69
1
1
2
3
1.3. Fenomene secundare în funcţionarea tranzistorului bipolar cu joncţiuni 1.3.1. Efectul Early (modularea grosimii bazei)
În analiza funcţionării tranzistorului bipolar prezentată anterior, a fost presupusă invers polarizată joncţiunea B-C, fără nici un efect al tensiunii uBCasupra curentului de colector iC. În practică se constată o uşoară creştere a curentului de colector cu ceşterea tensiunii colector-emitor, uCE. Deoarece tensiunea uBE este practic constantă, variaţia tensiunii uCE este practic egală cu variaţia tensiunii uCB (uCE = uCB + uBE).
Creşterea tensiunii uCB duce la extinderea regiunii de tranziţie a joncţiunii colectoare şi deci la micşorarea grosimii bazei. În figura 3-29 se prezintă distribuţia concentraţiei de purtători minoritari în bază. Aceasta este liniară, având valoarea
( )n n ep p
VVBE
T0 0= ⋅ la marginea joncţiunii emitoare şi ( )n wp B ≈ 0 la marginea joncţiunii colectoare. Micşorarea grosimii bazei duce la creşterea pantei concentraţiei de minoritari şi deci la creştereacurentului în colector (care este practic curent de difuzie a minoritarilor în bază).
Forma tipică a caracteristicilor de ieşire ale tranzistorului se prezintă în figura 3-30. Din cauza efectului Early, caracteristicile sunt uşor înclinate. Prin extrapolarea caracteristicilor înapoi către axauCE, intersecţia cu această axă se produce la o tensiune -VA, numită tensiune Early. Influenţa efectului Early asupra caracteristicilor de semnal mare ale tranzistorului în regiunea activănormală (RAN) se poate reprezenta analitic prin modificarea relaţiei (3.56) astfel:
i I vV
eC SCE
A
vVBE
T= ⋅ +
⋅1
Pentru realizări obişnuite, VA =8 0V ÷ 120V
np
x0 wB
np0
np(0)
np(x)
BE C
∆wB
Regiunea detranziţie
pentru UCE1
Regiunea detranziţiepentru
UCE2 > UCE1
Fig. 3-29 Explicarea efectului Early
vBE4
vBE3
vBE2
vBE1
iC
vCE-VA 0 Fig. 3-30 Evidenţierea tensiunii Early
(3.91)
4
1.3.2. Dependenţa factorului de amplificare β de curentul de colector
În teoria elementară a tranzistorului bipolar s-au neglijat o serie de fenomene care în practică, în anumitecondiţii, îşi fac simţite efectele. Astfel, factorul de amplificare în curent, β, nu este constant, ci depinde de curentul IC ca în figura 3-31.
1.4. Caracteristicile statice ale tranzistorului bipolar cu joncţiuni Se va considara tranzistorul ca un cuadripol. Evident, un terminal va fi comun intrării şi ieşirii. De exemplu, în figura 3-32 se specifică mărimile de
intrare şi de ieşire pentru conexiunile emitor comun (EC) şi bază comună (BC). Aspectul caracteristicilor va fi evident diferit în funcţie de conexiunea tranzistorului. Există trei tipuri de caracteristici: - de intrare (iIN = f(vIN)) - de transfer (iIES = f(vIN) sau iIES= f(iIN)) - de ieşire (iIES = f(vIES)) În multe cazuri, mai ales pentru caracteristicile de ieşire, se reprezintă o familie de caracteristici, alegând ca parametru o mărime de intrare. Caracteristicile statice pentru conexiunea emitor comun sunt cele mai folosite.
În figura 3-30 s-a reprezentat o familie de altfel de caracteristici de ieşire, la care parametrul s-a ales tensiunea vBE. În figura 3-33 se prezintă aspectul caracteristicilor de intrare şi de transfer, de
asemenea pentru conexiunea emitor comun.
IC
β
Fig. 3-31 Dependenţa β = f(IC)
EC BCININ IES IES
iCiEiC
iB
uCBuEBuCE
uBE
Fig. 3-32 Mărimile de intrare şi de ieşire considerate în caracteristicile statice ale tranzistoarelor bipolare
0,6V
iB
uBE
20µA
0,6V
iC
uBE
2mA
iC
iB Fig. 3-33 Caracteristici de intrare şi de transfer
5
În figura 3.34 se prezintă caracteristicile de ieşire ale unui tranzistor npn, în funcţie de parametrul iB, evidenţiindu-se regiunile activă normală, activă inversă şi de saturaţie. S-au utilizat scări diferite pentru valori pozitive sau negative.
