trece toate aceste mărimi calculate, alături de cele măsurate în tabelul X.2. X.2.4. Se conectează succesiv un osciloscop între bornele 14 şi 15 rezultând forma

tensiunii din secundarul transformatorului, apoi între bornele 17 şi 18 rezultând forma tensiunii redresate pe sarcina rezistivă; între 1 şi 2 apare pe ecran forma de undă a căderii de tensiune pe diodă VA. Toate aceste forme de undă practice se vor compara cu cele teoretice din fig. X.1.4.

68

Tabel X.2.

A. REDRESORUL MONOFAZAT MONOALTERNANŢĂ FĂRĂ FILTRUMărimi măsurate Mărimi calculateU2

(V)U0

(V)I0

(mA)P0

(W)Pa

(W) (%)I01

(mA)U01

(V)I0EF

(mA)i0ef

(mA)

B. REDRESORUL MONOFAZAT MONOALTERNANŢĂ CU FILTRUMărimi măsurate Mărimi calculateU2

(V)U0

(V)I0

(mA)I01

(mA)U01

(V)I0EF

(mA)i0ef

(mA)*** Notă

: pe rândul * se vor trece valorile măsurate pentru conexiunea cu filtru capacitiv C1, iar pe rândul ** se trec valorile pentru filtru capacitiv C2.

X.2.5. Folosind acelaşi montaj şi circuitul electric corespunzător, se scurtcircuitează

bornele 12 şi 2 şi apoi bornele 13 cu 2, realizând astfel schema unui redresor monofazat monoalternanţă cu filtru capacitiv C1 , respectiv C2 şi sarcină rezistivă; se repetă măsurătorile de la punctul X.2.3 pentru ambele filtre capacitive introduse în circuit şi se vizualizează pe osciloscop forma de undă redresată, calculându-se apoi parametrii indicaţi în tabelul X.2.

Pentru calculul factorului de ondulaţie cu filtru capacitiv se foloseşte relaţia:

(X.33); f = 50Hz .

69

X.3.Lucrarea numărul 17 :

STUDIUL REDRESORULUI MONOFAZAT DUBLĂ ALTERNANŢĂ CU TRANSFORMATOR CU PRIZĂ MEDIANĂ

X.3.a Scopul lucrării : determinarea unor mărimi caracteristice redresorului monofazat dublă alternanţă şi vizualizarea unor forme de undă în diverse puncte ale circuitului de redresare cu ajutorul osciloscopului.

X.3.b Desfăşurarea lucrării :

X.3.1. Se realizează montajul din fig. X.3.1. fără alimentare.X.3.2 Se alimentează circuitul la 220 V. c.a. şi se măsoară mărimile U2

’ între bornele 14 şi 15, U2

’’ între bornele 19 şi 15 folosind un voltmetru de C.A., apoi U0 între bornele 16 şi 18 folosind un voltmetru pe scala de C.C. . De asemenea, se măsoară şi I0 folosind un mA pe scala de C.C., montat între bornele 4 şi 16.

Fig X.3 1 Montaj experimental - studiul redresorului monofazat bialternanţă cu priză mediană

Fig. X.3 2 Schema electrică - studiul redresoruluimonofazat bialternanţă cu priză mediană

Ideală ar fi egalitatea: ; se consideră U2= U’2 + U”

2

70

X.3.3. Se vor determina prin calcul amplitudinile ondulaţiei pentru curent conform relaţiilor:

şi

Valoarea eficace a curentului total prin sarcină:

Valoarea eficace a ondulaţiilor:

Factorul de ondulaţie este :

Se vor calcula de asemenea Pa, P0, şi P conform relaţiilor:

; ; RL = R2 = 0,39Ω

, unde .

X.3.4 Conectând succesiv un osciloscop între bornele 14,15; 19.15; 16,18; 1,2; se vor vizualiza formele de undă pentru: tensiunea alternativă U2

’, U2” ,tensiunea redresată U0, şi în

final căderea de tensiune pe dioda D1. X.3.5 Se scurtcircuitează bornele 12-16 şi apoi bornele13-16, realizând schema de redresor monofazic bialternanţă cu filtru capacitiv C1,C2 şi sarcină rezistivă. La circuitul astfel realizat se repetă operaţiile de la punctele 3.3, 3.4. Pentru calculul factorului de ondulaţie cu filtru capacitiv se foloseşte formula:

, unde f = 100Hz

A. REDRESORUL MONOFAZAT BIALTERNANŢĂ cu PRIZĂ MEDIANĂ FĂRĂ FILTRU

Mărimi măsurate Mărimi calculateU2

(V)U0

(V)I0

(mA)P0

(W)Pa

(W) (%)I02

(mA)U02

(V)I0EF

(mA)i0ef

(mA)

B. REDRESORUL MONOFAZAT BIALTERNANŢĂ cu PRIZĂ MEDIANĂ CU FILTRU

Mărimi măsurate Mărimi calculateU2

(V)U0

(V)I0

(mA)I02

(mA)U02

(V)I0EF

(mA)I0ef

(mA)*** Parametrii măsuraţi şi cei calculaţi se trec în tabelul X.3. Tabel X.3.

Notă: pe rândul * se vor trece valorile măsurate pentru conexiunea cu filtru capacitiv C1, iar pe rândul ** se trec valorile pentru filtru capacitiv C2.

71

X.4.Lucrarea numărul 18 :

STUDIUL REDRESORULUI MONOFAZAT DUBLĂ ALTERNANŢĂ ÎN PUNTE

X.4.a. Scopul lucrării : determinarea unor mărimi caracteristice redresorului monofazat dublă alternanţă în punte şi vizualizarea unor forme de undă în diverse puncte ale circuitului de redresare cu ajutorul osciloscopului.

X.4.b Desfăşurarea lucrării :

X.4.1.Se realizează montajul din fig. X.4.1 fără alimentare.

Fig.X.4 1 Montaj experimental - studiul redresorului monofazat bialternanţă în punte

Fig.X.4 2 Schema electrică - studiul redresorului monofazat bialternanţă în punte

X.4.2. Se conectează alimentarea şi se măsoară mărimile: U2 (cu un voltmetru de C.A. conectat între bornele 14 şi 19), U0 cu voltmetru de C.C. conectat între bornele 18 şi 17 precum şi curentul mediu redresat I0 cu mA conectat între bornele 7 şi 17. Se determină apoi mărimile I02, U02, I0EF, i0ef, , Pa, P0, P folosind aceleaşi relaţii ca la redresorul cu punte mediană.

Toate mărimile măsurate şi calculate se vor introduce într-un tabel asemănător cu tabelul X.2, aşa cum se vede mai jos:

72

Tabel X.4. Pentru *, ** vezi nota de la punctul X.3.5. A. REDRESORUL MONOFAZAT BIALTERNANŢĂ în PUNTE FĂRĂ FILTRU

Mărimi măsurate Mărimi calculateU2ef

(V)U0

(V)I0

(mA)P0

(W)Pa

(W) (%)I02

(mA)U02

(V)I0EF

(mA)i0ef

(mA)

B. REDRESORUL MONOFAZAT BIALTERNANŢĂ în PUNTE CU FILTRU

Mărimi măsurate Mărimi calculateU2ef

(V)U0

(V)I0

(mA)I02

(mA)U02

(V)I0EF

(mA)i0ef

(mA)*** X.4.3 Conectând succesiv un osciloscop între bornele 14-19; 17-18; se vor vizualiza formele de undă şi se vor interpreta.

X.4.4. Folosind montajul prezentat în fig. X.4.1 şi circuitul electric corespunzător, se scurtcircuitează bornele 12-7 şi apoi 13-7, realizându-se schema de redresare cu filtre capacitive C1,C2 şi sarcină rezistivă, apoi se repetă operaţiile de la punctul 4.2, calculându-se

parametrii din tabel, unde : şi f = 100Hz

73

X.5. Lucrarea nr.19:STUDIUL REDRESORULUI MONOFAZIC CU DUBLAREA

TENSIUNII REDRESATE

X.5.a.Scopul lucrării : determinarea unor mărimi caracteristice redresorului monofazic cu dublarea tensiunii şi vizualizarea unor forme de undă în diverse puncte ale circuitului de redresare cu ajutorul osciloscopului.

X.5.b Desfăşurarea lucrării :

X.5.1. Se realizează montajul din fig. X.5.1 fără alimentare

Fig. X.5 1 Montaj experimental - studiul redresorului monofazat dublor de tensiune

Fig. X.5 2 Schema electrică - studiul redresorului monofazat dublor de tensiune

X.5.2 Se conectează alimentarea şi se măsoară mărimile: I2 folosind un miliampermetru de c.a. conectat între 14 şi 9; U2 folosind un voltmetru de c.a. conectat între 14 şi 19, tensiunea pe sarcina rezistivă U0 utilizând un voltmetru de c.c. conectat între 17 şi 18; se măsoară de asemenea curentul prin sarcină I0. Se calculează apoi mărimile:

74

;

Se introduc mărimile de mai sus în următorul tabel:

Tabel X.5.

Mărimi măsurate Mărimi calculateU2(V) I2(mA) U0(V) I0(mA) P0(W) Pa(W)

X.5.3. Conectând succesiv un osciloscop între bornele 17,18; 13,17; 10,11 se

vizualizează şi se interpretează formele de undă corespunzătoare.

75

XI.STABILIZATOARE ELECTRONICE

XI.1.Consideraţii teoretice

Stabilizatoarele electronice sunt circuite electronice care, ideal, asigură la ieşire o tensiune independentă de tensiunea de intrare, de curentul de sarcină şi de temperatură. Clasificarea stabilizatoarelor se poate face după mai multe criterii: puterea pe care o controlează, tipul schemei, tipul elementelor utilizate pentru stabilizare, natura sarcinii, etc.După parametrul stabilizat deosebim: stabilizatoare de tensiune (continuă sau alternativă) şi stabilizatoare de curent (continuu sau alternativ).

După metoda de stabilizare deosebim: stabilizatoare electromecanice, stabilizatoare electromagnetice, stabilizatoare parametrice şi stabilizatoare cu reacţie.

În lucrarea de faţă se vor prezenta teoretic şi studia experimental numai stabilizatoarele electronice de tensiune continuă, parametrice şi cu reacţie. Un astfel de stabilizator poate fi reprezentat sub forma unui cuadripol (figura XI.1.1.a) şi se conectează între redresorul cu filtru şi consumator (figura XI.1.1.b).

a)Schema generală a stabilizatorului de tensiune

b) Schema bloc de conectare a unui stabilizator de tensiune

Fig. XI.1. 1 Reprezentări ale stabilizatorului de tensiune

Pentru reprezentarea din fig. X.1.1.a se poate scrie dependenţa:u0 = u0(ui, i0, T)Diferenţiind şi trecând la variaţii finite această dependenţă, se ajunge la relaţia:

(XI.1)

(XI.2.)

Pe baza relaţiei XI.2. se pot defini performanţele unui stabilizator de tensiune după următorii parametrii:

- coeficientul de stabilizare (XI.3.)

- rezistenţa de ieşire ( XI.4.)

- coeficientul de temperatură (XI.5.)

Dacă în relaţia XI.2. considerăm temperatura şi sarcina constantă, definim un parametru

auxiliar numit tot coeficient de stabilizare

La un stabilizator performant , R0 are valori foarte mici şi .

76

XI.1.1.Stabilizatorul parametric cu diodă stabilizatoare In fig.XI.1.2.se arată schema unui astfel de stabilizator cu diodă Zener, în R înglobându-se şi rezistenţa de ieşire(internă) a redresorului.

Fig.XI.1.2. Schema stabilizatorului cu diodă Zener

Funcţionarea schemei de mai sus are la bază propietatea acestei diode Zener de a-şi modifica rezistenţa internă la polarizare inversă, astfel încât la variaţii mici ale tensiunii inverse la bornele ei să corespundă variaţii relativ mari ale curentului . Tensiunea la ieşirea stabilizatorului este chiar tensiunea pe diodă u0 = uZ şi ca urmare este de dorit( pentru ca u0=ct.) să alimentăm dioda la un curent constant în plaja de stabilizare , unde

este determinat de ieşirea din regiunea de stabilizare, iar din considerente de

putere.

Fig.XI.1.3. Reprezentări ale caracteristicii diodei Zener

În plaja de stabilizare se poate scrie, conform fig.XI.1.3. , aproximaţia liniară: (XI.6.) Rezistenţa dinamică RZ a diodei stabilizatoare are un minim în jurul lui UZ = 6V. Cu cât RZ este mai mică, cu atât variaţia în jurul lui UZ este mai mică la o plajă dată. Sub 6V efectul de străpungere este efect Zener, iar peste 6V efectul este de multiplicare în avalanşă. Dacă este nevoie de tensiuni mari de stabilizare se pot lega în serie mai multe diode stabilizatoare. Acest lucru se practică şi la tensiuni relativ mici, înseriind diode cu UZ 6V pentru a obţine o rezistenţă dinamică şi coeficient de temperatură scăzut. Pe schema din fig XI.1.2. putem scrie relaţiile: (XI.7.) (XI.8.)

