Convertoare de CA-CC Cu Modulare in Durata a Impulsurilor

RICHARD MARSCHALKO

CONVERTO.ARE. DE CA/CC

. .. ,

CU MODULARE.. "

" ~IN DURATA. .

. A IMPULSURILOR

EDITURA MEDIAMIRA1997

RICHARDMARSCHALKO

.CON"VERTOAREDE CA/CC

CU T\IIODULARE" . ...,IN DU"RATA

A IMPULSURILOR

COLECTIA INGINERUI,UI•

1. Performante impuse eonvertoarelor de ealce moderne. Funetionarea "eeologidi". ~aeonvertoarelor de ea/ee. Pag. 9.

2. Premisele teoretice ale implementarii eonvertoarelor de ealec cu comutatieproprie. Pag. 20.

3 . Principii fundamentale de functionare a convertoarelor de ealce ell eomutatieproprie. Pag. 31.

4. Premise Ie tehnologice ale implementarii convertoarelor de ealee eu comuratieproprie. Dispozitive semieonductoare adecvate. Pag. 40.

5. Modularea In durata a impulsurilor, MDI, tehnica de comandli a eonvertoarelorelectron ice de putere moderne.Pag. 66

1. The performances of the modernac - to -de converters. The line - friendlyoperation -mode of the ac - to - dc converters. P. 9.

2. Theoretical principles concerning the application of the ac - to - dc converterswith self - commutation. P. 20.

3. The basic configurations of the ac - to- d(~ converters with self -commutation. P. 31.

4. The technological needs concerning the implementationofthe line - friendly ac-to - de converters. Appropriate power electronic devices. P. 40.

5. The pulse width modulation, basic control strategy of the modernconverters. P. 66.

8. Ac - to - de converters with self - commutation in the medium and high powerrange. P. 121.

1. Die Hochstleistungen der modernen Stromrichter. Die Netzfreundlichkeit einesStromrichters. S. 9.

2. Theoretische Grundlagen der Einfiihrung der netzfreundlichen Speiseanlagen mitSelbstkommutation. S. 20.

4. Technologische Voraussetzungen im Gebiet der Anwendung der Speiseanlagenmit Selbstkommutation. S. 40.

5. Die Pulsweitemodulation als Steuerungstechnik inLeistungselektronik.

del' modernenS. 66.

8. Netzfreundliche SpeiseanlagenLeistungen.

im Gebiet der mittleren und groJ3enS. 121

Cre1?terea aproape exploziva a numarului de consumatori n~liniari coneeta!i la releauapublica de energie electridi, asociat eu existen!a unei foarte semnificative circulalii ~ energiereaetiva rididi probleme extrem de serioase atat pentm producatorii de energie cat 1?ipentmconsumatori. Echiparnentele eleetronice de putere sunt in cea mai mare masura responsabile deaceasta situalie. Tot ele pot insa oferi ~i solu!ia eea mai moderna pentru eorectarea faetoruluide putere incircuitele eleetrice. Convertoarele electronice de calee cu comutatie proprie,comandate prin modulare in durata a impulsurilor, MDI, pe liinga functia de transformare aenergiei de curent alternativ in energie de curent continuu, prin eomanda ~i reglare adecvata potprelua 1?ifunqia suplimentara de eorectare a factomluide putere ..

Pe baza consideratiunilor facute mai sus asupra tendintelor actuale ineonversia energieide curent alternativ in energie de curtmt continuu, lucrarea de fala i~i propune abordareaurmatoarelor probleme:

In capitolul 1 se face 0 prezentare generala a legislatiei europene cu privire laperformanlele impuse diferililor consumatori, din punctul de vedere al eomportarii fala dereleaua de aliment are eu energie eleetrica. Pe baza aces tor standarde se pun in eviderilaperformanlele care trebuiesc indeplinite de catre convertoarele de calee moderne. Tot aici sedefine~te nOliunea de funqionare eeologica a unui convertor electronic de putere.

Capitolul 2 abordeaza 0 serie de chestiuni teoretice legate de definirea puterii insistemele energetiee ~i de aplicarea teoriei fazorilor spaliali in aeest domeniu. Aeeste problemesunt esenliale la alegerea strategiei de eomanda ~i reglare a convertoarelor de ea/ce cu comutatieproprie.