S-a evidenţiat şi fenomenul de străpungere, caracterizat de tensiunea de stăpungere BVCE0 (breakdown voltage) între colector şi emitor ca baza în gol.
iC [mA]
uCE 10 20 30 40
-8 -6 -4 -2
-0,02
-0,04
-0,06
-0,08
-0,10
5
4
3
2
1iB = 0
iB =0,01mA
0,03mA
0,02mA
0,01mA
BVCE0 iB = 0 0,02mA
0,03mA
0,04mA
iB =0,04mA
Regiunea desaturaţie
Regiunea desaturaţie
Regiunea activă normală
Regiunea activă inversată
VALORI TIPICE RAN: βF = 100
αF = 0,99 RAI: βR = 1 ÷ 5
αR = 0,5 ÷ 0,8
Fig. 3-34 Caracteristicile de ieşire iC = f(uCE) cu parametrul iB
6
1.1. Funcţionarea tranzistorului bipolar în regim variabil la semnal mic
Se consideră un circuit teoretic reprezentat în figura 3-38. Se admite că tensiunea de polarizare, VCC, este suficient de mare încât joncţiuneabază colector să rămână polarizată invers, pentru toate valorile posibile alecomponentei variabile vbe, deci tranzistorulu să se menţină permanent în regiunea activă normală. Tensiunea vBE având şi componentă continuă şi variabilă, curenţii iB şi iC vor avea, la rândul lor, atât componente continue, cât şi variabile.
i I ev V v
i I e I e e I eC S
vV
BE BE be
C S
v vV
S
vV
vV
C
vV
BE
T
BE be
T
BE
T
be
T
be
T= ⋅= +
⇒ = ⋅ = ⋅ = ⋅
+
Relaţia (3.99) oferă posibilitateadeterminării mărimii totale a curentului decolector. Ea permite şi stabilirea unui criteriu după care componenta variabilă săfie considerată sau nu de semnal mic.
1.1.1. Criteriu de estimare a mărimii semnalului Dezvoltând relaţia (3.99) în serie Taylor se obţine:
i IvV
vV
vVC C
be
T
be
T
be
T= ⋅ + + ⋅
+ ⋅
+
1 12
16
2 3........
Se poate considera semnalul mic atunci când circuitul este liniar, adică atunci când se pot neglija termenii de grad superior din relaţia (3.100). Aceasta însemană că:
vbe << VT
În acest caz: i I IV
vC CC
Tbe= + ⋅
Componenta variabilă este: iIV
v g vcC
Tbe m be= ⋅ = ⋅
unde s-a notat cu gm tranconductanţa de semnal mic a tranzistorului:
gIVm
C
T=
Practic, se poate considera că, dacă vbe < 10mV, erorile care apar datorităaproximaţiei de semnal mic sunt sub 10%.
VBE
VCCvbevBE
iB=IB+ib
iC=IC+ic
Fig. 3-38 Circuit pentru studiul funcţionării tranzistorului la semnal mic
(3.99)
(3.100)
(3.101)(3.102)
(3.103)
(3.104)
7
1.6.2. Modelul π-hibrid simplificat Conform cu definirea regimului variabil la semnal mic, porţiunea din
caracteristica dispozitivului parcursă de punctul de funcţionare poate fi aproximată cu tangenta dusă în punctul static de funcţionare. Considerând caracteristica de transfer iC = f(vBE), adică:
i I eC S
vVBE
T= ⋅ relaţia între componentele de semnal mic va fi:
ic = gm ⋅ vbe unde:
g didv
IV
e I eV
IVm
C
BE PSF
S
T
vV
PSF
S
VV
T
C
T
be
T
BE
T= = ⋅ =
⋅=
Se observă că s-a regăsit relaţia (3.104). Transconductanţa gm modelează efectul de tranzistor pentru componentele de semnal mic ale mărimilor electrice.