Eliminând între aceste relaţii şi relaţia X.6. pe şi cu , obţinem:

(XI.9.)

Coeficientul de stabilizare şi rezistenţa internă a stabilizatorului vor fi date de relaţiile:

77

; (XI.10.)

Pentru un S mare este necesar un R mare , dar aceassta duca la pierdere de ternsiune , şi pe de altă parte o valoare mare pentru R poate scoate dioda din plaja de stabilizare .

Din relaţiile XI.7. şi XI.8. rezultă relaţia de dimensionare a rezistenţei R :

(XI.11.) şi . (XI.12.)

Pentru mărirea lui S, se pot monta două sau mai multe etaje în cascadă.

X.1.2. Stabilizator de tensiune continuă cu reacţie

La acest tip de stabilizatoare se controlează permanent tensiunea de ieşire, care este comparată cu o tensiune de referinţă, diferenţa (numită eroare) fiind amplificată şi folosită la comanda unui dispozitiv de reglare numit element de reglare (element de control) prin intermediul căruia este stabilizată tensiunea de ieşire.

a) b) Fig. XI.1 .3 Schema bloc a unui stabilizator de tensiune cu reactie

După poziţia elementului de reglare în schemă, în raport cu sarcina, se deosebesc două feluri de stabilizatoare cu reacţie: stabilizatoare cu element de reglare paralel (derivaţie figura XI.1.3. a) şi stabilizatoare cu element de reglare serie (figura XI.1.3.b).

- U1 – tensiune continuă nestabilizată ;- U2 – tensiune continuă stabilizată ( tensiune pe sarcină ) ;- Rb – rezistenţă de balast ;- RS – rezistenţă de sarcină ;- S.T.R. – sursă de tensiune de referinţă ;- D.E. – detector de eroare ( comparator ) ;- A.E. – amplificator de eroare ;- E.R. – element de reglare.

Principiul de funcţionare al acestor stabilizatoare este următorul: variaţiile tensiunii US, sesizate de detectorul de eroare ( D.E. ), prin compararea cu tensiunea de referinţă U ref, furnizată de sursa S.T.R., sunt amplificate de către amplificatorul de eroare (A.E.) care comandă curentul elementului de reglaj (E.R.), în cazul stabilizatorului cu element de reglare derivaţie. Aceasta, prin mecanismul descris la stabilizatoarele parametrice, compensează tendinţele de variaţie ale tensiunii de sarcină (Us). În cazul stabilizatorului cu element de reglare serie , amplificatorul de eroare comandă variaţia căderii de tensiune UT de pe

78

elementul de reglaj, în acelaşi sens cu tensiunea de pe sarcină. Tensiunea de pe sarcină fiind egală cu diferenţa dintre tensiunea de intrare U1 şi cea de pe elementul de reglare UT

( Us=U1-UT), tendinţa iniţială este compensată.Ca performanţe, stabilizatoarele cu reacţie, cu element de reglare serie, sunt

superioare celor cu element de reglare derivaţie. La montaje simple amplificatorul de eroare poate lipsi. În figuraXI.1.4 este prezentată schema electrică a unui stabilizator de tensiune continuă cu element de reglaj serie fără amplificator de eroare. Stabilizatorul parametric Rb-DZ asigură în baza tranzistorului T faţă de masă , o tensiune UZ relativ constantă. Tensiunea de ieşire ( pe sarcină) este: U2=US=UZ-UBE (7). În cazul unui tranzistor ca element de reglare, pentru variaţii mari ale curentului de colector, tensiunea dintre bază şi emitor prezintăvariaţii mici(IC creşte exponenţial cu UBE ) . Ca urmare , pentru variaţii mari ale curentului prin sarcină , variaţiile tensiunii prin sarcină vor fi mici. Rezistenţa RX trebuie să asigure, în condiţiile U1min şi Is max, curentul de bază IB necesar pentru comanda tranzistorului şi cel prin dioda Zener Dz.

Fig. XI.1. 4 Stabilizator de tensiune continuă cu element de reglaj serie fărăamplificator de eroare

79

XI.2.Lucrarea numărul 20 :

STUDIUL STABILIZATORULUI PARAMETRIC

XI.2.a Scopul lucrării : trasarea caracteristicii de ieşire şi a caracteristicii de stabilizare, respectiv a rezistenţei de ieşire (interne) Ri şi a coeficientului de stabilizare So.

XI.2.b Desfăşurarea lucrării :

XI.2.1 Se realizează montajul din figura XI.2.1 fără alimentare, după o analiză în prealabil a schemei electrice de studiu din fig.XI.2.2. XI.2.2. Se realizează alimentarea circuitului la sursa de c.c.

Fig. XI.2.1 Montaj experimental - stabilizatorul parametric

Fig. XI.2.2. Schema electrică - stabilizatorul parametric

XI.2.3.Se ridică familia de caracteristici de ieşire : U2=f(I2)/U1=ct., astfel: se conectează alimentarea, se aduce potenţiometrul r15 pe poziţia de minim a

tensiuniiU2 şi maxim a curentului I2 , se reglează U1(tensiunea sursei) la 15V şi apoi, rotind butonul r15 în sensul scăderii curentului şi creşterii tensiunii,se stabilesc diverse valori I2 (minim 10 valori), citindu-se de fiecare dată valorile corespunzătoare pentru U2 (care se trec în tabelul XI.1). Se va remarca coordonatele punctului în care U2 începe să se stabilizeze.

se aduce r15 pe poziţia de minim şi se repetă măsurătorile pentru: 20, 25V completîndu-se tabelul XI.1;se va determina valoarea rezistenţei de sarcină RS

( r15 ) de-a-lungul regiunii de funcţionare a diodei Zener, identificîndu-se RS min, max, respectiv valoarea medie ce corespunde stabilizării tensiunii U2;

80

să va trasa pe hîrtie milimetrică următoarea caracteristică: U2= f(I2) / U1=const.

Tabel XI.1

XI.2.4. Pe baza datelor experimentale din tabelul XI.1 se va determina rezistenţa internă ( de ieşire ) a stabilizatorului, dată de formula:

Ri = -U2/I2

De exemplu : Ri1= -(U22-U21) / (I22-I21 ; Ri2= -(U23-U22)/(I23-I22) ;

Ri3= -(U24-U23) / (I24-I23) . Folosind aceleaşi expresii se poate determina Ri1... Rin

pentru U1= 20V, U2= 25V. XI.2.5. Cu ajutorul aceluiaşi montaj, se ridică familia de caracteristici de

stabilizare : U2= f(U1) . Se alege valoarea lui I2(ce se va menţine constantă) cât mai

mare, dar în aşa fel încât să existe stabilizare la U1=15V. Se aduce r15 pe poziţia de maxim a curentului şi se micşorează U1 până când I2 atinge valoarea stabilită iniţial. Se notează valorile corespunzătoare pentru U1 şi U2 în tabelul XI.2.

Mărindu-se în trepte tensiunea de intrare până la 25V şi menţinând curentul constant cu ajutorul lui r15, se completează în continuare tabelul XI.2. Se va nota punctul în care U2

începe să rămână constantă.Tabel XI.2.

I2 (mA)U1(V)

U11=5…………………………………..25V

I21(mA)=...

U2(V)

U121 U122 U1

23 U124....................U1

2n

I22(mA)=... U221 U222 U2

23 U224....................U2

2n

I23(mA)=... U321 U322 U3

23 U324....................U3

2n

XI.2.6.Cu datele din tabelul X.2 se trasează, pe hârtie milimetrică, curbele U2= f(U1) / I2=const.

XI.2.7.Folosind datele experimentale din tabelul X. 2 se va determina coeficientul de stabilizare S0, dat de relaţia : S0=U /U , la I2=const.

De exemplu, S01=(U12-U11) / (U122- U1

21) / I21=const ; S02=(U13-U12) / (U123- U1

22) / I21=const . Analog se vor găsi S01... S0n pentru I22=const, I23=const.

U1 = 15 V U1 = 20 V U1 = 25VI2

(mA)U2

(V)Rs

(k)I2

(mA)U2

(V)Rs

(k)I2

(mA)U2

(V)Rs

(k)I21 U21 RS1 I21 U21 RS1 I21 U21 RS1

I22 U22 RS2 I22 U22 RS2 I22 U22 RS2

I23 U23 RS3 I23 U23 RS3 I23 U23 RS3

. . . . . . . . .

I2n U2n RSn I2n U2n RSn I2n U2n RSn

81

XI.3.Lucrarea numărul 21:

STUDIUL STABILIZATORULUI CU REACŢIE(TIP SERIE) CU TRANZISTOR BIPOLAR

XI.3.a.Scopul lucrării: trasarea caracteristicii de ieşire şi a caracteristicii de stabilizare, respectiv a rezistenţei de ieşire (interne) Ri şi a coeficientului de stabilizare So.

XI.3.b Desfăşurarea lucrării :

XI.3.1.Se realizează montajul din figura XI.3.1.,fără alimentare, după o analiză în prealabil a schemei electrice din fig.XI.3.2.

Fig. XI.3 1 Montaj experimental - stabilizatorul cu reacţie cu un tranzistor

XI.3.2.Se realizează alimentarea circuitului la sursa de c.c.

Fig. XI.3 2 Schema electrică - stabilizatorul cu reacţie cu un tranzistor

82

XI.3.3. Se ridică familia de caracteristici de ieşire U2 = f(I2) şi se introduc

datele experimentale în tabelul XI.3 similar tabelului XI.1.,parcurgând acelaşi mod de lucru ca la punctul XI.2.3.

XI.3.4. Folosind montajul prezentat în figura XI.3.1 se ridică familia de caracteristici

U2 = f(U1) după un mod de lucru identic cu cel de la punctul XI.3.3.

XI.3.5. Se poate determina rezistenţa de ieşire Ri şi coeficientul de stabilizare So

folosind aceleaşi relaţii ca la punctele XI.2.4 şi XI. 2.7.

Tabel XI.3.

U1 = 15 V U1 = 20 V U1 = 25VI2

(mA)U2

(V)Rs

(k)I2

(mA)U2

(V)Rs

(k)I2

(mA)U2

(V)Rs

(k)I21 U21 RS1 I21 U21 RS1 I21 U21 RS1

I22 U22 RS2 I22 U22 RS2 I22 U22 RS2

I23 U23 RS3 I23 U23 RS3 I23 U23 RS3

. . . . . . . . .

I2n U2n RSn I2n U2n RSn I2n U2n RSn

83

XI.4 Lucrarea numărul 22 :

STUDIUL STABILIZATORULUI CU REACTIE (TIP SERIE) CU DOUA TRANZISTOARE BIPOLARE

XI.4.a Scopul lucrării : trasarea caracteristicii de ieşire şi a caracteristicii de stabilizare, respectiv a rezistenţei interne Ri şi a coeficientului de stabilizare Ri .

XI.4.b Desfăşurarea lucrării :

XI.4.1. .Se realizează montajul din figura XI.4.1.,fără alimentare, după o analiză în prealabil a schemei electrice din fig.XI.4.2.

Fig. XI.4. 1 Montaj experimental - stabilizatorul cu reacţie cu două tranzistoare

Fig. XI.4 2 Schema electrică - stabilizatorul cu reacţie cu două tranzistoare

XI.4.2. Se repetă operaţiile de la punctele XI.3.3 şi XI.3.4.XI.4.3. Pe baza caracteristicilor obţinute, să se compare stabilizatoarele studiate ca:

tensiune stabilizată , gamă de curent pentru care se obţine stabilizarea , gamă de tensiuni pentru care se obţine stabilizarea.

84

XI.5. Lucrarea numărul 23:STUDIUL STABILIZATORULUI DE TENSIUNE INTEGRAT CU

A723

XI.5.1.Consideraţii teoretice

Fig. XI.5.1.Schema bloc a stabilizatorului de tensiune BA 723(stabilizator cu reacţie, cu element de reglare tip serie)

Principalele blocuri funcţionale sunt:sursa de tensiune de referinţă, amplificatorul de eroare şi elementul regulator serie(etajul de ieşire). Blocuri funcţionale auxiliare sunt reţea de polarizare şi circuitul de protecţie(limitator de curent):”protecţia prin întoarcerea caracteristicii” reduce curentul de scurt circuit ISC la valori mai mici ca curentul limită IOM ce declanşează procesul de protecţie(vezi fig.XI.1.6.b).

a.Caracteristica de stabilizare b.Caracteristica de ieşire

Fig.XI.5.2.Caracteristicile reprezentative pentru stabilizatorul BA 723

85

XI.5.a.Scopul lucrării: trasarea caracteristicii de ieşire şi a caracteristicii de stabilizare, respectiv a rezistenţei de ieşire (interne) Ri şi a coeficientului de stabilizare So.