PrincipiiIe fundamentale de funqionare a convertoarelor de calcc eu comutalie propriereglate ~i in vederea core~tarii factorului de putere, sunt sintetic des crise in eapitolul 3.

Capitolul 4 este destinat prezentarii unor dispozitive semiconductoare a caror aplicarein electroniea de putere a permis implementarea convertoarelor de ca/ee eu comutalie proprieprevazute eu posibilitatea eoreetarii factorului de putere. Se insista aici eu deosebire asupratranzistoarelor bipolare cu comanda prin camp, IOBT.

In capitolul 5 se analizeaza tehnica de comanda prin modulare in durata a impulsuriIor,MDI, care, permitand conducerea dupa necesitate a fazorilor spaliali de ten~iune sau curent stala baza functionarii convertoarelor de ca/cc ~i ce/ea moderne.

Invertoarele eu modulare in durata a impulsurilor, ea element eonstitutiv de baza aJeonvertoarelor de ee/ea, dar nu in ultimuJ rand ~i al multor redresoare eu eomutalie proprie,sunt analizate in capitolul 6.

Capitolul 7 prezinta convertoarele de ca/cc ell comutatie proprie de midi putere. Suntabordate convertoare in configuratia de redresor neeomandat asociat cu circuit aval de coreetarea factorului de putere ~i reglare a niveJului tensiuniicontinue de ie~ire. Aeeste convertoarepoarta ~i numele de surse ecologice de ce in comutatie.

Convertoarele de ca/cc cu eomutatie proprie de medie ~i mare putere, prevazute cu

o bibliografie 'bogata, 'bazata pe documentalie tehnica din actualul deceniu sHi ladispoziria cititorului interesat. De asemenea 0 serie de cercetari teoretice ~i experimentale aleautorului sunt descrise, oferind un eventual punct de plecare pentru implementarea unor noicircuite, mai moderne ~i mai performante.

Lucrarea se adreseaza speciali~tilor din domeniul el'ectronicii de putere ~i al energeticii.Ea este insa utila ~i studt:nlilor de la seetiile de profil electric, electromecanic ~i energetic dinuniversitarile tehnice ca 0 completare a manualelor existente in domeniul electronicii de ptitere§i al convertoarelor statice. Lucrarea evita reluarea oricaror chestiuni clasice, bine documentate~i in literatura tehnica de specialitate in limba romana. Ca urmare exista un numar relativ marede trimiteri bibliografice, la lucrari existente in arice bibliotedi universitara.

, La incheierea acestei introduceri autorul dore~te sa mulJumeasca domnilor Prof. Dr,-lng, Manfred Depenbrock ~i Prof. Dr.-Ing. Andreas Steimel de la Catedra de Producere ~iUtilizari ale Energiei Electrice de la Universitatea Bochum, Gennania pentru ~ansa oferita dea se specializa in acest domeniu. De asemenea autorul mul1Ume~te personal d01llnului decanProf. Dr.-Ing. Radu Munteanu, care a sprijinit moral elaborarea acestei carli. Nu in ultimul randautorul mullume§te sOliei; care a avut 0 contribulie esemiala latehnoredactarea ~i intocmireaintegral a a materialului grafic al lucrarii.

1.PERFORMANTE IMPUSE CONVERTOARELOR DE CA/CC MODERNE.FUNCTIONAREA "ECOLOGICA" A CONVERTOARELOR DE CA/CC.

Este deosebit de important a stabili clar in ce condij:ii un convertor electronicfunqioneaza optim sau altfel spus ecologic din punctul de vedere al rej:elei de alimentare.

Majoritatea echipamentelor electronice de putere produse ~i utilizate in prezent sebazeaza pe convertoare de ca/cc. Pe langa aplicaj:ii1e propriu-zise de curent continuu,convertoarele de ca/ca destinate aqionarilor electrice, convertoarele de ca/ca din electrotermie~i iluminatul electric, convertoarele pentru alimentare neintrerupta cu energieelectrica, UPS -ca sa enumeram numai diteva aplicaiii, apeleaza la circuite intermediare de tensiune sau, mairar, de curent continuu.