Deoarece joncţiunea bază-emitor este direct polarizată, prin echivalenţă cu comportarea joncţiunii p-n la semnal mic, între bază şi emitor, pentru semnal mic, comportarea tranzistorului va fi descrisă de o rezistenţă. Relaţia între curentul de bază şi tensiunea bază-emitor de semnal mic este deci:
vbe = ib ⋅ rπ unde cu rπ s-a notat rezistenţa echivalentă la semnal mic între bază şi emitor.
r vi
igi g
be
b
c
m
b mπ
β= = =
Cele două elemente, gm şi rπ pot descrie, într-o primă aproximaţie, funcţionarea tranzistorului bipolar în regim variabil, la semnal mic, dacă frecvenţa de lucru nu este prea mare. Modelul bazat pe cei doi parametri este prezentat în figura 3-39 şi se numeşte modelul π-hibrid simplificat.
rπ +- gm⋅vbe
e
cb
Fig. 3-39 Modelul de semnal mic π-hibrid simplificat
(3.107)
(3.108)
(3.109)
(3.105)
(3.106)
8
1.6.3. Modelul π-hibrid complet Luând în considerare şi alte fenomene se vor găsi elemente care să completeze modelul din figura 3-39.
a) Rezistenţa de ieşire S-a arătat că efectul Early produce variaţia curentului de colector, iC, cu tensiunea colector, vCE.
T
BE
Vv
A
CESC e
Vv
1Ii ⋅
+⋅=
unde VA este tensiunea Early. Pentru componentele de semnal mic, relaţia devine liniară:
i g v g vc m be o ce= ⋅ + ⋅ unde:
A
C
PSFCE
C
Oo V
Ivi
r1g ≈
∂∂
==
Deci rezistenţa de ieşire are expresia:
r VIo
A
C=
Modelul completat cu acest element este prezentat în figura 3-40.
b) Variaţia sarcinii în regiunea bazei
S-a arătat că la variaţia tensiunii colector emitor, vCE, se modifică panta distribuţiei de purtători minoritari din bază. Aceasta înseamnă, de fapt, modificareasarcinii de purtători minoritari din bază. La creşterea tensiunii uCE, corespunde creşterea pantei, deci, conform figurii 3-29, micşorarea ariei triunghiului
o;wB;np(0), adică micşorarea sarcinii de bază. Aceasta duce la micşorarea curentului de bază. Acest efect se modelează cu unrezistor plasat între colector şi bază, notat cu rµ., ca în figura 3-41. Se poate arăta că:
r rµ πβ> ⋅ Valoarea sa fiind foarte mare, rµ se va lua în considerare numai când restul circuitului conţine rezistenţe fizice sau echivalentefoarte mari.
rπ +- gm⋅vbe
e
cb
ro
ib
ie
ic
Fig. 3-40 Modelul de semnal mic incluzând şi ro
rπ +- gm⋅vbe
e
cb
ro
rµ
Fig. 3-41 Modelul π-hibrid care include şi rµ
(3.110)
(3.111)
(3.112)
(3.113)
(3.114)
9
d) Rezistenţele parazite
După cum se poate observa în figura 3-15-a, între contactele terminalelor tranzistorului, din partea de sus şi partea activă a structurii, plasată sub emitor, se înseriază porţiuni de material semiconductor, care prezintă o anumită rezistivitate. Efectul acestora se manifestă mai ales la curenţi mari de polarizare. Valori tipice pentru aceste rezistenţe parazite, corespunzând unor tranzistoare din circuitele integrate, sunt următoarele:
rrr
e
b x
c
= ÷= = ÷= ÷
1 350 500
20 200
Ω ΩΩ
Ω Ω notatã uneori si r
Se poate observa, în figura 3-42 că generatorul care modelează efectul de tranzistor nu mai este comandat de întreaga tensiune aplicată la terminale, vbe, ci numai de partea disponibilă la nodurile interne b' şi e'.
d) Capacităţi În figura 3-43, în care se prezintă modelul π-hibrid complet al tranzistorului, apar şi trei capacităţi. Capacitatea Cπ include o componentă datorată sarcinii de
bază (variaţia curentului ic ca răspuns la variaţia tensiunii vBE implică modificarea distribuţiei de purtători minoritari şi deci a sarcinii de minoritari din bază), care este, de fapt, o capacitate de difuzie. O a doua componentă a capacităţii Cπ o reprezintă capacitatea de barieră a joncţiunii emitoare, datorate sarcinii din regiunea de tranziţie a acestei joncţiuni. Capacitatea Cµ este capacitatea de barieră a joncţiunii colectoare. Tranzistoarele npn din circuitele integrate mai sunt afectate de o capacitate parazită a joncţiunii care apare între colectorul de tip n şi substratul de tip p pe care se realizează circuitul integrat, capacitate notată cu CCS.