XI.5.b.Desfăşurarea lucrării:

Se analizează montajul experimental cu schema electrică echivalentă din fig. XI.5.1.

Fig. XI.5.3.Montaj experimental şi schema electrică- BA 723

XI.5.1. Se vaconecta un ohmmetru între bornele 25 şi 18, reglînd din cursorul P2 valoarea rezistenţei acestuia la 1KΩ, după care ohmmetrul se scoate din montaj.Se conectează un miliampermetru între bornele 17 şi 25 pentru a măsura curentul de ieşire I0.

Se conectează bornele 23 la +VCC şi 24 la –VCC, apoi se intoduce în circuit un voltmetru(vezi Fig. XI.5.2).Pentru fiecare valoare a tensiunii de intrare Ui(a sursei de c.c. VCC) indicată in tabelul XI. 4., se va comuta succesiv sonda”+” a voltmetrului pe bornele 25(U0), 22(Uref), 20(UCL), 21(UCS), 19(V0).Toate datele se trec în tabelul de mai jos.

Tabel. XI.4.Ui(V) 0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 15 20 2440(V)Uref(V)UCL(V)UCS(V)Vo(V)I0(mA)

Se va determina factorul de stabilizare , apoi se va trasa caracteristica

de stabilizare U0=f(Ui), respectiv caracteristica de referinţă Uref=f(Ui).

XI.5.2.Se reglează tensiunea de intrare pe valoarea constantă Ui = 20V.Păstrînd aceleaşi conexiuni ca la punctul X.5.1, se va regla cursorul potenţiometrului P2 de la maxim(analog cu maximul lui U0) la minim, măsurînd aceiaşi parametri (care se vor trece în tabelul XI.4,)şi determinînd prin calcul valoarea rezistenţei de sarcină RL.

86

Tabel. XI.5.2RL=U0/I0(KΩ)

U0(V)Uref(V)UCL(V)UCS(V)Vo(V)I0(mA) 1 2 3 4 5 7 9 15 20 30 25 24 23 …

Notă: Se va constata experimental că, după ce curentul I0 atinge valoarea sa maximă(aproximativ 30mA ) , acesta începe să scadă uşor( tensiunea de ieşire scăzînd însă brusc către 0). Se va trasa caracteristica de ieşire U0= f(I0)/ Ui =20V, identificându-se valorile I0M şi ISC

(vezi fig. XI.5.2.b).Se determină rezistenţa de ieşire .

87

XII. AMPLIFICATOARE DE SEMNAL MIC CU TRANZISTOR BIPOLAR

XII.1. Consideraţii teoretice

În fig. XII.1.1 se reprezintă schematic un amplificator. Se indică semnalul de intrare x (t) şi semnalul de ieşire x0 (t), unde x si x pot fi tensiuni sau curenţi. Este necesar ca forma semnalului de la ieşire să o reproducă pe cea de la intrare, eventual cu o anumită întârziere, τ , astfel încât:

x (t) = A x (t-τ ) (XII.1)

Fig. XII.1.1 Schema – bloc a amplificatorului (A – factor de amplificare)

Caracteristic amplificatoarelor electronice este faptul că semnalul de la ieşire (identic

ca formă cu cel de la intrare) are o putere mai mare , când etajul de amplificare este alimentat în curent continuu. Amplificarea în putere este posibilă cu ajutorul tranzistoarelor, tuburilor electronice sau al diodelor cu rezistenţă negativă.

Tranzistorul, de pildă, joacă rolul unui ’’ventil ’’ care comandă , în ritmul semnalului aplicat, puterea debitată în sarcină de o sursă de tensiune continuă.

În fig. XII.1.2 se reprezintă o caracteristică de amplitudine posibilă pentru un amplificator.

Figura XII.1.2 Caracteristica amplitudine - frecvenţă a amplificatorului

Aici s-a notat prin f şi f frecvenţa limită inferioară (de jos), respectiv frecvenţa limită superioară (de sus); A reprezintă o amplificare „la frecvenţe medii”.

Este tolerată o scădere a modulului amplificării la fracţiunea a = 0,707 din amplificarea A . Banda de frecvenţe a amplificatorului este B = f -f .

În funcţie de aspectul caracteristicii de frecvenţe se poate face o clasificare a amplificatoarelor :

- amplificatoare de audiofrecvenţă cu B = 5 Hz – 20 KHz- amplificatoare de videofrecvenţă cu B = 5 Hz – 20 MHz

Dacă f →0 , avem de-a face cu amplificator de curent continuu.

88

Amplificatoarele de radiofrecvenţă au o caracteristică de frecvenţă de tip rezonant,cu un maxim pronunţat şi o bandă îngustă (f /f <1,2)

XII.1.1. Etaje cu Tranzistoare Bipolare a.Etaj cu tranzistor în conexiunea emitor comun(EC) Se presupune că atât condensatorul de decuplare CE, cât şi condensatoarele de blocare a componenţei continue CG şi C au capacitate suficient de mare pentru a se comporta practic ca nişte scurt-circuite la frecvenţă minimă din bandă.

Fig.XII.1.3 Reprezentări ale unui etaj în conexiune EC

Dacă se admite (se neglijează reacţia internă), impedanţa de intrare a etajului va fi:

. (XII.2.)

Impedanţa de ieşire va fi: . (XII.3.)

Etajul de mai sus are o amplificare importantă atât în curent , cât şi în tensiune deci amplifică substanţial în putere ; mai multe etaje EC aşezate în cascadă pot mări foarte mult puterea semnalului . Amplificarea de tensiune raportată la tensiunea dată de generator în gol, este:

; , .(XII.4)

Amplificarea în curent raportată la curentul dat de generator în gol , este:

pentru . (XII.5)

89

b.Etaj cu tranzistor în conexiunea C.C.(repetor pe emitor)

Fig.XII.1.4. Reprezentarea etajului în conexiune C.C.

Rezistenţa de intrare a tranzistorului este: . (XII.6)

Rezistenţa de intrare a etajului va fi: (XII.7.)

Rezistenţa de ieşire a etajului este: (XII.8.)

Cu mare şi mică ,acest circuit poate fi considerat amplificator ideal de

tensiune.Totuşi,amplificarea sa este uşor subunitară:

(XII.9.), deci de fapt etajul nu amplifică în tensiune. Amplificarea în curent este:

, (XII.10)

O pierdere substanţială de curent apare datorită divizorului de tensiune care polarizează baza, precum şi prin divizarea curentului alternativ de emitor între RL şi RE; o soluţie de principiu este înlocuirea lui RE cu un generator de curent , ce asigură polarizarea tranzistorului la un curent bine determinat.

c. Etaj cu tranzistor în conexiunea bază comună (BC)

Fig.XI.1.5 Schemă de studiu a unui etaj BC Cu rezistenţa de intrare foarte mică şi rezistenţa de ieşire foarte mare , etajul BC se apropie de un amplificator ideal de curent(însă amplificarea este <1 şi etajul nu amplifică în curent). Amplificarea în tensiune are aceeaşi expresie cu cea a etajului EC, cu excepţia semnului.

90

XII.2. Lucrarea numărul 24:STUDIUL AMPLIFICATOARELOR DE SEMNAL MIC CU UN ETAJ,

CU TRANZISTOR BIPOLAR

XII.2.a.Scopul lucrării: determinarea amplificării de tensiune şi curent( AV , Ai) , calculul rezistenţei de intrare Ri şi de ieşire R0, trasarea caracteristicii de transfer (U0 = f(Ui) ) şi a caracteristicii de frecvenţă.

XII.2.1. Amplificatorul cu tranzistor bipolar în conexiune EC Desfăşurarea lucrării:

Se studiază schema electrică corespunzătoare montajului experimental din fig.XII.2.1.

Fig.XII.21.Montaj experimental şi schemă electrică – studiul amplificatorului în conexiune EC

Se pot scrie următoarele relaţii de circuit:Ig = (Ug – Ui) / R (XII.1) ; Ri = Ui / Ig (XII.2) ; I0 = U0 / RL (XII.3); U0 = U/

0RL / (RL + R0) R0 = RL(U/

0 / U0 - 1) (XII.4) , unde Ri este impedanţa de intrare a etajului, R0 este impedanţa de ieşire a etajului, iar U0

/ este tensiunea de ieşire în gol(fără sarcina RL). AVg = U0 / Ug (XII.5) ; AV = U0 / Ui (XII.6) ; Aig = I0 / Ig (XII.7) ; Rig = Ug / Ig (XII.8)

A. Se conectează borna 1 la masă( borna 5) şi se unesc bornele 3 şi 2.; se conectează voltmetrele V1 şi V2 ca în figura XII.2.1. şi apoi se relizează alimentarea în c.c. a TB la tensiunile UCC=5V,10V, 15V, 20V prin conectarea unei surse stab. de c.c.între bornele7(+) şi 5(-). Se reglează tensiunea sinusoidală de intrare a amplificatorului Ug (dată de generator) la o valoare constantă de circa 65 mVşi f = 1KHz , valoare măsurată conectând succesiv voltmetrul V1 de la borna 6 la borna 4, apoi înapoi la borna 6(pe care se măsoară Ui). După măsurarea lui U0 şi Ui se deconectează bornele 3 şi 2, măsurându-se tensiunea de ieşire în gol U0

/ (tot pe V2 )la aceleaşi valori ale tensiuniiUCC.Se completează astfel tabelul XII.1;folosind relaţiile XII.1. – XII.7 se vor calcula restul mărimilor cerute de tabel. Tabel XII.1.

UCC(V) U0(V) U0/(V) Ui(V) I0(uA) Ig(uA) AV AVg Aig Ri(Ω) R0(Ω)

51015

91

20B. Se reglează tensiunea continuă UCC la valoarea de15V , menţinînd în circuit voltmetrele V1 şi V2 şi reunind bornele 3 şi 2.Introducând succesiv pe intrare (cu ajutorul generatorului de semnal ) tensiunile Ui = 10,20,25,35,40,…..mV la frecvenţa de lucru f = 1KHz, se măsoară pe V2 tensiunea amplificată de ieşire U0 ; pe osciloscopul conectat între bornele2 şi 5 se urmăreşte momentul în care tranzistorul nu mai amplifică(semnalul de ieşire se”taie”pe una din alternanţe).Aceleaşi operaţii se repetă pentru UCC = 20V; Cu datele măsurate se completează tabelulul XII.2 şi se trasează dependenţa U0 = f(Ui) la UCC = 15,20V.

UCC = 15V şi UCC =20V, f = 1KHzUi(mV) 10 20 25 30 35 40 45 50 55 ….U0(V)

Tabelul XII.2.

C. Se reglează UCC la valoarea 20V şi tensiunea sinusoidală dată de generator Ug la valoarea 40mV.Frecvenţa de lucru se va regla la anumite valori din intervalul 0,1 : 30 KHz(aşa cum se vede în tabelul XII.3) , măsurând pentru fiecare frecvenţă din tabel tensiunea de ieşire U0 pe V2 şi tensiunea Ui pe V1. Se trasează apoi caracteristica de frecvenţă U0 = f (F), identificând frecvenţa limită jos(fL) şi frecvenţa limită sus (fH) şi calculând amplificarea AV baza relaţiei XII.6.

f(KHz)U0(V)

Ui(V)

AV

Tabel.XII.3.

XII.2.2. Amplificatorul cu tranzistor bipolar în conexiunea C.C.Desfăşurarea lucrării:

D.Se va folosi acelaşi dispozitiv experimental din fig.XII.2.1., realizându-se următoarele conexiuni: se vor uni bornele 1 cu 15, 3 cu 5; se introduce generatorul sinusoidal între bornele 4 şi 5, respectiv sursa de alimentare Vcc între 7(+) şi 5(-) . Se conectează un voltmetru(V2) între bornele1 şi 5( U0 ) şi se relizează alimentarea în c.c. a TB pentru început la tensiunea UCC=5V. Se reglează tensiunea sinusoidală de intrare a tranzistorului Ug (dată de generator) la o valoare constantă de 65 mVşi f = 1KHz , măsurată prin conectarea unui voltmetru(V1) între masă şi borna 4 Ug; voltmetrul V1 între masă şi borna 6 indică tensiuneaUi. După măsurarea lui U0 şi Ui se deconectează bornele 1 şi 15, montând V2 între 1 şi 5 U0

/.Aceleaşi operaţii se repetă şi pentru UCC = 7V, 10V, completând astfel tabelul XII.4.Folosind relaţiile XII.1. – XII.7 se vor calcula restul mărimilor cerute de tabel(aici, rezistenţa de sarcină în relaţiile XII.3. şi XII.4. este ).