Doar convertoarele directe de curent altemativ, cicloconvertoarele ~i variatoarele decurent a1temativ fac excePiie de la afirmaiiile de mai sus. Avand in vedere gradul lor deraspandire limit at ~i chiar tendin!a deeliminare a lor, ac010 unde acest lucrueste posibil,existema acestor categorii de convertoare nu ingrade~te gradul 'de generalitate al problemelorabordate in aceasta lucrare. Oricum, ~i in cazul acestor echipanlente, care nu au in configuraiieconvertoare de calcc, ecologizarea din punctul de vedere al re!elei de aliment are este posibilaapelandu-se la circuite clasice de corectare a factorului de putere, adidi la compensatoare staticede putere reactiva ~i de armonici. A§a cum am mai precizat, acestea sunt detaliat tratate inlucrarea [1].

Revenind la problematic a noastra, subliniem ca aceste circuite intermediare de tensiunecontinua sau de curent continuu se pot genera numai cu ajutorul convertoarelor de calcc. Deciechipamentul electronic de putere, oricat ar fi el de complex ~i arice funqie fundanlentaUi aravea este "vilzut" din partea reielei de aliment are ca un convertor de ca/cc. Prin urmareoptimizarea comportarii echipamentului electronic de putere din punctul de vedere a1 re!elei,adica ecologizarea sa, revine la a asigura 0 comportare ecologica pentru convertorul de calcc.Aceasta se traduce in alegerea unei configura!ii de circuit electronic de putere pentru conversiade ca/cc, asociat cu 0 strategie de comanda §i reglare care; in orice regim de func!ionare asarcinii, sa asigure la imrare un curent de 0 forma cat mai apropiatil de eea sinusoidala ~i, eel

putin in regim stationar, in faza sau in antifaza cu tensiunea retelei. Altfel spus, echipamentulelectronic de putere, din punctul de vedere al retelei, se comporta ca 0 simpla rezistenta"activa" care consuma sau produce doar energie elec:trica activa. Evident punerea in acest moda problemei simplifidi mult lucrurile intrucat reduce problema funcJionarii ecologice aconvertoare1or 121asigurarea flillqionarii ecologice a convertoarelor de ca/cc.

Efectele existenJei in reJele1e e1ectrice doar a consumatorilor ecologici sunt beneficein toate directiile. Producatorul de energie electrica ~i proprietaruI reJelei, adidi distribuitorulpot prodlice ~i distribui cea mai mare cantitate de energie, lucrand cu randament maxim ~iobJinand profit maxim. In acela~i timp consurha't~rii var fi,avantajati de faptul ca pot achizirionacea mai ieftina energie electrica in condiriile date, funcrionand fara pierderi suplimentaredatorate alimentarii inadecvate. '

Este binevenita 0 precizare a motive1or pentru care reglementarile in domeniularmonicilor de curent ~i tensiune din rerea sunt acum extrem de importante. Altfel spus de cechiar acum s-a ajuns 121situaria in care consumatorii, chiar cu putere insta1ata mica trebuie safunqioneze ecologic sau Ii se retrage dreptul de a se cupla 121reJea.

In ultimii ani au fost puse 121punct noi dispozitive semiconductoare cu performanJesuperioare ~i foarte fiabile. Cercetarile in domeniul convertoarelor electronice de putere aucondus 121echipamente extrem de sigure, aplicabile in cele mai 110i~i nea~teptate domenii ~i,ceea ce este foarte important, 121preJuri care sfideaza arice concurenja. Ca urmare a crescut in,mod exploziv numarul consumatorilor neliniari care se conecteaza 121reJea, (circuite deredresare 121surse de putere in eomutaJie, circuite de incareare a bateriilor, circuite dealimentare neintrerupta, balasturi eleetronice, aqionari electronice, etc.). Acest fapt a condusinevitabllia cre~terea gradului de distarsiune al curentului in reJelele e1ectrice, [21. .

Distorsiunea creseuta a eurenri10r conduce 121funqionarea cu factor de putere redus,121supraincarcarea neutru1ui in reJelele electrice trifazate eu conductor de nul, 121supraindHzireatransformatoarelor ~i a generatoarelor e1ectrice,.la zgomoteaudio excesiv de ridicate in cele maidiferite aparate electrice ~i, datorita impedanJei nenule a reJelei, 121distorsiuni marite aletensiunilor de 1inie.