rπ +- gm⋅vb’e’
e
cb
ro
rµ rcrb
re
b’
e’
Fig. 3-42 Includerea rezistenţelor parazite în modelul de semnal mic
rπ +- gm⋅vb’e’
e
cb
ro
rµ
rcrx
re
b’
e’Cπ
Cµ
Ccs
Fig. 3-43 Modelul de semnal mic π-hibrid complet
(3.115)
10
p canalcu n canalcu
depletion)-saracire(cu initial canalcu
p canalcu n canalcu
t)enhancemen-imbogatire(cu indus canalcu
tor)Semiconduc-Oxid-Metal izolata poartacu (TEC MOS-TECp canalcu n canalcu
jonctiune) poartacu (TEC J-TEC
Functionarea se bazeaza pe controlul conductivitatii unui canal semiconductor cu ajutorul unui camp electric orientat transversal fata de acest canal.
Clasificare, simboluri
Tranzistorul cu efect de camp
11
iD
D
S
G
S
D
GB
D
S
G B
iD
Canaln
Canalp
TEC-J (J-FET) TEC- MOS cu canal indus(enhancement MOS-FET)
TEC- MOS cu canal initial(depletion MOS-FET)
drena
sursa
substrat(body)
poarta = gate(grila)
12
TEC – MOS cu canal n indus – structura; procese fizice
13
• vGS = 0
– doua diode in opozitie inseriateintre drena si sursa
– nu circula nici un curent intre D siS daca se aplica o tensiune vDS > 0
– exista o regiune golita de purtatoriliberi de sarcina electrica intrsubstratul de tip p si regiunile de tip n+ ale drenei si sursei
• vGS > 0
– potentialul pozitiv de pe poarta respinge golurile libere rezultand o regiunegolita incarcata cu sarcina negativa a atomilor acceptori ionizati
– pe masura ce vGS creste, sunt atrasi electroni liberi care, treptat, formeazaun strat de inversiune (mai multi electroni decat goluri) la suprafata de sub electrodul poarta (se INDUCE un canal conductor de tip n intre D si S). Acestfenomen apare daca vGS > VTh (tensiune de prag – threshold)
– daca se aplica o tensiune vDS > 0, va cirula un curent intre D si S prin canal
14
TEC – MOS cu canal n indus – functionareain regiunea de blocare
0i0vVv
DDS
ThGS =⇒
≥<
15
TEC – MOS cu canal n indus – functionareain regiunea trioda
THGSCh
Ch
DSD
DSD
DS
Vv1~R;
Rvi
v~ i v tensiuniiale mici valoriPt.
−=
Pentru tensiuni vDS mici, tranzistorul se comporta intredrena si sursa ca un rezistor cu rezistenta controlata de tensiunea vGS
)(R adanceste se canalul v
canal EXISTA Vv
ChGS
ThGS
↓↑⇒
⇒>
16
vDS = vGS - VTh
in x) canal exista (NU 0)x(hV)x(v
in x) canal (exista 0)x(hV)x(v
v)L(vv)0(v
);x(v
ChThGCh
ChThGCh
GDGCh
GSGChGCh
=⇒<
≠⇒>
==
x
S G DvDS
vGSvGD
vGCh(x0)
vDS-vCh(x0)vCh(x0)
x00 L
hCh(x0)
)0(h)L(hvvvvv:particularIn
)x(h)x(h)x(v)x(v)x(vv)x(v
)x(v)x(vxx0v
ChChGSGDDSGSGD
1Ch2Ch
1GCh2GChChGSGCh
1Ch2Ch12
DS
<⇒<⇒−=
<⇒<⇒−=
>⇒
>>
0)L(hVv
Vvv
Ch
ThGD
ThGSDS
=⇒⇒=⇒⇒−=
17
−≤>
43421DSsatv
ThGSDS
ThGS
VvvVv
( )[ ]
oxn CKP;2
KP
L
WK
2DSDSThGSD vvVv2Ki
⋅µ=⋅=
−⋅−⋅⋅=
18
TEC – MOS cu canal n indus – functionareain regiunea de saturatie (activa)
( )[ ]2DSDSThGSD
v
ThGSDS
ThGS
vvVv2Ki
VvvVv
triodaReg.DSsat
−⋅−⋅⋅=
⇒
−≤>
43421
−>>
43421DSsatv
ThGSDS
ThGS
VvvVv
(activa) saturata Reg.