Tabel XII.4.UCC(V) U0(V) U0

/(V) Ui(V) I0(uA) Ig(uA) AV AVg Ai Ri(Ω) R0(Ω)51015

92

E. Se reglează tensiunea continuă UCC la valoarea de10V , introducând un osciloscop între 2 şi 5 pentru a urmări momentul în care tranzistorul nu mai amplifică(semnalul de ieşire se”taie”pe una din alternanţe). Se menţin în montaj cele două voltmetre pentru măsurarea lui Ui şi Ug. Se completează tabelul XII.5 cu datele măsurate, calculând valorile lui I0, Ig cu relaţiile XII.1 şi XII.3.

f=1KHzUi(V) 0,05 0,1 0,15 0,2 0,25 0,3 0,35 0,4 0,45 ….U0(V)

Tabel XII.5.

F. Se reglează UCC la valoarea 20V şi tensiunea sinusoidală dată de generator Ug la valoarea 200mV.Frecvenţa de lucru se va regla la anumite valori din intervalul 0,1 : 30 KHz(aşa cum se vede în tabelul XI.3) , măsurând pentru fiecare frecvenţă din tabel tensiunea de ieşire U0 pe V2 şi tensiunea Ui pe V1. Se trasează apoi caracteristica de frecvenţă U0 = f (F), identificând frecvenţa limită jos(fL) şi frecvenţa limită sus (fH) şi calculând amplificarea AV baza relaţiei XI.6.

f(KHz) 0,1 0.3 0,5 0,7 1 2 3 5 7 10 15 20 25 30 35U0(V)

Ui(V)

AV

Tabel XI.7.

93

XIII. AMPLIFICATOARE DE SEMNAL MIC CU TEC-MOS

XIII.1. Consideraţii teoretice

XIII.1.1.Amplificator cu TEC-MOS, conexiune sursă comună

În fig. XIII.1.1.a este prezentată diagrama unui circuit amplificator sursă comună, unde condensatoarele C1 şi C2 au rolul de izolare a punctelor de operare în curent continuu(la frecvenţe suficient de înalte , semnalul alternativ trece peste aceşti condensatori de cuplare); CS este un condensator de decuplare , prin intermediul căruia sursa poate fi considerată la masă(la frecvenţe înalte).

Fig.XIII.1.1.Schema unui amplificator cu TEC-MOS, conexiune SC

În fig.XIII.1.1.b este prezentat circuitul modelat prin înlocuirea tranzistorului cu schema sa echivalentă în regim de semnal mic şi joasă frecvenţă.

Amplificarea în tensiune este dată de expresia: (XIII.1)

Tensiunea de ieşire se scrie, conform fig.XIII.1.1.b,astfel: (XIII.2); aici gm

este panta tranzistorului, , .

Tensiune de intrare este Ui = Ugs (XIII.3) şi împărţind (XIII.2.) la (XIII.3) , rezultă că amplificarea va fi: (XIII.4.); aceasstă expresie arată că câştigul de tensiune este mare şi diferenţa de fază dintre U0 şi Ui este 180o( semnul minus).

Rezistenţa de intrare este (XIII.5)

Rezistenţa de ieşire este (XIII.6) , unde Et ,It sunt tensiunea de

test,respectiv curentul de test ,aşa cum se vede în fig.XIII.1.2.iar CSC realizează condiţia de scurtcircuit pe intrare, conform relaţiei (XIII.6).

94

Fig.XIII.1.2.Scheme pentru determinarea rezistenţei de ieşire R0, conexiune SC

DeoareceUgs = 0, diagrama din fig.XIII.1.2.b este redusă la cea din fig. XIII.1.2.c şi astfel R0 = RD (XIII.7).

XIII.1.2.Amplificator cu TEC-MOS, conexiune drenă comună

Fig.XIII.1.3. .Schema unui amplificator cu TEC-MOS, conexiune DC

Din fig.XIII.1.3.b se observă că (XIII.8.), iar (XIII.9).

Se poate scrie asfel expresia amplificării în tensiune: (XIII.10).

Deoarece, în general ,se poate folosi aproximarea: (XIII.11)Rezistenţa de intrare va fi: Ri = RG (XIII.12)

Rezistenţa de ieşireR0 se determină pornind de la relaţia generală , folosind

schema de test din fig.XIII.1.4.Aplicând teorema K1 pe nodul S se poate scrie: (XIII.13)

Dar, (XIII.14) şi (XIII.15) rezultând că , deci :

( XIII.16) ; deoarece de obicei , (XIII.17)

95

Fig.XIII.1.4.Scheme pentru determinarea rezistenţei de ieşire R0, conexiune DC

XIII.1.3.Amplificator cu TEC-MOS, conexiune poartă comună

Fig.XIII.1.5. Schema unui amplificator cu TEC-MOS, conexiune GC

Din fig.XIII.1.5. se observă că ( XIII.18) , iar (XIII.19), ceea ce

duce la următoarea relaţie pentru câştigul de tensiune: (XIII.20).

Rezistenţa de intrare este, aşa cum se ştie, iar expresia sa se determină cu ajutorul

fig.XIII.1.5.b astfel: (XIII.21).

Deci, (XIII.22)

Rezistenţa de ieşire se află plecând tot de la relaţia generală ; După o analiză

pe un circuit de test cu intrarea în scurcircuit , cu Ugs = 0 ,se ajunge la relaţia: R0 = RD (XIII.23)

96

XIII.2. Lucrarea numărul 25:STUDIUL AMPLIFICATOARELOR CU TEC-MOS

XIII.2.a. Scopul lucrării: determinarea amplificării de tensiune şi curent( AV , Ai) , calculul rezistenţei de intrare Ri şi de ieşire R0, trasarea caracteristicii de transfer (U0 = f(Ui) ) şi a caracteristicii de frecvenţă.

XIII.2.1 Studiul amplificatorului cu TEC-MOS(canal n indus), conexiune sursă comunăDesfăşurarea lucrării:

Fig.XIII.2.1.Montaj experimental-studiul amplificatorului cu TEC-MOS, conexiune SC

Se pot scrie următoarele relaţii de circuit:Ig = (Ug – Ui) / Rg (XIII.1) ; Ri = Ui / Ig (XIII.2) ; I0 = U0 / RL (XIII.3); U0 = U/

0RL / (RL + R0) R0 = RL(U/

0 / U0 - 1) (XIII.4) , unde Ri este impedanţa de intrare a etajului, R0 este impedanţa de ieşire a etajului, iar U0

/ este tensiunea de ieşire în gol(fără sarcina RL). AVg = U0 / Ug (XIII.5) ; AV = U0 / Ui (XIII.6) ; Aig = I0 / Ig (XIII.7) ; Rig = Ug / Ig (XIII.8)

Mod de lucru: Comutatoarele K se pun pe poziţiile următoare: K1- A1, K2 – A2, K3 – B3; se unesc bornele 8 cu 2 şi cu 11, apoi între bornele 6 şi 7 se introduce un miliampermetru ( pe care se măsoară I0) şi se conectează sursa de c.c.(reglată pe valoarea de 25V) între bornele 1(+) şi 2(-).Generatorul de tensiune sinusoidală , reglat la frecvenţa de 1KHz, se va introduce între bornele 3 şi 11, aşa cu se vede şi în fig.XIII.2.1.Pe voltmetrul V1 conectat între bornele 3 şi 11 se măsoară tensinea de la generator Ug , iar pe V2 se măsoară tensiunea de intrare Ui.Pe osciloscopul conectat între bornele 6 şi 11 se observă forma semnalului de ieşire şi momentul de „tăiere” al acestuia. A. Pentru fiecare valoare a tensiunii Ug dată în tabelul XIII.1, se măsoară Ui, I0 şi se determină prin calcul :tensiunea de ieşireU0 baza relaţiei XI.3. , curentul de la generator Ig pe baza relaţiei XIII.1., impedanţa de intrare Ri pe baza relaţiei XIII.2., amplificarea în tensiune AV pe baza relaţiei XIII.6., amplificarea în curent Ai pe baza relaţiei XIII.7.; Reglând din nou generatorul la Ug = 0.05V, se scoate din circuit mA şi se introduce un nou voltmetru V3 între bornele 6 şi 2 pe care se măsoară tensiunea U0

/, după care se determină impedanţa de ieşire R0 pe baza relaţiei XIII.4.

97

Tabel XIII.1.Ug(V) 0,025 0,030 0,035 0,040 0,045 0,050 0,055 0,060 0,065 …..Ui(V)I0(uA)Ig(uA)U0(V)Ri(kΩ)AV

Aig

R0

B. Se va menţine constantă tensiunea Ug =0,05Vşi frecvenţa de lucru se va regla la anumite valori din intervalul 0,1 : 30 KHz(aşa cum se vede în tabelul XIII.2) , măsurând pentru fiecare frecvenţă din tabel curentul de ieşire I0 pe mA şi tensiunea Ui pe V2(tensiunea U0 se va determina şi aici prin calcul). Se trasează apoi caracteristica de frecvenţă U0 = f (F), identificând frecvenţa limită jos(fL) şi frecvenţa limită sus (fH) şi calculând amplificarea AV .

Tabel XIII.2.f(KHz) 0,05 0.1 0,3 0,5 0,7 1 1,5 2 2,5 3 3,5 4 4,5 5 5,5I0(mA)

U0(V)

Ui(V)

AV

XIII.2.2. Studiul amplificatorului cu TEC-MOS(canal n indus), conexiune drenă comună

Desfăşurarea lucrării:

Fig.XIII.2.2. Montaj experimental-studiul amplificatorului cu TEC-MOS, conexiune DC

98

Mod de lucru: Aşa cum se vede în fig.XIII.2.2. se unesc bornele 8 – 7, respectiv 6 – 11; comutatoarele K sunt pe poziţiile: K1 pe A1, K2 pe B2, K3 pe B3.Sursa de c.c.(24V) se conectează în tre bornele 1(+) şi 11(-), iar generatorul de semnal sinusoidal între 3(+) şi 11(masa); se introduc în circuit şi voltmetrele: V1(Ug) între 3 şi 11, V2(Ui) între 4 şi 11, V3(U0) între 8 şi 11, respectiv osciloscopul în paralel cu V3. C. Se reglează apoi frecvenţa generatorului la 1KHz, şi pentru fiecare valoare a tensiunii Ug din tabelul XIII.3. se măsoară Ui şi U0 , apoi se determină cu ajutorul formulelor XIII.1 – XIII.8 mărimile: I0, Ig, Ri, AV, Aig.

Tabel XIII.3.Ug(V) 0,05 0,1 0,2 0,3 0,4 0,5 0,6 0,7 0,8 …..Ui(V)I0(uA)Ig(uA)U0(V)Ri(kΩ)AV

Aig

D. Se va menţine constantă tensiunea Ug =0, 5Vşi frecvenţa de lucru se va regla la anumite valori din intervalul 0,1 : 30 KHz(aşa cum se vede în tabelul XIII.4) , măsurând pentru fiecare frecvenţă din tabel tensiunea de ieşire U0 pe V3 şi tensiunea Ui pe V2. Se trasează apoi caracteristica de frecvenţă U0 = f (F), identificând frecvenţa limită jos(fL) şi frecvenţa limită sus (fH) şi calculând amplificarea AV .

f(KHz) 0,1 0.3 0,5 0,7 1 2 3 5 7 10 15 20 25 30 35U0(V)

Ui(V)

AV

Tabel XIII.4.

99

XIII.2.1 Studiul amplificatorului cu TEC-MOS(canal n indus), conexiune poartă comună

Desfăşurarea lucrării:

Fig.XIII.2.2. Montaj experimental-studiul amplificatorului cu TEC-MOS, conexiune GC

Mod de lucru: Comutatoarele K se vor pune pe poziţiile: K1- B1, K2 – B2, K3 – B3; se vor uni apoi bornele 6 – 7 şi 1 -10, apoi se conectează sursa de c.c.(10V) între bornele 1(+) şi 11(-) . Aşa cum se vede în fig.XIII.2.2., se introduce un miliampermetru(Ig) între borna(+) a generatorului e tensiune sinusoidală şi borna 8, masa generatorului legându-se la 11; se introduc în circuit şi două voltmetre astfel: V1(Ui) între 9 şi 11, respectiv V2(Uo) între 6 şi 11.E. Se reglează apoi frecvenţa generatorului la 1KHz, şi pentru fiecare valoare a curentului Ig din tabelul XIII.5. se măsoară Ui şi U0 , apoi se determină cu ajutorul formulelor XIII.1 – XIII.8 mărimile: I0, Ri, AV, Aig. Deconectând bornele 6-7 se măsoară pe V2 tensiunea în gol Uo

/ la valoarea curentului Ig = 0,3mA(căruia îi corespunde o valoare a tensiunii U0 măsurată anterior) şi se va determina astfel impedanţa de ieşire R0 pe baza relaţiei XIII.4.