Cre~terea gradului de distorsiune 211tensiunilor de linie este ~i ea insoJita de 0 sumade 10c neglijabi1a de efecte negative. Astfel pot sa apara oscilaJii mecanice in generatoarele §imotoarele electrice, mers sacadat sau tarare 121motoare1e electrice de acrionare, defectareaprematura a componenteIor, (cu precadere a condensatoare10r), rezonanJe de natura electricain sistemul de distribuJie al energiei, performanJe reduse in sistemul de comunicaJii care asigurabuna funqionare a reJelelor electrice, etc.

Luand in considerare multiplele efecte negative ale distorsiunilor de curent produse deconsumatorii neliniari, atat in Europa, 121nivelul Comunitarii Economice Europene, cat ~i inStatele Unite ale Americii ~i Japonia, s-au luat 0 serie de masuri de standardizarecu'privire 121armonicile din reJelele e1ectrice. 0 parte din aceste acte normative sunt deja obligatorii pentruJarile respective ~i, evident, nu pot fi neglijate de acele rari care doresc sa adere 121ComunitateaEconomica Europeana sau doar sa intreJina relaJii comerciale intense cu aeeasta comunitate, euStatele Unite ale Americii sau cu Japonia.

In cazul echipamente10r electrice ;oielectronice monofazate sau trifazate care au uncurent de intrare pe faza mai mic de 16 Amperi reg1ementarile obligatorii sunt prevazute instandardu1 european EN 61000-3-2, (bazat pe IEC 1000-3-2 ?i fost IEC 555-2). Perttruechipamentele care au un curent de intrare care depa~e§te 16 amperi pe faza se afla in curs deelaborare recomandarea IEC 1000-3-4, pornind de la normativul mai vechi IEC 555-4. Acestestandarde definesc limit~\rile impuse de 0 funcJionare conforma cu principiile de compatibilitate

electromagnetidi §i precizeaza valorile, limita ale armonicilor de curent generate de diferitelecategorii de consumatori. Standardele japoneze in acest domeniu sunt asemanatoare cu celeeuropene insa prevad limite ad)llisibile de 2,3 ori mai mari dedit cele din normativul IEC 1000-3-2.

In continuare vor fi detaliate cateva dintre cele mai semnificative criterii cuprinse indocumentele sus-menJionate, [2], criterii ce trebuiesc in mod obligatoriu a fi satisIacute §i decatre toate echipamentele electronice de putere. De altfel normativul lEC 1000-3-2 cOnJine 0

clasificare foarte clara a tuturor echipamentelor care intra sub incidenJa sa, stabilind urmiitoarele4 clase:

Clasa A: Echipamentele trifazate echilibrate §i toate celelalte echipamente, cu excepJiacelor care se incadreaza intr-una din urmatoarele clase.

Clasa C: Echipamente pentru iluminatul electric, incluzand §i aparate pentru iluminatulflourescent. Pana in 1998 nu se vor aplica limitarile pentru Himpile cu balastpropriu cu 0 putere activa la intrare mai mica de 25 W, Echipamenteleindependente pentru iluminatul fluorescent cat §i cele incorporate in socluristandard pentru substituirea lampilor eu ineandeseenJa clasice sunt de domeniulclasei A.

Clasa D: Echipamente avand la intrare un curent caracterizat printr-o "forma deundaspeciala" definita prin Figura 1.1. §i avand 0 putere activa cuprinsa intre 75§i. 600 W. In mod provizoriu tot aici sunt cuprinse §i echipamentele deaCJionare electrica alimentate §i reglate prin convertoare electronice de puterecare funCJioneazacu comutaJie de la reJea, pe principiul controlului de faza.Limita inferioara de putere pana la care se aplica prezentul standard va firedusa la 50 W 1'a4 ani dupa introducerea normativului, deci in jurul anului2000.

Referitor la forma de unda special a care caracterizeaza curentul de intrare in cazulechipamentelor din Clasa D trebuie sa precizam ca fiecare alternanJa a acestui curent trebuiesa fie cuprinsa in aria marginita de curba eel pUJin 95 % din timp, varful curentului trebuindsa coincida cu linia centrala. De altfel este evident ca in aceasta situaJie se gasesc toateechipamentele care au la intrare un redresor care funqioneaza in conduqie intrerupta.Remarcam faptul ca normativul nu face niei 0 referire la faza fundamentalei aeestui eurent deforma speciala faJa de faza tensiunii de alimentare a echipamentului.