( )
⋅=
−⋅=⇒−==
2DSD
2ThGSD
ThGSDSsatDS
vKisau
VvKiVvvv limita, La
• Pt. vDS > vDSsatcurentul iD ramaneconstant, egal cu valoarea de la limitaregiunii trioda.
• Electronii sunttransportati de la varfulcanalului la drena sub actiunea campuluielectric din aceastaregiune.
19
−>>
43421DSsatv
ThGSDS
ThGS
VvvVv
(activa) saturata Reg.
Regiune aproapeliniara cu pantaproportionala cu (vGS – VTh)
Regiune in care panta scadedatorita cresteriirezistenteicanalului cu vDS
Curentul se satureazadeoarece canalul estestrangulat in dreptul drenei sivDS nu mai afecteaza canalul
( )2ThGSD VvKi −⋅=
20
( )ThGSDS
DSD
VvvvKi−=
⋅= 2
VVv ThGS 2=≤
−>>
43421DSsatv
ThGSDS
ThGS
VvvVv ( )2ThGSD VvKi −⋅=
21 21
22 22
2323
24
( ) ( )
D
A
Do
DS2
ThGSD
IV
I1r
v1VvKi
=⋅λ
≈
⋅λ+⋅−⋅=
−>>
43421DSsatv
ThGSDS
ThGS
VvvVv
Efectul modulariilungimii canalului
25
TEC MOS cu canal n initial – structura; regiuni de functionare
Exista canal (ID > 0) chiar si la vGS = 0; pentru a anulacanalul tebuie aplicata o tensiune vGS negativa.
Deci tensiunea de prag este negativa (VTh < 0)
26
Conditiile care definesc regiunile de functionare si expresiile marimilor electriceasociate acestora raman IDENTICE cu cele de la TEC MOS cu canal n indus;
Tensiunea de prag este insa negativa(VTh < 0).
( )[ ]
( )
2ThDDSS
2ThGSD
ThGSDS
THGS
2DSDSThGSD
ThGSDS
THGS
DTHGS
VK)0(II
VvKiVvv
Vv (activa) saturata Reg.
vvVv2KiVvv
Vv triodaReg.
0iVv
blocare Reg.
⋅==
−⋅=⇒
−>>
−⋅−⋅⋅=⇒
−≤>
=⇒ ≤
27
TEC-J cu canal n – structura; regiuni de functionare
Conditiile care definesc regiunile de functionare si expresiile marimilorelectrice asociate acestora ramanIDENTICE cu cele de la TEC MOS cu canal n indus si TEC MOS cu canal n initial;
Tensiunea de prag este negativa(VTh < 0), ca si la TEC MOS cu canal n initial.
TEC-J cu canal n functioneazaNUMAI la vGS < 0 (altfel s-arpolariza direct jonctiunile si iG ardeveni foarte mare
Canalul este delimitat de 2 jonctiuni pnpolarizate invers (vGS < 0); modificareatensiunii vGS determina variatia extinderiiregiunilor de tranzitie ale jonctiunilor sideci controleaza “adancimea” canalului.
28
Comparatie intre cele 3 tipuri de TEC cu canal n – caracteristica de transfer in
regiunea saturata
29
TEC cu canal p
−→→→
inverseaza se i al referinta de sensulVV
vvvv
:RILETRANSFORMAOPEREAZA SEDACA n canalcu TEC la decelecu IDENTICEraman asociate electricemarimilor expresiile
toatesi efunctionar de regiunile definesc care ileinegalitat Toate
D
ThTh
SDDS
SGGS
30
Caracteristicile de transfer in regiuneasaturata pentru TEC cu canal p si canal n
31
Structura CMOS
3232
3333
3434
3535
3636
37
Capitolul al n-lea Circuite de polarizare
n.1 Definitii; probleme specificePentru prelucrarea de semnalevariabile, aceste semnaletrebuie spuprapuse pestecomponente continue care săstabilească punctul static de funcţionare într-o regiuneconvenabilă a caracteristiciidispozitivului utilizat.POLARIZARE = totalitateatehnicilor de circuit prin care se stabileşte un anumit punct static de funcţionare pentru un dispozitiv