Tabel XIII.5.Ig(uA) 0,05 0,1 0,15 0,2 0,25 0,3 0,35 0,4 0,45 ….Ui(V)I0(uA)U0(V)Ri(kΩ)AV

Aig

R0(kΩ)

F. Se va menţine constant curentul Ig =0, 5mAşi frecvenţa de lucru se va regla la anumite valori din intervalul 0,1 : 30 KHz(aşa cum se vede în tabelul XIII.4) , măsurând pentru fiecare frecvenţă din tabel tensiunea de ieşire U0 pe V2 şi tensiunea Ui pe V1. Se trasează apoi caracteristica de frecvenţă U0 = f (F), identificând frecvenţa limită jos(fL) şi frecvenţa limită sus (fH) şi calculând amplificarea AV.

Tabel XIII.6.F(KHz) 0,05 0,10 0,3 0,5 0,7 1 1,5 2 2,5 3 3,5 4 4,5 5 5,5U0(V)

Ui(V)

AV

100

XIV. AMPLIFICATOARE CU REACŢIE

XIV.1.Consideraţii teoretice

XIV.1.a.Generalităţi-Amplificatoare cu reacţieSchema bloc a amplificatorului cu reacţie este reprezentată în fig. XIV.1.1

Fig. XIV.1.1 Schema bloc a amplificatorului cu reacţie

Amplificatorul de bază are amplificarea:

U = a U (XIV.1)

Reţeaua de reacţie cu funcţia de transfer f este realizată de obicei sub forma unui atenuator de precizie :

U = f U (XIV.2)

Semnalul de reacţie U este scăzut din semnalul de la generator U într-un comparator:

U = U - U (XIV.3)

Amplificarea globală (cu reacţie) este

A= = (XIV.4)

Tipuri de reacţie :- reacţie pozitivă când |A| › |a| ; | 1+ a f |‹ 1 (XIV.5)- reacţie negativă când |A| ‹ |a| ; | 1+ a f | ›1 (XIV.6)

Pentru o reacţie negativă puternică, se defineşte transmisia pe buclă :

T= = a f (XIV.7)

astfel încât : AT ››1 = (XIV.8)

să fie independentă de amplificator.Se defineşte în acest caz şi factorul de reacţie (desenzibilizare) : F=1+ T (XIV.9).

101

Unul dintre marile avantaje ale amplificatorului cu reacţie este liniarizarea caracteristicii de transfer U = f (U ), având reducerea semnificativă ca dezavantaj a amplificării .

XIV.1.b.Efectul reacţiei negative asupra distorsiunilor Admitem că amplificatorul de bază are o caracteristică de transfer neliniară , ca cea din fig.XIV.1.5a.(caracteristica este însă liniară pe porţiuni)

Fig.XIV.1.2. Tipuri de caracteristici pentru amplificator

Ne aşteptăm ca amplificatorul cu reacţie negativă să aibă o caracteristică mult mai liniară decât a amplificatorului de bază ( vezi fig.XIV.1.2.b), deoarece reţeaua de reacţie reduce efectul neliniarităţii; ceea ce se întâmplă de fapt este o predistorsionare a semnalului de la intrarea amplificatorului de bază X1. Astfel, o mică distorsiune a semnalului de reacţie Xg provoacă o distorsionare importantă a semnalului X1 : forma semnalului este astfel modificată încât după trecerea prin amplificator va apare sub forma originală (de la generator). Preţul plătit pentru îmbunătăţirea liniarităţii este reducerea amplificării; se va introduce astfel un amplificator suplimentar (care lucrează la semnal mic).

XIV.1.c.Efectul reacţiei negative asupra semnalelor parazite

Fig.XIV.1.3Amplificator complet cu reacţie Conform figurii de mai sus, semnalul parazit apare în interiorul amplificatorului, şi anume se adaugă la intrarea unui al doilea bloc amplificator ce intră în compunerea amplificatorului de bază( nu este deci introdus în acelaşi punct cu semnalul util).Blocul a1 este un preamplificator, iar a2 este amplificatorul de putere.Semnalul util de ieşire este a1a2Xg / (1+ a1a2f), iar semnalul parazit de ieşire este: a2Xn / (1+ a1a2f).Raportul semnal – zgomot este(S/N)2 = a1Xg / Xn (XIV.11), unde a1 = 1+ f a1a2 (XIV.12).Din punct de vedere practic, reducerea efectului unui semnal parazit prin reacţie negativă revine la adăugarea unui amplificator de semnal mic a1 , practic imun la această perturbaţie.

102

XIV.1.d Ameliorarea răspunsului în frecvenţă.

Fig.XIV.1.4.Caracteristicile de frecvenţă ale amplificatorului cu şi fără reacţie Se constată că în prezenţa reacţiei negative, banda amplificatorului a crescut exact în raportul în care a scăzut amplificarea.; de asemenea se vede că la frecvenţe foarte înalte răspunsul amplificatorului cu reacţie se apropie de cel al amplificatorului fără reacţie(efectul reacţiei tinde să dispară)

XII.1.e.Topologia circuitelor cu reacţie

Fig.XIV.1.4.Tipuri de reacţie

Reacţia din fig.XIV.1.5.a se mai numeşte reacţie cu eşantionare în nod şi comparare pe buclă, iar cea din fig. XIV.1.5.b se numeşte şi reacţie cu eşantionare pe buclă şi comparare în nod; fig.XIV.1.5.c reprezintă reacţia cu eşantionare în nod şi comparare în nod, iar fig.X.1.4.d reprezintă reacţia cu eşantionare pe buclă şi comparare pe buclă.

103

XIV.2. Lucrarea numărul 26:STUDIUL AMPLIFICATOARELOR CU REACŢIE

XIV.2.a. Scopul lucrării: determinarea amplificării de tensiune şi curent( AV , Ai) , calculul rezistenţei de intrare Ri şi de ieşire R0, trasarea caracteristicii de transfer (U0 = f(Ui) ) şi a caracteristicii de frecvenţă.

XIV.2.1. Amplificatorul cu reacţie de tensiune paralel, cu un etajDesfăşurarea lucrării:

Fig.XIV.2.1.Montaj experimental şi schemă electrică – Studiul amplificatoarelor cu reacţie

Se scriu următoarele relaţii de circuit:Ig = (Ug – Ui) / R (XIV.13) ; Rif = Ui / Ig (XIV.14) ; I0 = U0 / RL (XIV.15); U0 = U/

0RL / (RL + R0f) R0f = RL(U/

0 / U0 - 1) (XIV.16) , unde Rif este impedanţa de intrare a etajului, R0f este impedanţa de ieşire a etajului, iar U0

/ este tensiunea de ieşire în gol(fără sarcina RL). AVf = U0 / Ug (XIV.17) ; AV = U0 / Ui (XIV.18) ; Aif = I0 / Ig (XIV.19) ;

A. Cazul buclei de reacţie închisă : A.1. Se conectează borna 1 la masă( borna 5),se unesc bornele 3 şi 2,apoi bornele10 cu 6 şi 9 cu 8;se conectează un voltmetru(V2) între bornele3 şi 5( U0 ) şi se realizează alimentarea în c.c. a TB între bornele 7(+) şi 5(-) , pentru început la tensiunea UCC=5V. Se reglează tensiunea sinusoidală de intrare a tranzistorului Ug (dată de generator) la o valoare constantă de 100 mVşi f = 1KHz , conectând succesiv un voltmetru(V1) între masă şi borna 4 Ug, respectiv borna 6 Ui. După măsurarea lui U0 şi Ui se deconectează bornele 3 şi 2, menţinând V2 între 3 şi 5 U0

/.Aceleaşi operaţii se repetă şi pentru UCC = 6V, 7V completând astfel tabelul XIV.1.Folosind relaţiile XIV.13 – XIV.19 se vor calcula restul mărimilor cerute în tabel.

Tabel XIV.1.UCC(V) U0(V) U0

/(V) Ui(V) I0(uA) Ig(uA) AV AVf Aif Rif(Ω) R0f(Ω)567

104

A.2. Se alimentează circuitul la UCC = 6V, introducând succesiv pe intrarea TB(cu ajutorul generatorului de semnal )tensiunileUi(mV)= 10,15,20,25,30…. ; pe osciloscopul conectat în paralel cu V2 se urmăreşte momentul în care tranzistorul nu mai amplifică(semnalul de ieşire se”taie”pe una din alternanţe). Cu datele măsurate se completează tabelulul XII.2 şi se trasează dependenţa U0 = f(Ui) .

Tabel XIV.2.Ui(mV) 10 15 20 25 30 35 40 45 50 ….U0(V)

A.3. Se reglează UCC la valoarea 6V şi tensiunea sinusoidală dată de generator Ug la valoarea 0,2V.Frecvenţa de lucru se va regla la anumite valori din intervalul 0,1 : 50 KHz(aşa cum se vede în tabelul XIV.3) , măsurând pentru fiecare frecvenţă din tabel tensiunea de ieşire U0 pe V2 şi tensiunile Ui şi Ug pe două voltmetre suplimentare conectate între 5 şi 6, respectiv 4. Se trasează apoi caracteristica de frecvenţă U0 = f (F), identificând frecvenţa limită jos(fL) şi frecvenţa limită sus (fH),calculând şi amplificările AV şi AVf pe baza relaţiilor XIV.17 şi XIV.18.

Tabel XIV.3.f(KHz) 0,1 0,5 1 5 7 10 15 20 25 30 35 40 45 50 …U0(V)

Ui(V)

AV

B. Cazul buclei de reacţie deschisă : Se deconectează borna 10 de borna 6; 10 se uneşte cu 5 şi 6 se uneşte cu 11. Se vor parcurge aceiaşi paşi de lucru ca la punctul A, completându-se alte trei tabele identice cu tabelele XIV.1, XIV.2, XIV.3, aici apărând următoarele notaţii( şi relaţii) pentru parametri : I0

* = U0* / RL, AV = U0

* / Ug, Ai = Ii* / Ig , Ri = Ui / Ig , R0 = RL(U/

0/ U0 - 1) .

XIV.2.2.Amplificatorul cu reacţie de curent serie, cu un etajDesfăşurarea lucrării:C.Se va studia aici doar cazul buclei de reacţie închisă; se unesc bornele 2 şi 3 ,iar generatorul se introduce între bornele 4 şi 5, voltmetrul V1(Ui) între 6 şi 5 respectiv V2(U0) între bornele 3 şi 5. C1. Se parcurg în continuare aceiaşi paşi de lucru ca la punctul A.1. ,completându-se un tabel identic cu tabelul XIV.1. C.2. Se alimentează circuitul la UCC = 10V, introducând succesiv pe intrarea TB(cu ajutorul generatorului de semnal )tensiunileUi(V)= 0.1, 0.2, 0.3, 0.4, …. ; pe osciloscopul conectat în paralel cu V2 se urmăreşte momentul în care tranzistorul nu mai amplifică(semnalul de ieşire se”taie”pe una din alternanţe).Aceleaşi operaţii se repetă pentru UCC = 20V;cu datele măsurate se completează tabelulul XIV.4.Se trasează dependenţa U0 = f(Ui) la UCC = 10,20V.

Ui(V) 0,1 0,2 0,3 0,4 0,5 0,6 0,7 0,8 0,9 ….U0(V)

Tabel XIV.4.

C.3. Se vor parcurge aceiaşi paşi ca la punctul A.3, completând apoi un tabel identic cu tabelul XIV.3.

105

XIV.2.3. Amplificatorul cu reacţie de curent paralel, cu două etaje de amplificareDesfăşurarea lucrării:

D. Cazul buclei de reacţie închisă : după o analiză a montajului experimental din fig.XIV.1, se vor uni bornele : 7 cu 17, 3 cu 12, 1 cu 5, 13 cu 14, 6 cu 16.D.1. Se conectează un voltmetru(V2) între bornele19 şi 5( U0 ) şi se realizează alimentarea în c.c. a TB , pentru început la tensiunea UCC=5V. Se reglează tensiunea Ug (dată de generator) la o valoare constantă de 100 mVşi f = 1KHz , conectând succesiv un voltmetru(V1) între masă şi borna 4 Ug, respectiv borna 6 Ui ; aceste operaţii se repetă şi pentru UCC = 10,15,20V. Se determină următorii parametri, pe baza relaţiilor XIV.13. – XIV.19. : Ig , I0, AVf, Aif, Rif, apoi se completează tabelul XIV.5.