FORMA DE UNDA SPEClALAlEe 1000 - :J - 2

! ~ ,f-- Ji /] ---'-%-, I ,------------~M~~1

I

II I

L---.- ~

,~ ,JI/3~1 /,,

I,

Figura 1.1 Forma de unda specialade curent.

'Limitele admisibile pentru armonicile de curent produse de echipamentele illcadrate infiecare din clasele de mai 'sus sunt cuprinse in tabelele urmiitoare:

Ordinul n al Clasa A Clasa B

armomCll Val.max.adm. Val. max. adm.

Ia armonicii a armOIllCll

Impare Arms Arms

3 2.30 3.45--5 1.14 1.71

7 0.77 1.155

9 0.40.

0.60,

11 0.33 0.495

13 0.21 0.315

15 < n <39 2.25/n 3.375/n- -

Pare

2 1.08 1.62

4 0.43 0.645

6 0.30 0.45

8 <n <40 1.84/n 2.76/n- -

Ordinul n al Procentul-armonicii admisibil

2 2

3 30.fp

5 10

7 7

9 5

11 < n <39 3- -

In tabelul de mai sus procentul admisibil se refera la valoarea maxima admisibilapentm armonica de curent de ordinul n in Iaport cu amplitudinea fundameritalei curentului,valoare exprimata in procente. S-a notat eu "fp" factoml de putere al circuitului.

Ordinul n al Armonica de curent

armonicii max.admisib. fad( a depa~i

mArm/Vlr Arms

3 3.4 2.30

5 1.9 1.14

7 1.0 0.77

9 0.5 0.40

11 0.35 0.22

13 0.296 0.21

15 <n <39 3.85/n 2.25/n-

echipamentele clasificate in Clasa D, normativul IEC 1000-3-2 precizeaza ca in primii patru anide la introducerea acestui standard nu se vor impune restriCJ:iila echipamentele cu putere deintrare mai mica dedit 75 W..Dupa cei patru ani menrionaj.i nu se vor impune restricrii laechipamentele cu putere de intrare mai mica deciit 50 W, deci gradul de severitate alstandardului va cre~te. .

In sinteza, Figura 1.2 prezinta gradul maxim admisibil de distorsiuni prin armoniciimpare de curent, in raport cu puterea activa la intrare, cu luarea in considerare a clasei dincare face parte un anumit echipament de utilizare a energiei electrice. Din analiza tabelelorprezentate mai sus precum ~i a figurii 1.2 se pot desprindeurmataarele concluzii: Formele deunda de curent cu factor de varf ridicat, cuprinse in Clasa D sunt serias penalizate cu scopulde a reduce distorsiunile prin efectul de tMere a varfurilor. Arrnanicile de curent de ordin parsunt luate in considerare de catre normativ ~i penalizate cu intenria de a se reduce regimurilenesimetrice. La puteri sub 600 W echipamentele cuprinse in Clasa A sunt de preferat in locu!celar cuprinse in Clasa D. Aceste observaJ.iipledeaza in mod evident pentru reconsiderareaformei de unda a curentului de intrare in echipament ~i sprijina ideea introducerii unor circuitede redresare superioare, cu funclionare ecologidi din punctul de vedere al reJ.elei.Condiliileimpuse Uimpilorde iluminat cu 0 putere care depa~e~te25 W sunt de asemenea severe. Acestfapt trebuie luat in considerare in contextul in care remaream ca 30 pana la 40% dintreutilizatorii de energie electridi sunt in domeniul iluminatului, cu l~mpi a earor putere depa~e~te25 W. Mai mult, in viitor limitlirile se vor aplica ~i la lampile cu 0 putere sub 25 W. Aceasta'extindere a domeniului de operare al standardului va avea consecinle importante deoarece inprezent lampile fluorescente cu 0 putere de intrare de 23 W au 0 mare raspandire ~i in acela~itimp se caracterizeaza prin curenri de intrare Cll importante distorsiuni. In acest din urmadameniu' probabi! convertoarele de calec eu redresor neeomandat ~i circuit aval de corectare afaetorului de putere vor ramane cele preferate.