38
IB
IE
IC UBC
UBE
UCE
I I IU U UE C B
CE BC BE
= += − +
I I eI IC S
UV
C B
BE
T= ⋅= ⋅
β
+−=+=
GSGDDS
GDS
VVVIII
ID
IG
VDS
VGS
VGD
IS
( )
=−⋅=
0IVVKI
G
2ThGSD
( )CEC U,IPSF = ( )DSD V,IPSF =
39
n.2 Circuite de polarizare realizate cu componente discrete pentru tranzistorul
bipolar cu jonctiuni
Circuitul simplu de polarizare
RB RC
VCCQ
IC
UCE
UBE
IB
RB RC
VCC
IC
UCE
IB
UD
DIβ⋅IB
UBE
(a) (b)
DCCB
DCCB
BBDCC
UV dacã ;R
UVI
IRUV
>−
=
⇒⋅=−
I IV U
RC BCC D
B= ⋅ = ⋅
−β β
B
DCCCCCCECECCCC R
UVRVUUIRV −⋅β⋅−=⇒+⋅=
40
Circuitul de polarizare cu
rezistor in emitor
41
Circuitul de polarizare cu
rezistor in emitor
( )[ ]
( )[ ]
I T TV U T
R T R
I T TV U T
R T R
C MIN MINCC D MIN
B MIN E
C MAX MAXCC D MAX
B MAX E
( ) ( )( )
( ) ( )( )
= ⋅−
+ + ⋅
= ⋅−
+ + ⋅
ββ
ββ
1
1
( ) ( )( ) ( )MAXCE
MAX
MAXCCCMAXCE TIR
T1TRVTU ⋅
⋅
β+β
+−=
Proiectarea pentru stabilitate specificată a
punctului static de funcţionare
42
UCEIB
RCIC
VCC
UBERE
IE
RB
VB
RB
VB
RB=RB1 ⁄⁄ RB2
VB=VCC⋅RB2/(RB1+RB2)
⇒⇔
RB1
RB2
VCC
Circuitul de polarizare cu divizor de tensiune în bază şi rezistor în emitor
UCEIB
RCIC
VCC
UBERE
IE
RB1
RB2
( )IV V
R R
U V R R I
CB D
B E
CE CC C E C
=−
+ + ⋅
= − ++
⋅
⋅
⋅
ββ
ββ
1
1
43
n.3 Circuite de polarizare realizate cu componentediscrete pentru tranzistorul cu efect de camp
44
n.4 Circuite de polarizare specificecircuitelor integrate analogice
45
Oglinda de curent simplă
IREFIO=IC2
IC2
IB1 IB2Q1 Q2
2C1C2BE1BE IIVV =⇒=
( )I I I I I IREF C B B B B= + = + = + ⋅1 2 2 2β β
I I IO C B= =2 β
⇒ =+
=+
→I
IO
REF
ββ
β2
1
1 21
β→ ∞⇒ →IB 0
I IO REF=
A A I I
i I eV V
I I
Q Q S S
C S
vV
BE BE
C C
BE
T
1 2 1 2
1 2
1 2
2 2
2
= ⋅ ⇒ = ⋅
= ⋅=
⇒ = ⋅
Surse de curent cu TBJ
46
Oglinda de curent simplă
vBE4
vBE3
vBE2
vBE1
iC
vCE-VA 0
rπ +- gm⋅vbe
e
cb
ro
ib
ie
ic
rVIo
A
C=
Rezistenta de iesire
47
Oglinda de curent simplă
Rezistenta de iesire
48
Structură de polarizare care realizează rapoarte între curenţi
IREF
Q1 Q2
I4 I6=I4= IREF
Q5 Q6
Q4Q3
2 1 3 2
1 1
I3=3⋅ IREF /2I2=IREF /2
+ VCC
-
+ VEE
-
49
Oglinda de curent simplă
Surse de curent cu TEC
50
Deoarece tranzistorul bipolar cu joncţiuni are trei terminale, unul dintreacestea va fi comun intrării şi ieşirii. Se vor deosebi trei conexiunielementare:- emitor comun (EC);- bază comună (BC);- colector comun (CC).
Identificarea conexiunii se referă la regimul variabil şi, înconsecinţă, se va realiza utilizând o schemă echivalentă în regim variabil. În curent continuu nu este obligatoriu să existe un terminal la masă.
Analiza etajelor elementare se va efectua în bandă, utilizîndmodelul π-hibrid simplificat. Se vor urmări câţiva dintre parametriicaracteristici amplificatoarelor, cum ar fi: amplificarea de tensiune, rezistenţa de intrare şi rezistenţa de ieşire.