Tabel XIV.5.UCC(V) U0(V) Ui(mV) I0(uA) Ig(uA) AV AVf Aif Rif(Ω)5101520

D.2. Se alimentează circuitul la UCC = 10V, introducând succesiv pe intrarea TB(cu ajutorul generatorului de semnal )tensiunileUg(V)= 0.1, 0.2, 0.3, 0.4, …. ; pe osciloscopul conectat în paralel cu V2 se urmăreşte momentul în care tranzistorul nu mai amplifică(semnalul de ieşire se”taie”pe una din alternanţe).Aceleaşi operaţii se repetă pentru UCC = 20V;cu datele măsurate se completează tabelulul XIV.6.Se trasează dependenţa U0 = f(Ug) la UCC = 10,20V.

Ug(V) 0,1 0,2 0,3 0,4 0,5 0,6 0,7 0,8 0,9 ….U0(V)

Tabel XIV.6.

D.3. Se reglează UCC la valoarea 10V şi tensiunea sinusoidală dată de generator Ug la valoarea 90mV.Frecvenţa de lucru se va regla la anumite valori din intervalul 0,1 : 30 KHz(aşa cum se vede în tabelul XIV.3) , măsurând pentru fiecare frecvenţă din tabel tensiunea de ieşire U0 pe V2 şi tensiuea şi Ug pe V1,conectat între 5 şi 4. Se trasează apoi caracteristica de frecvenţă U0 = f (F), identificând frecvenţa limită jos(fL) şi frecvenţa limită sus (fH),calculând şi amplificarea AVf ; se va completa tabelul XIV.7.

Tabel XIV.7.f(KHz) 0,1 0,2 0,3 0,5 0,7 1 3 5 10 15 20 30U0(V)

Ug(V)

AV

AVf

E. Cazul buclei de reacţie deschisă : se menţin legăturile 7 cu 17, 3 cu 12, 1 cu 5 ; se va întrerupe legătura 13 – 14, unind apoi 13 cu 18 şi 6 cu 16. Se vor parcurge aceiaşi paşi de lucru ca la punctul D., completându-se alte trei tabele identice cu tabelele XIV.5, XIV.6, XIV.7, aici apărând următoarele notaţii( şi relaţii) pentru parametri : I0

* = U0* / RL, AV = U0

* / Ug, Ai = Ii* / Ig , Ri = Ui / Ig .

106

XV.ETAJE FINALE DE AMPLIFICARE

XV.1. Lucrarea numărul 27 :STUDIUL AMPLIFICATORULUI DE CLASĂ B ÎN

AUDIOFRECVENŢĂ CU TRANZISTOARE BIPOLARE

XV.1.1.Consideraţii teoretice Circuitul studiat în această lucrare este un etaj final de amplificare, care operează la semnal mare şi cu reacţie pentru reducerea distorsiunilor; regimul său de lucru este în clasă B, în contratimp cu două dispozitive active (tranzistoarele BD 139 şi BD140 de medie putere) care operează în câte o semiperioadă a semnalului de intrare; în absenţa semnalului, curentul continuu absorbit este practic nul şi, deci, în repaus nu se consumă putere de la sursă.Puterea absorbită este proporţională cu puterea utilă de audiofrecvenţă, randamentul fiind de cca 78 %. Tranzistoarele BD 139 şi BD 140 lucrează în conexiune C.C., având amplificarea în tensiune aproape unitară, caz în care trebuie ca excitaţia etajului să se facă în regim de semnal mare, de la un alt etaj cu rol de pilot. Distorsiunile care apar se pot corecta printr-o buclă de reacţie negativă globală, de la ieşire la intrarea etajului pilot.

XV1.2.a Scopul lucrării : determinarea factorului de amplificare şi a unor parametri caracteristici etajului de ieşire ( putere consumată, absorbită, curentul absorbit, randamentul etajului )precum şi caracteristica experimentală amplitudine-frecvenţă a amplificatorului.

XV.1.2.b Desfăşurarea lucrării :

Se realizează montajul din fig. XV.1.1. fără alimentare, după o analiză în prealabil a modului de funcţionare al schemei electrice interne.

Fig. XV.1.1 Montaj experimental - Amplificator de audiofrecvenţă cu tranzistoare bipolare

107

Se conectează sursa de alimentare, reglându-se tensiunea sa UC la 10 V c.c. Se stabileşte frecvenţa generatorului la 1 KHz şi se variază semnalul de intrareU i(citit pe V1) din 0,01 V în 0,01V, până când apar distorsiuni(vizulizate pe osciloscop) în semnalul de ieşire U0(citit pe V2); se notează cuplul de valori (U0,Ui) în tabelul XV.1. şi se determină apoi următoarele mărimi:

-puterea utilă (XV.1) , unde (XV.2)

-puterea absorbită (XV.3)

- puterea disipată (XV.4), unde (XV.5).

- randamentul etajului de amplificare (XV.6.)

f = 1KHzUi(V) 0,01 0,02 0,03 0,04 0,05 0,06 0,07 0,08 ….U0(V)

Tabel XV.1.

De la acelaşi generator sinusoidal se va aplica la intrarea amplificatorului un semnal U i

=50 mV şi se variază frecvenţa de lucru în domeniul 20 Hz 100 KHz . Datele experimentale obţinute pentru tensiunea de ieşire U0 ,care se modifică în funcţie de frecvenţa semnalului de intrare de amplitudine constantă se vor trece într-un tabel XIII.2.

Se va reprezenta apoi grafic tensiunea de ieşire sau amplificarea în tensiune în

funcţie de frecvenţa de lucru pe baza datelor experimentale din tabelul XV.2.

Ui =50 mV

f(KHz) 0,02 0,1 0,5 1 5 10 15 20 25 30 40 50 100U0 (V)

Tabel XV.2.

108

XV.2. Lucrarea numărul 28:STUDIUL AMPLIFICATORULUI DE AUDIOFRECVENŢĂ CU

CIRCUIT INTEGRAT TDA 2003

XV.2.1. Consideraţii teoretice

TDA 2003 este un amplificator audio de 10W, folosit de obicei la radiocasetofoane de maşină, care oferă o valoare mare a curentului de ieşire( de pînă la 3,5A) şi distorsiuni de amplitudine foarte mică. Datorită protecţiei la scurt-circuit între toţi pinii şi masă( atît în DC, cît şi în AC), acest circuit oferă o utilizare foarte sigură. Valorile maxime absolute pentru parametrii săi sunt: tensiunea de alimentare în c.c.(Vcc) =28V, Vcc de operare =12-18V, amplitudinea repetitivă a curentului de ieşire =3.5A, puterea disipată la T=90C (Ptot) este 20W, domeniul de variaţie admis pentru temperatura circuitului Tj = -40 : +150 C, iar tensiunea maximă de intrare este de 300mV.

Fig.XV.2.1. Conectarea pinilor pentru TDA 2003

XV.2.2a.Scopul lucrării : determinarea factorului de amplificare cu şi fără difuzor, a unor parametri caracteristici ( puterea utilă, absorbită, disipată, randamentul etajului), caracteristica experimentală amplitudine-frecvenţă a amplificatorului.

XV.2.2.b Desfăşurarea lucrăriiSe analizează schema electrică şi montajul experimental din fig.XV.2.1, apoi se realizează conexiunile electrice , în absenţa alimentării.

Fig.XV2.1.Montajul experimental şi schema electrică –studiul TDA2003

U (mV) U (V) U (V) Pa(W) Pu(W) Pd(W) (%)

109

010152025..100

Tabel XV.3

Se stabileşte tensiunea de alimentare a circuitului UC la 15V c.c., şi se aplică de la un generator de semnal sinusoidal( la frecvenţa de 1KHz) o tensiune U1 între valorile 0:100mV, conform tabelului XV.3.,citită pe voltmetrul V1.Pe voltmetrul V2 se va citi tensiunea amplificată de ieşire U2, iar cu ajutorul osciloscopului se va observa momentul în care se va produce limitarea tensiunii de ieşire( o tăiere a extremelor sinusoidei).Măsurătorile se vor realiza atît cu sarcină rezistivă pe ieşire(cu difuzor), caz în care se vor uni bornele 5 şi 6(tensiunea de ieşire citită = U2d ), cît şi fără sarcină pe ieşire(fără difuzor)cu bornele 5 şi 6 nelegate(U20).

Se calculează apoi amplificările în tensiune cu şi fără difuzor Ad, respectivA0 precum şi următorii parametri:

-puterea utilă (XV.1) , unde (XV.2)

-puterea absorbită (XV.3)

- puterea disipată (XV.4), unde (XV.5).

- randamentul etajului de amplificare (XV.6.)

Toate valorile măsurate şi calculate se vor trece în tabelul XV.3. De la acelaşi genarator de audiofrecvenţă , se aplică un semnal Ui = 50mV şi se variază frecvenţa de lucru în domeniul 50Hz – 100KHz, datele experimentale obţinute în cele două situaţii de lucru( cu şi fără difuzor) se trec în tabelul XV.4. Se va reprezenta apoi grafic tensiunea de ieşire U2 funcţie de frecvenţa de lucru.

Tabel XV.4.

f(KHz) 0,05 0,1 0,2 0,5 1 1,5 3 5 7 10 15 20 30 40 50 60 70 80 90 100U (V)U (V)

XVI. CIRCUITE CU AMPLIFICATOARE OPERAŢIONALE

110

XVI.1.Consideraţii teoretice

Amplificatoarele operaţionale (AO) sunt amplificatoare de curent continuu (care amplifică fără distorsiuni semnale de la curent continuu-frecvenţă zero-până la o frecvenţă de tăiere foarte mare), realizate pe baza unor scheme electronice complexe, constituite din mai multe etaje, dintre care primul este un etaj amplificator diferenţial, având următoarele performanţe : - amplificatoare în tensiune foarte mare ;

- rezistenţă de intrare foarte mare ;- rezistenţă de ieşire foarte mică ; - spectru larg de frecvenţă transmis fără distorsiuni ;- factor de rejecţie (atenuare ) mare.

Un A.O. este prevăzut cu două intrări şi o ieşire . Dacă se aplică pe una din intrări un semnal, cealaltă intrare fiind conectată la un potenţial fix, la ieşire se obţine un semnal, amplificat, în fază cu cel de la intrare. Această intrare se numeşte neinversoare(borna B din fig.XVI.1.1.).

Dacă se aplică semnal pe cealaltă intrare, la ieşire se obţine un semnal, amplificat, în antifază cu cel de la intrare . Această intrare se numeşte inversoare(borna A) .

De menţionat că există şi A.O. cu o singură intrare (inversoare) şi A.O. cu două ieşiri, care dau semnale în antifază.

Amplificatoarele operaţionale execută operaţii de: înmulţire cu o constantă, sumare; derivare, integrare, extragere de rădăcină, dar şi obţinerea de funcţii logaritmice, pătratice, funcţii trigonometrice etc, cu performanţe ridicate şi perfect controlabile.

Un A.O. se reprezintă simbolic ca în figura XVI.1.1., borna intrării inversoare fiind notată cu (-), iar cea neinversoare cu (+), iar în figura XVI.1.2. a, b, c, sunt reprezentate schemele de principiu pentru circuite simple cu amplificatoare operaţionale .

Fig.XVI.1.1 . Simbolul amplificatorului operaţional

În fig.XVI.1.1. U =U - U = tensiunea de excitaţie pe modul diferenţial de excitaţie,

U0= tensiunea de ieşire, V ,V - alimentarea în c.c., U0 = A U (A0 este factorul de amplificare).

111

Fig.XVI.1.2. Configuraţii de bază ale AO

Etajul de intrare asigură o amplificare de peste 40dB, iar cel intermediar de aproximativ 60dB. La acest A.O. tensiunea pe mod diferenţial maximă este de 30 V;

tensiunea pe mod comun maximă este 15 V; tensiunea de decalaj de intrare lmV; curentul de decalaj de intrare este de 20nA; curentul de polarizare = 80 nA; rezistenţa de intrare este 2M iar rezistenţa de ieşire 75Ω ; puterea absorbită = 50mW(maximum 85 mW). βA 741 este un circuit de uz general foarte bun la aplicaţii de frecvenţe joase. În fig.XVI.1.3. sunt reprezentate alte scheme fundamentale cu amplificatoare operaţionale.