DISTORSIUNE MAXIM ADMISIBILA PRIN ARMONICI IMPAREIN RAPORT CU PUTEREA LA INTRAREA CONVERTORULUI

200

180

t; 160

w "140:z:J(j) 120""0f- 100'fJ0

80w0

600«0:: 40C)

20

\ Clasa B

\ \\ \\

Clasa ~ \- \ '"Clasa 0 "'-" ~

~ ~. --------Clasa C ---- ---+-

Io 500 1000 1500 2000 2500 3000 3500

PUTERE LA INTRARE [WIFigura 1.2. Gradul de.distorsiuni maxim admis pentruechipamente din diferite clase.

Data limiHi de la care toate statele Comunitatii Europene ar trebui sa aplice standardulEN 61000-3-2, prin publicarea de standarde nationale identice sau prin aprobarea expliciHi astandardului european a fost fixata la 07-01-1995. De asemenea s-a stipulat ca 06-01-1998 safie data limita la care toate standardele nationale in conflict Cll stfuldardul EN 61000-3-2 sa fieretrase. Produsele ale caror performante satisIaceau inainte de 06-0 1-1998 cerinrele standarduluieuropean EN 60555-2 din 1987 vor mai putea fi plasate pe piata pana la 01-01-200 1. Pentmechipamentele care intra numai sub incidenfa standardului EN 61000-3-2, dar nu ~i alstandardelor mai vechi, termenul obligatoriu de aplicare al standardului este 06-01·1998.

Tabelul urmator se refera la limitarile pIivind armonicile de curent impuse prinnormativul IEC 1000-3-4. A~a cum s-a mai precizat, acest normativ este in curs de legiferare,referandu-se la echipamentele care au un curent care depa~e~te 16 Amperi pe faza ~i care secaracterizeaza printr-un raport dintre curentul de scurtcircuit ~i curentul nominal cuprins intre33 ~i 120.

Ordinul n al armonicii Valoarea maxima in procente dinfundamental a curentului de intrare

3 21.6

5 10.7 J

7 7.2

9 3.8

11 3.1

13 2.0

15 0.7

17 1.2

19 1.1-

21 0.3

23 0.9

Cu privire la armonicile de tensiune ne vom referi la normativul IEC 1000-2-2 Acestnormativ, in capitolul de compatibilitate electromagnetica - EMC, Partea 2 - mediu, Seqiunea2 - Nivele de compatibilitate pelltru perturbaj:ii transmise pe joasa frecvenj:a ~i semnalizari insistemele energetice publice de joasa tensiune, precizeaza nivelele adrnisibile pentru annonicilede tensiune in procente din nivelul fundamentalei. Cu observatia ca nivelul total de distorsiuniarmonice nu are voie sa depa~easca 8%' reglementarile rezulta din tabelul urrnator:

Armonici impare exclusiv Armonici impare multip1u Armonki parecele multiplu de 3 de 3

n UnlUl n Un/Ul n Un/U1[%] [%] [%1

5 6 3 5 2 2

7 5 9 1.5 4 11

11 3.5 15 0.3 6 0.5

13 3 21 0.2 I 8 0.5

17 2 > 21 0.2 10 0.5

19 1.5 12 0.2

23 1.5 > 12 0.2

25 1.5

> 25 0.2+(0.5 x25/n)

,In continuare yom face 0 serie de referiri ~i la standardu1 american IEEE Std.519-1992care contine soluj:iile reeomandate ~i eerinre1e IEEE cu privire la eontrolu1 nive1u1ui de armoniciin sisteme1e energetiee. Aeest document a fost recent recunoscut ea standard national americaIl,ANSI. Standardu1 limiteaza armonicile la punctul comun de cup1are, PCC. Limitareadistorsiunii curentului intra in responsabilitateabenefieiaru1ui, eriterii1e stabilindu-se in raportcu caraeteristicile circuitului de sarcina. Limitarea distorsiunii tensiunii 1a punctul comun decup1are intra in respoilsabilitatea distribuitorului de energie electrica, eriteriile luate ineonsiderare bazfmdu-se pe nive1ul tensiunii de luem din retea. Standardu1 american'IEEE 519-1992, spre deosebire de reglementari1e europene din acela~i domeniu, nu se aplica laechipamente individua1e. Acest standard ape1eaza 1a 0 serie de noj:iuni §i marimi definite dupacum urmeaza:

PCC - Punct Comun de Cup1are, este ace1 punct din sistemu1 de distribulie a energieie1ectrke in care se intiilne§te reieaua distribuitorului de energie eu releaua10ca1a a utilizatoru1ui de energie. Punctu1 Comun de Cup1are este locu1 undese amp1aseaza aparatu1 de masura pentru analiza §i determinarea gradu1ui dedistorsiune a1 tensiunii §i eurenJilor.