Etaje elementare de amplificare
1 Etaje elementare de amplificare cu tranzistoare bipolare cu jonctiuni
51
Etaj elementar de amplificare cu tranzistorbipolar în conexiunea emitor comun
CL
Rg RL
RC
RB2
RB1
RE CE
CBQ
+VCC-
Ro
Ri
vg
vovi
RC
RB2
RB1
RE
QVCC
UBEUCE
IB
IE
IC
( )I V UR RE
U V R R I
CB B
B
CE CC C E C
=−
+ + ⋅
= − ++
⋅
⋅
β
ββ
1
1
V V RR R
R R R
B CCB
B B
B B B
= ⋅+
=
2
1 2
1 2/ /
Punctul static de functionare
52
CL
Rg RL
RC
RB2
RB1
RE CE
CBQ
+VCC-
Ro
Ri
vg
vovi
RgRLRC
RB
Q
RoRi
vgvovi
RB=RB1 ⁄⁄ RB2 R′L=RC ⁄⁄ RL
a vvv
o
i=
Rg
RLRB
RoRi
vgvo
vi +rπ- gm⋅vbe
RiT
b
e
cRC
R’L
RoT
g IV
rg
mC
T
m
=
=πβ
( )v g v R Rv v
avv
g Ro m be C L
be iv
o
im L
= − ⋅ ⋅
=
⇒ = = − ⋅
/ / '
Amplificarea de tensiune
53
Rg
RLRB
RoRi
vgvo
vi +rπ- gm⋅vbe
RiT
b
e
cRC
R’L
RoT
g IV
rg
mC
T
m
=
=πβ
R R Ri B iT= / /
+rπ- gm⋅vbe
R viiT
t
t=
itvt
R vi
riTT
t= = π
R R ri B= / / π
Rezistenta de intrare
54
Rg
RLRB
RoRi
vgvo
vi +rπ- gm⋅vbe
RiT
b
e
cRC
R’L
RoT
g IV
rg
mC
T
m
=
=πβ
RB +rπ- gm⋅vbe
RC
RoT
Rgvt
it
R vio
t
t=
Rvi
Rot
tC= =
Rezistenta de iesire
55
CLRg
RL
RB2
RB1
RE
CBQ
+VCC
-
Ro
Ri
vgvo
vi
RB2
RB1
RE
QVCC
UBEUCE
IB
IE
IC
( )I V UR RC
B D
B E=
−+ + ⋅
ββ 1
V V RR R
R R R
B CCB
B B
B B B
= ⋅+
=
2
1 2
1 2/ /
U V R I V I RCE CC E E CC C E= − ⋅ = −+
⋅ ⋅ββ
1
Punctul static de functionare
Etaj elementar de amplificare cu tranzistorbipolar în conexiunea colector comun
(repetor pe emitor)
56
Rg
RLRE
RB
QRo
Ri
vg
vo
vi
RB=RB1 ⁄⁄ RB2
RiT
RoT
(a)
Rg
RB
Ro
Ri
vgvi +
rπ-
gm⋅vbe
RiT
b
e
c
RER’L
RoTRL
voR’L
(b)
( ) ( ) ( ) ( )
( ) ( )
v i R R i i R R vr
g v R R
g rr
v R Rr
v R R
o e E L b c E Lbe
m be E L
mbe E L be E l
= ⋅ = + ⋅ = + ⋅
⋅ =
=+ ⋅
⋅ ⋅ = + ⋅ ⋅
/ / / / / /
/ / / /
π
π
π π
β1 1
Amplificarea in tensiune
57
Amplificarea in tensiune
Rg
RLRE
RB
QRo
Ri
vg
vo
vi
RB=RB1 ⁄⁄ RB2
RiT
RoT
(a)
Rg
RB
Ro
Ri
vgvi +
rπ-
gm⋅vbe
RiT
b
e
c
RER’L
RoTRL
voR’L
(b)
( ) ( ) ( )⇒ = + + ⋅ ⋅ =
+ + ⋅⋅v v
rv R R
r R Rr
vi be be E LE L
be1 1β β
π
π
π/ /
/ /
v v vi be o= +
58
Amplificarea in tensiune
( ) ( )( ) ( )
( )( )
⇒ = =+ ⋅
+ + ⋅=
+ ⋅
+ + ⋅a
vv
R Rr R R
R
r Rv
o
i
E L
E L
L
L
β
β
β
βπ π
11
1
1
/ // /
'
'
Rezistenta de intrare
+rπ-
gm⋅vbe
RiT
R’L=RE ⁄⁄ RL