Fig.XVI.1.3.Circuite fundamentale cu AO

112

XVI.2.Lucrarea numărul 29:STUDIUL CIRCUITELOR CU AMPLIFICATOARE OPERAŢIONALE

XVI.2.a Scopul lucrării: determinarea factorului de amplificare A,trasarea caracteristicii de transfer, trasarea caracteristicii amplitudine – frecvenţă.

XVI.2.1. Amplificatorul operaţional inversorSe realizează montajul experimental din fig.XVI.2.1.în absenţa alimentării.

Fig.XVI.2.1.Montaj experimental- Studiul AO inversorMod de lucru: Se stabileşte alimentarea circuitului integrat de la 2 surse de 15Vc.c.,aşa cum se vede mai sus şi se generează la intrare o tensiune sinusoidală Ui(de frecvenţă 1KHz şi cu valorile date în tabelul XVI.1.) prin intermediul generatorului conectat între bornele 4 şi 23(masă); pe voltmetrul V1 se măsoară tensiunea Ui , iar pe V2 se măsoară şi se notează în tabel tensiunea de ieşire U0( pe osciloscopul conectat în paralel cu V2 se observă forma semnalului amplificat de ieşire şi momentul în care acesta se”taie” pe una din alternanţe) Se va trasa în final caracteristica de transfer U0=f(Ui)/f=1KHz.

Tabel XVI.1.Ui(V) 0, 1 0, 2 0, 3 0, 4 0, 5 0,6 0,7 0,8 …..U0(V)

Se reglează valoarea tensiunii Ui = 0,1V şi se variază frecvenţa semnalului de intrare în limitele de valori 10Hz – 100KHz(date în tabelul XVI.2); la fiecare astfel de valoare a frecvenţei se măsoară U0 în condiţiile în care Ui este menţinută constantă.Se determină apoi amplificarea A=U0 / Ui şi se trasează caracteristica de frecvenţă A(f) sau U0(f).

Ui=0,1Vf(KHz

)0,01 0,1 0,5 1 5 10 20 50 100

U0(V)A

Tabel XVI.2.

113

XVI.2.2. Amplificatorul operaţional neinversorSe realizează montajul experimental din fig.XVII.2.2.

Pentru trasarea caracteristicii de transfer U0=f(Ui)/f=1KHz, precum şi pentru trasarea caracteristicii de frecvenţă A(f) se va folosi acelaşi mod de lucru ca la punctul XVI.2.1., completând astfel acelaşi tip de tabele.

XVI.2.3.Circuit diferenţial cu amplificator operaţionalSe realizează montajul experimental din fig.XVI.2.3.

Fig.XVI.2.3.Montaj experimental – studiul circuitului diferenţial cu AO

Se vor folosi ca tensiuni de intrare Ui1 şi Ui2 tensiunile a două surse de c.c.: una de valoare fixă (5V) Ui1 şi cealaltă de valoare reglabilă în limitele 0-10V Ui2.Reglând tensiunea Ui2 la fiecare din valorile indicate în tabelul XVI.3.se măsoară şi se trece în tabel tensiunea de ieşire U0 (citită pe V conectat între bornele 2 şi 22).

Se determină apoi prin calcul valoarea teoretică a factorului de amplificare: , carese

compară apoi cu valoarea experimentală a amplificării: .

114

Fig.XVI.2.2.Montaj experimental – Studiul AO neinversor

Tabel XVII.3.

Tabel XVI.3.XVI.2.4.Circuit sumator cu amplificator operaţionalSe realizează montajul experimental din fig.XVI.2.4.

Fig.XVI.2.4.Montaj experimental – studiul circuitului sumator cu AO

Se va folosi ca tensiune de intrare Ui o singură sursă de 2Vc.c.conectată între bornele 4 şi 21, măsurându-se tensiunea de ieşire U0( pe V conectat între bornele 2 şi 21) pentru fiecare din următoarele situaţii de lucru:1)se unesc bornele 4 cu 20 U01= …2) bornele 4 cu 20 deconectate, borna 20 legată la 21 U02= …3)bornele 4 cu 20 deconectate, borna 4 legată la 21(+Ui pe 20) U03= …

Se determină apoi prin calcul factorul de amplificare teoretic: pentru

situaţia de lucru 1), pentru situaţia de lucru 2) şi pentru situaţia de

lucru 3); aceste valori ale amplificării se compară cu valorile experimentale corespunzătoare :

, , .

XVI.2.5.Circuit integrator cu amplificator operaţionalSe realizează montajul experimental din fig.XVI.2.5.

Ui2(V) 3 4 5 6 8U0(V)

At

Ae

115

Fig.XVI.2.5.Montaj experimental – studiul circuitului integrator cu AO

Se aplică de la generator impulsuri dreptunghiulare de amplitudine 0,1 - 0,3V, cu frecvenţa cuprinsă între 10Hz – 100KHz.Vizualizând cu azutorul osciloscopului semnalul de ieşire ,se desenează una după alta,pe aceeaşi axă orizontală (păstrând proporţiile de amplitudine şi de durată)formele caracteristice ale semnalelor pe măsură ce creşte frecvenţa ; se vor nota frecvenţele la care dispare palierul orizontal al fronturilor şi rămân doar fronturile, respectiv la care semnalul dreptunghiular se transformă practic în triunghi.

116

XVII. OSCILATOARE RC

XVII.1. Consideraţii teoretice

A.OSCILATORUL CU REŢEA WIEN ŞI AMPLIFICATOR OPERAŢIONAL

Fig.XVII.1. Schema generală a oscilatorului RC cu reţea Wien şi AO

În schema de mai sus există două bucle de reacţie:o reacţie pozitivă selectivă (dependentă de frecvenţă) prin reţeaua Wien şi o reacţie negativă neselectivă prin divizorul format din rezistenţele r1 şi r2. Amplificatorul operaţional înpreună cu reţeaua de reacţie negativă ( cu eşantionare în nod şi comparare pe buclă) formează un amplificator de tensiune

ideal, cu amplificarea: .

În cazul R1=R2=R, C1=C2=C, pentru a obţine AV =3 trebuie ca r2 =2r1.Frecvenţa de oscilaţie depinde exclusiv de reţeaua de reacţie doar în cazul în care amplificatorul de tensiune este ideal, şi fosc = 1/2ΠRC. Pentru a explica modul de limitare al amplitudinii de oscilaţie prin bucla de reacţie negativă a amplificatorului , se consideră schema de oscilator din fig.XVII.2, ce foloseşte controlul automat al amplificării cu TEC-J.

117

Fig.XVII.2.Oscilator cu reţea Wien şi control automat al amplificării cu TEC-J.

În schema din fig.XVII.2, rolul rezistenţei r1 este jucat de un TEC a cărui rezistenţă este controlată de tensiunea continuă obţinută prin redresarea oscilaţiei de la ieşire. Redresorul este de tip monoalternanţă cu filtru capacitate C3.Trebuie asigurată condiţia foscR3C3>>1 pentru valoarea minimă a lui fosc. Limitarea amplitudinii de oscilaţie se poate face şi cu diode ;un prim exemplu ar fi două diode aşezate antiparalel, aşa cum se vede în fig.XVII.3.a.Dacă la bornele acestui dipol se aplică o tensiune sinusoidală de amplitudine V, atunci prin el trece un curent apreciabil(sub formă de impulsuri)abia după depăşirea tensiunii de prag.Rezistenţa dipolului scade rapid cu creşterea amplitudinii semnalului după ce această amplitudine depăşeşteVprag.

Fig.XVII.3.Exemple de reţele cu diode pentru limitarea amplitudinii de oscilaţie

O comportare similară o are dipolul cu două diode Zener din fig.XVII.3.b.; aici deschiderea dipolului are loc abia după depăşirea tensiunii Vz ,de străpungere a DZ. Deoarece rezistenţa dipolului scade brusc, amplitudinea semnalului se va limita la o valoare practic egală cuVz. Circuitul în punte de diode din fig.XVII.3.c. permite obţinerea unei caracteristici curent-tensiune simetrice( în alternaţa pozitivă a semnalului V, dipolul se deschide la tensiunea Vz, iar în alternanţa negativă la –Vz).Variaţia rezistenţei cu amplitudinea semnalului poate fi redusă dacă se atenuează cotul caracteristicii DZ prin introducerea unei rezistenţe în serie.

118

XVII.2.Lucrarea numărul 30:STUDIUL OSCILATOARELOR RC CU PUNTE WIEN

XVII.2.a Scopul lucrării: Măsurarea amplitudinii maxime şi a frecvenţei de oscilatie a semnalului, determinarea factorului de transfer al reţelei de reacţie şi a amplificării amplificatorului de bază.

XVII.2.1.Oscilatorul cu reţea Wien şi control automat al amplificării cu TEC - JSe analizează montajul experimental şi circuitul de studiu corespunzător din fig. XVII.6.

Fig.XVII.6. Montajul experimental – studiul Oscilatorului RC în punte Wien cu TEC-J

a. Se pun contactoarele K1 şi K2 pe poziţia de 0. Se alimentează circuitul la tensiunea de 15V c.c.(aşa cum se vede în fig.XVII.6.), apoi se conectează osciloscopul între bornele 7(+V0) şi 13(masă).

119

Se ajustează apoi potenţiometrul P1 pe poziţia la care va fi îndeplinită condiţia de oscilaţie, vizualizând pe osciloscop semnalul obţinut; se va măsura amplitudinea maximă şi perioada T0(respectiv frecvenţa de oscilaţie f0=1/ T).b. Se va studia aici reţeaua de reacţie astfel: se pun contactoarele K1 şi K2 pe poziţia1, se conectează un generator de semnal sinusoidal între bornele 12(+Vg) şi 13 ( introducând în acelaşi timp şi un voltmetru în paralel cu generatorul), iar borna + a osciloscopului se mută de la 7 la 11(+Vf).Reglând tensiunea generatorului la valoarea constantă Ug = 0.6V, se variază frecvenţa sa în domeniul 0,1 – 100 kHz(aşa cum se vede în tabelul XVII.1) şi se măsoară pe voltmetrul conectat în paralel cu osciloscopul tensiunileVf corespunzătoare; se calculează apoi factorul de transfer al reţelei F.

f(kHz) 0,01 0,05 0,5 1 2 3 4 5 7 10 20 40 60 80 100Vf(mV)

F = Uf / Ug

Tabel XVII.1. Se va reprezenta în final, grafic, dependenţa lui F de frecvenţa de lucru f.c. Pentru a studia amplificatorul operaţional ca amplificator de bază în structura oscilatorului, se vor pune K1 pe poziţia 1 şi K2 pe poziţia 1; se mută apoi borna + a generatorului sinusoidal de la 12 la 8(Ui), osciloscopul fiind din nou conectat între 7 şi 13.Se va regla frecvenţa generatorului la valoarea frecvenţei de oscilaţie f0( măsurată la punctul a.), iar tensiunea sa de ieşire la valoarea Ui = Uf / f=fo măsurată la punctul b.,apoi se citeşte valoarea tensiunii amplificate pe voltmetrul V1;se determină apoi amplificarea A = U0 / Ui

şi se verifică îndeplinirea condiţiei de amplitudine din relaţia Barkhausen: .

Ui(mV) U0(V) f0(kHz) A

Tabel XVII.2.

XVII.2.2. Oscilator cu reţea Wien şi posibilitate de reglare a amplitudinii oscilaţiilor

Se analizează montajul experimental şi circuitul de studiu corespunzător din fig. XVIII.7.

120

Fig. XVII.7. Montaj experimental – studiul oscilatorului cu punte Wien şi reglaj de amplitudine

Se realizează alimentarea circuitului la o sursă dublă stabilizată de 15V c.c. şi se montează osciloscopul între bornele 23 şi 20(masă), vizualizându-se astfel forma semnalului sinusoidal de la ieşire prin reglarea cursorului potenţiometrului P1; se măsoară pe ecranul osciloscopului amplitudinea maximă şi minimă a semnalului stabilită prin rotirea potenţiometrului P1, precum şi frecvenţa semnalului sinusoidal. Se va măsura apoi amplitudinea semnalului la alte valori ale tensiunii de alimentare dată de sursa dublă stabilizată, aşa cum se vede în tabelul XVII.4, cu P1 pe o poziţie intermediară.

Tabel XVII.4

XVII.2.3. Oscilator cu reţea Wien şi posibilitate de reglare a frecvenţei oscilaţiilor

Se analizează montajul experimental şi circuitul de studiu corespunzător din fig. XVII.8.