IL - Va10area efectiva maxima a fundamenta1ei eurentu1ui de sarcina eerut 1a Punetu1Comu~1 de Cuplare.

Isc/lL - Raportul dintre curentul de scurtcircuit admisibil ~i curentul de sarcina maximcerut. Aceasta marime caracterizeaza n rigiditatea II sistemului de distribujie aenergiei.

TDD - Distorsiunea totata ceruta - raportul ,iintre valoarea efectiva totaUi a armonicilorde curent ~i curentul de sarcina maxim cerut.

Luand in considerare definitiile de mai sus, urmatorul tabel expliciteaza valoriledistorsiunilor maxim admisibile prin armonici impare de curent, exprimate in procente dinvaloarea efectiva maxima a fundamentalei curentului de sarcina eerut la PlUlctul Camun deCuplare, IL :

Isc/IL <11 11 <h 17<h 23 <h 35< TDD<17 <23 <35 h

.

<20 4.0 2.0 1.5 0.6 0.3 5.0r

20<50 7.0 3.5 2.5 1.0 . 0.5 8.0

50< 100 10.0 4.5 4.0 1.5 0.7 12.0

100< 1000 12.0 5.5 5.0 2.0 1.0 15.0

> 1000 15.0 7.0 6.0 2.5 1.4 20.0

In plus normativul IEEE 519-1992 mai stipuleaza ca armonicile pare de curent vor trebuilimitate ta25 % din valorile admisibile pentm armonicile impare din acela§i domeniu.

Nivelul de Distorsiune Distorsiune totaHi detensiune la pec individuala de tensiune [%]

tensiune [%]

Sub 69 kV 3.0 5.0

69 kV la 138 kV 1.5 2.5

Peste 138 kV 1.0 1.5

Se eonstata faptul di eu cat sistemul de distriburie este mai rigid cu atat nivelul toleratde distorsiune prin armonici de curent este mai ridicat. Din pacate impedanja sistemului dedistribujie nu se cunoa§te a priori. Ca UImare nu este explicit lamurit daca produditorulechipamemului sau utilizatorul sistemului trebuie sa ia masuri de reducere a distorsiunilor. Celmai sigur, dar nu §i cel mai pujin costisitor mijloc de funcjionare in condi!iile impuse denormativ este acela in care consumatorul se asigura ca echipamentul sau se caracterizeaza prindistorsiuni armonice totale mai mici de 5%. Este de subliniat faptul ca normativul european IEC1000-3-2 este mult mai lOlerant decat normativul american IEEE 519. De exemplu, in Europa,pentru un echipament cu p)1terea de 600 W, ineadrat in Clasa D, distorsiunile armonice totale

Inainte de concluziile' finale aferente prezentu1ui capitol mai remardim faptu1 castandardele americane in vigoare - ANSI C82.11-1993 - impun deja limite §i in cazularmonicilor de curent produse de balasturile lampilor t1uorescente de inalta frecvenJa. Acestereglementari rezulta §i din tabelul urmator :

.Armomca de ordinul 2 5

Armonica de ordinu1 3 30

Armonici individuale > a 11·a 7

Armonici impare mUltiplu de 3, ( va10area efectiva a 30armonicilor de ordin 3,9, 15,21, 27 §i 33 )

Distorsiuni armonice totale admise 32

Valorile pentru limite1e de mai sus sunt exprimate in procente din valoarea efectiva afundamentalei curentului. Spectrul de frecvenj:a este limitat la 2 kHz. In viitor se prevedetrecerea la limite impuse de valoare mai redusa, avfmdu-se in vedere efectele negative careinsoJesc'riispandirea tot mai accentuata a echipamentelor de iluminat de acest fel.