it
vt
v i rg v g r i i
be t
m be m t t
= ⋅
⋅ = ⋅ ⋅ = ⋅
π
π β
( )v v R i r i R it be L e t L t= + ⋅ = ⋅ + ⋅ + ⋅' 'π β 1
( ) 'L
t
tiT R1r
ivR ⋅+β+== π
R R Ri B iT= / /
59
Rezistenta de iesire
R R Ro E oT= / /
RB +rπ-
gm⋅vbe
RoT
Rg
vt
it
( )
⋅−−=
=⋅++
π
π
Bgbe
bet
bembe
t
R//Rrvvv
0vgrvi
Rvi
R Rr
rg
oTt
t
g B
m
= =+
+=
1
1
/ /
π
π
( ) ( )=
+
+ ⋅=
+
+
r R R
g r
r R Rg B
m
g Bπ
π
π
β
/ / / /
1 1
( )R R
r R Ro E
g B=
+
+/ /
/ /π
β 1
60
CL
Rg
RLRC
RB RB
RE
CE
CB
Q RoRi
vg
vo
vi
VCC
RC
RB2
RB1
RE
QVCC
UBEUCE
IB
IE
IC
Q
RE RC RL
Ro
vo
RgRi
vg vi
RiT RoT
RL′
gm⋅vbe
RE RC RL
Ro
vo
RgRi
vg vi
RiT RoT
-rπ+
b
ce
Etaj elementar de amplificare cu tranzistorbipolar în conexiunea baza comuna
61
gm⋅vbe
RE RC RL
Ro
vo
RgRi
vg vi
RiT RoT
-rπ+
b
ce
Amplificarea in tensiune
( )v R R g v g v Rv v
o C L m be m be L
be i
= − ⋅ ⋅ = − ⋅ ⋅
= −
/ / '
a vv
g Rvo
im L= = ⋅ '
62
Rezistenta de intrare
gm⋅vbe
R’L
RiT
-rπ+
vt
it
−=
=⋅++π
tbe
bembe
t
vv
0vgrvi
ivr
g vg rr
vr
vtt
m tm
t t= + ⋅ =+ ⋅
⋅ =+
⋅π
π
π π
β1 1R v
ir
iTt
t= =
+π
β 1
R R Ri iT E= / /
gm⋅vbeRE RC
R vio
t
t=
vt
RoT →∞
-rπ+
Rgit
Rezistenta de iesire
⇒ =R Ro C
63
CL
Rg RL
RC
RB2
RB1
RE
CBQ
+VCC-
Ro
Ri
vg
vovi
RgRLRC
RB
Q
Ro
Ri
vg vovi
RiT
RoT
RE
Rg
RLRB
RoRi
vgvo
vi +rπ- gm⋅vbe
RiT
RC
RL′
RoT
RE
Etaj elementar de amplificare cu tranzistorbipolar în conexiunea emitor comun cu
rezistenta de emitor nedecuplata
64
( ) E
L'
Em
L'
m
i
ov
Ebembe
bei
L'
bemo
R1rR
Rr
rg11
Rgvva
Rvgrvvv
Rvgv
⋅+β+⋅β
−=
=⋅
⋅++
⋅−==⇒
⋅
⋅++=
⋅⋅−=
π
π
π
π
Rg
RLRB
RoRi
vgvo
vi +rπ- gm⋅vbe
RiT
RC
RL′
RoT
RE
a RRv
L
E≈ −
'
Amplificarea in tensiune
65
Rezistenta de intrare
+rπ- gm⋅vbe
RiT
RL′
RE
vt
it
R R Ri B iT= / / v i rg v g r i i
be t
m be m t t
= ⋅
⋅ = ⋅ ⋅ = ⋅
π
π β
( )v i r Rt t E= ⋅ + + ⋅π β 1
( )Rvi
r RiTt
tE= = + + ⋅π β 1
RoT → ∞Ro = RC
Rezistenta de iesire
66
Etaj elementar de amplificare cu TEC MOS cu canal p initial în conexiunea sursa comuna
2 Etaje elementare de amplificare cu tranzistoare cu efect de camp
67
68
Etaj elementar de amplificare cu TEC MOS cu canal n indus în conexiunea poarta comuna
69
Etaj elementar de amplificare cu TEC-J cu canal n în conexiunea drena comuna (repetor pe sursa)