Ualim(V) 12 10 8 6 4Umax(V)

121

Fig.XVII.8.Montajul experimental şi schema electrică – Studiul oscilatorului cu reţea Wien şi reglaj al frecvenţei oscilaţiilor

Se realizează alimentarea circuitului la o sursă dublă stabilizată de 15V c.c.,aşa cum se vede în figura de mai sus şi se montează osciloscopul între bornele 16 şi 19(masă), vizualizându-se astfel forma semnalului sinusoidal de la ieşire; reglând cursorul potenţiometrului R16 pe patru poziţii distincte din cadranul ( aşa cum se vede în tabelul XVII.5) se măsoară frecvenţa şi amplitudinea oscilaţiilor prin citire pe ecranul osciloscopului. Cu potenţiometrul R11 se ajustează cât mai corect forma semnalului sinusoidal.

Tabel XVII.5.

Se va măsura apoi amplitudinea semnalului la alte valori ale tensiunii de alimentare dată de sursa dublă stabilizată, folosind un tabel identic cu tabelul XVII.4 ,cu R16 pe o poziţie intermediară.

XVIII.CIRCUITUL BASCULANT TRIGGER SCHMITT CU TRANZISTOARE BIPOLARE

XVIII.1.Cconsideraţii teoretice

poziţie R16 …f(kHz)=1/ T

Umax(V)

122

Circuitul basculant de tip trigger Schmitt este un caz particular de circuit basculant bistabil care are fiecare stare, denumită 1 sau 0 logic ( V = V sau V = V ), stabilă atâta timp cât nu se modifică nivelul semnalului de intrare. Constructiv, schema circuitului trigger Schmitt se deosebeşte de cea a unui circuit bistabil clasic prin structura sa asimetrică (fig.XVIII.1.1). După cum se observă din figură, CB T-S este format dintr-un amplificator cu două etaje (realizate cu tranzistorii T şi T ) cuplate rezistiv în care este prezentă o puternică reacţie pozitivă datorită rezistenţei R comună ambelor etaje.

Fig.XVIII.1. 1 C.B. Trigger-Schmitt : Schema electrică

În funcţie de valoarea amplificării pe bucla de reacţie se disting trei cazuri:- amplificare subunitară (fig.XVIII.1.2 a)- amplificare egală cu unu ( fig.XVIII.1.2 b)- amplificare supraunitară care corespunde regimului de T-S (fig.XVIII.1.2 c)

Funcţionarea unui circuit basculant Trigger–Schmitt se poate înţelege urmărind fig. XVIII.1.1. În absenţa unui semnal de intrare V1, valorile componentelor sunt astfel ca la ieşire vom avea o tensiune coborâtă ( starea 0 logic ) egală cu căderea de tensiune pe rezistenţa RE. Când tensiunea de intrare creşte şi ajunge suficient de mare încât să permită deblocarea tranzistorului T 1, în colectorul acestuia va apărea un salt de tensiune, salt ce se transmite prinR1C1 în baza tranzistorului T2 care va ieşi din saturaţie.În consecinţă, curentul prin rezistenţa RE scade, ceea ce face ca potenţialul emitorilor să scadă şi deci curentul injectat de V i în baza tranzistorului T1 va creşte. Acest proces continuă în avalanşă până se ajunge la situaţia T1-saturat, T2-blocat şi deci la ieşire vom avea practic V0 = EC. Situaţia descrisă corespunde bineînţeles cazului A>1, care interesează în cadrul CB T-S sau cel mult cazului A=1. În cazul A<1 nu se declanşează procesul de avalanşă şi deci trecerea de la starea T1- blocat, T2- saturat la starea complementară se face lent şi numai pe baza creşterii continue a tensiunii de intrare (fig. XVIII.1.2).

123

Fig.XVIII.1. 2 Amplificarea pe bucla de reacţie în CB T-SRolul condensatorului C este de a înlesni trecerea salturilor de tensiune din

colectorul lui T spre baza lui T . Din acest motiv C mai poartă denumirea de condensator de accelerare.

Deoarece în noua stare potenţialul emitorilor este altul decât în cazul T - blocat, T - saturat şi anume, pentru regimul de T-S, acest potenţial este mai mic decât înainte, înseamnă că la scăderea tensiunii de intrare imediat sub U , circuitul nu va bascula deoarece tensiunea bază-emitor a tranzistorului T este încă suficientă pentru a menţine pe T saturat. Tranzistorul T va ieşi din saturaţie abia când tensiunea de intrare va scădea până la o altă valoare U < U şi atunci se va declanşa din nou un proces de avalanşă în urma căruia se ajunge la starea T - blocat, T - saturat. Pentru a calcula tensiunea de prag U considerăm tensiunea de saturaţie V a tranzistorului T neglijabilă, deasemenea mai luăm I al tranzistorului T nul şi factorul de amplificare β al tranzistorului T suficient de mare astfel încât să putem scrie I ≈ I .

În aceste condiţii potenţialul emitorilor triggerului Schmitt în starea T - blocat şi T -

saturat este: ( XVIII.1)

şi deci: ( XVIII.2)

Un calcul riguros se poate face cu ajutorul schemei echivalente din fig.XVIII.1.3

pentru cazul T - blocat şi T - saturat. Tensiunea de prag U este în acest caz :

U = (XVIII.3)

dedusă în ipoteza că r şi r sunt mult mai mici decât rezistenţele montajului.În relaţiile precedente V şi V sunt tensiunile bază-emitor necesară deschiderii

tranzistoarelor T şi T (aproximativ 0,65 V pentru tranzistoarele cu siliciu folosite la realizarea acestui circuit).

124

a) b)Fig.XVIII.1. 3 Schema electrică echivalentă pentru CB T-S cu :

a) T blocat, T saturat ;b) T saturat, T blocat.

Pentru calculul lui U ţinem seama de schema echivalentă pentru cazul T - saturat, T- blocat (fig. XVIII.1.3b). Rezultă :

U = (XVIII.4)

Datorită celor două stări stabile şi a fenomenului de histerezis, triggerul Schmitt se foloseşte în principal ca formator de impulsuri dreptunghiulare cu fronturi crescătoare şi descrescătoare rapide din semnale lent variabile. Cazul semnalului de intrare sinusoidal este arătat în fig. XVIII.1.4.

Fig.XVIII.1. 4 Forma semnalului de intrare şi ieşire în circuitul formator de impulsdreptunghiular

125

XVIIII.2.Lucrarea numărul 31 :

STUDIUL CIRCUITELOR BASCULANTE

XVIII.2.a Scopul lucrării : vizualizarea formei semnalului dreptunghiular generat, înregistrarea variaţiei perioadei semnalului dreptunghiular cu variaţia frecvenţei semnalului sinusoidal de intrare, respectiv cu variaţia amplitudinii semnalului de intrare.

XVIII.2.b Desfăşurarea lucrării :

A. STUDIUL CIRCUITULUI TRIGGER - SCHMITT

Realizaţi montajul experimental din fig.XVIII.2.1, fără alimentare după o analiză în prealabil a schemei electrice din fig.XVIII.2.2.

Fig.XVIII.2. 1 Montaj experimental - circuitul Trigger-Schmitt

XVIII.2.2. Se conectează alimentarea, reglând sursa de tensiune continuă la 24V, amplitudinea semnalului de la generatorul sinusoidal la 10 V, iar frecvenţa lui la 1 KHz.Se va vizualiza pe ecranul osciloscopului semnalul de ieşire ; mutând intrarea osciloscopului de la borna 2 la borna 4 a platformei, se va vizualiza şi semnalul şi semnalul sinusoidal de comandă, ambele forme de semnal desenându-se.

Variind frecvenţa semnalului de intrare în limitele 100 Hz-10 KHz, se va înregistra variaţia perioadei semnalului dreptunghiular de ieşire (prin citire pe ecranul osciloscopului), datele experimentale trecându-se în tabelul XVIII.1.

Tabel XVIII.1

f (KHz) 0,1 ......... ......... ......... ......... ......... ......... 10

ζ (ms)

Variind amplitudinea semnalului de intrare în limitele 10 1 V, se înregistreaza variaţia perioadei semnalului dreptunghiular pe osciloscop, datele experimentale trecându-se în tabelul XVIII.2 .

Tabel XVIII.2

U (V)

1 ........ ........ ........ ........ ........ ........ ........ ........ 10

ζ (ms)

126

Fig.XVIII.2. 2 Schema electrică generală a circuitului basculant bistabil

127

B. STUDIUL CIRCUITULUI ASTABIL

Realizaţi montajul experimental din fig.XVIII.2.3, după o analiză în prealabil a schemei electrice din fig.XVIII.2.2.

Fig.XVIII.2.3 Montaj experimental - studiul circuitului astabil

Conectaţi alimentarea, reglaţi sursa la 24 V c.c. şi urmăriţi pe osciloscop semnalele de ieşire dreptunghiulare. Reglaţi cursorul potenţiometrelor r şi r astfel încât pauza şi impulsul să fie egale. Observaţi cum arde becul h (semiaprins, puternic aprins sau aproape stins) şi citiţi pe ecranul osciloscopului perioada impulsului dreptunghiular.

Reglând din nou potenţiometrele r şi r , se vor asimetriza într-un sens sau altul impulsurile şi se vor nota perioadele impulsurilor dreptunghiulare când r şi r sunt în poziţiile : min, max, intermediar.

Scurtcircuitaţi apoi bornele 3 cu 8 şi 7 cu 6. Se va constata o creştere sensibilă a duratei impulsurilor (de la zecimi de secundă până la câteva secunde); aceste impulsuri nu se mai pot vizualiza comod pe osciloscop, dar pot fi observate cu ajutorul becului h care se aprinde şi se stinge succesiv(h aprins impuls, h stinspauză).

Perioada de timp în care h se menţine aprins, apoi rămâne stins se poate regla cu ajutorul potenţiometrelor r şi r şi se poate măsura cu ajutorul unui cronometru.

Prin scurtcircuitarea bornelor 3-8 şi 7-6. Se conectează condensatoarele electrolitice C şi C , crescând astfel constantele de timp ale circuitelor de cuplaj. Rezultatul este că toate

procesele de încărcare-descărcare ale capacităţilor se produc mai lent şi scade frecvenţa de oscilaţie.

C. STUDIUL CIRCUITULUI MONOSTABIL SI BISTABIL C.1.Circuitul monostabil ( de temporizare )

128

Realizaţi montajul din figura XVIII.2.4, fără alimentare.

Fig.XVIII.2.4 Montaj experimental - studiul circuitului monostabil şi bistabil

Conectaţi alimentarea, reglaţi sursa la 24 V c.c. Apăsaţi pe butonul b (se închide şi se deschide) şi observaţi că becul h se aprinde pentru o anumită durată (de întârziere sau temporizare) cât durează impulsul monostabilului. Se poate varia durata acestui impuls cu ajutorul potenţiometrului r .

C.2.Circuitul bistabil (memorie)

Realizaţi montajul din fig.XVIII.2.4, fără alimentareSe conectează alimentarea, reglând sursa la 24 V c.c Apăsaţi pe butonul b (închis-

deschis) şi veţi observa că becul h se stinge (ştergere în memorie). Apăsaţi pe butonul b(închis-deschis) şi veţi observa că becul h se aprinde (înscriere în memorie).

BIBLIOGRAFIE

129

1. D.Dascălu, A. Rusu, M. Profirescu „ Dispozitive şi circuite electronice ” , Editura Didactică şi Pedagogică, Bucureşti, 1982.

2. Victor Croitoru, Emil Sofron „ Componente şi circuite electronice – lucrări practice ”, Editura Didactică şi Pedagogică, Bucureşti , 1993.

3. D.D. Sandu „ Dispozitive şi circuite electronice ”, Editura Didactică şi Pedagogică, Bucureşti , 1975.

4. Dan Rotar „ Electronică . Dispozitive electronice ”, Editura Universităţii , Bacău , 1998.

5. Ion Spânulescu „ Dispozitive semiconductoare şi circuite integrate analogice ”, Editura Victor, Bucureşti, 1998.

6. Ion Zeno Dandea „ Materiale şi componente electronice. Culegere de probleme ”, Universitatea Politehnică, Timişoara, 1996.

7. Emil Sofron, Costin Miron, Leila Feştilă „ Montaje electronice cu circuite integrate analogice ”, Editura Dacia , Cluj-Napoca, 1986.

8. Dănilă Cerbulescu „ Dispozitive şi circuite elctronice. Culegere de probleme ”, Editura Didactică şi Pedagogică, Bucureşti, 1995.

9. Gheorghe Ştefan „ Circuite şi sisteme digitale”, Editura Tehnică, Bucureşti, 2000.

10. Sanda Maican „ Sisteme numerice cu circuite integrate. Culegere de probleme ”, Editura Tehnică, Bucureşti , 1980.

130