Cele expuse.in paragrafele anterioare dovedesc in suficienta masudi ea proiectan!iiconvertoare1or e1eetroniee de putere nu mai pot ramfme indiferenIi eu privire la comportareadifet;,itelor echipamente fata de retea. Pentru larHe din estul Europei neglijarea acestei problemese traduce intarzierea modernizarii praduqiei de profil, aceasta devenind pur §i simplunevandabila ehiar daea satisface optim eerintele utilizatarilor. Pe de altaparte, cre§tereadistorsiunilor din sisteme1e energetice naJionale va reduce in viitorii ani in mod sensibil ealitateaenergiei e1ectrice deranjiind eonsumatorii praprii §i facand impasibila aderarea la sistemeleenergetice continentale. >

Exista multe solutii cu componente pasive care imbunatatese performail}ele circuitelorelectronice de putere privite din punctul de vedere al relelei, a11fel spus tind sa Ie ecologizeze.Dintre aeestea menj:ionam tratarea eurentului de intrare eu bobine de reaetanj:a sau eu filtrepropriu~zise, in eOllfiguratie LC, LCC sau LCD. Avantajele aeestor solutii cons tau insimplitate, prel de cost redus, siguranla in funqionare §i lipsa problemelor de intretinere. Inplus ele nu genereaza interferenj:e e1eetromagnetice pe inalta freeventa §i eontribuie la protejareaimpotriva supratensiunilor din reJea. Dezavantajele lorprineipale sunt legate de caratternlvoluminos §i greu care practie Ie exclude la puteri medii sau mari, caracteristici statice §iperformante dinamice modeste, domeniu restrans de 1ueru care irnpune comutare in timpulfunqionarii, consum de putere reactiva la unele solulii §i ehiar distorsionare a curentului delinie.

Solutia care rezolva in mod eu adevarat eficace problemele legate de ecologizareaconvertoarelor electronke de putere cansta in soluj:iile active bazate pe utilizareaeompensatoarelor statice de energie reaetiva §l de armaniei, in cazul echipamentelor de mare

putere existente ~i a convertoarelor directe de curent altemativ noi implementate, respectiv, inutilizarea pe scad cat mai larga a convertoarelor de ca/cc eu eomutarie proprie in diferiteleconfigurarii cunoscute. Tocmai din motivul ca folosind strategii de reglare adecvate acesteconvertoare de ca/cc cu comutarie proprie funclioneaza ecologic din punctul de vedere al releleide alimentare, ele constituie in prezent obiectul unoI' intense cercetari in electronica de putere.

2.PREMI~ELE TEORETICE ALE IMPLEMENT ARIICONVERTOARELOR DE CA/CC CD COMUT ATIE PROPRIE.

In pdncipiu ceea ce se urmare~te prin noile normative europene in materie de armonicide curent este de a se asigura transferul de putere activa catre consumatori cu eficienla maximain condiliile in care calitatea energid electrice care circulil in releaua de distribulie estemenlinuta permanent la cote optime. Convertoarele electronie~ de putere de ca/ce, carefunelioneaza ell eomutalie proprie ~i sunt prevazute eu posibilitatea eorectarii factorului deputere satisfac acestor condilii. Cerinlele speciale care se impun in acest caz circuitelorelectronice de putere §i mai ales celor de cQmanda §i reglare se pot u§or evidenlia pomind chiarde la principiile de baza care guverneaza circulalia de puted in circuitele electrice. Acesteprincipii fundamentale se gasesc detaliat tratate in orice lucrare de specialitate de electrotehnicagenerala', de exemplu [52].

----LI P~UIcos 'P

IU~

Figura 2.2. Tensiunea, curentul si puterea intr-un circuit in regim permanent sinusoidal.

Sunt introduse nojiunile de putere in cireuitele de eurent continuu §i cele de curentalternativ mono- §i pohfazate. In cazul circuitelor de curent alternativcare funq:ioneaza in

regim permanent sinusoidal se definesc puterile instantanee, active, aparente §i reactive, precum~i nofiunea de factor de putere. Acestea se extind .$i la circuitelede curent alternativ in regimperiodic nesinusoidal, unde mai apare in mod suplimentar $i notiunea de putere deformanta.Figura 2.1, [52], prezinta variatia in funqie de timp a puterii instantanee pentru un circuitoarecare de curent alternativ, inregim permanent sinusoidal. In acest caz circuitul consuma pelanga puterea activa necesara $i putere reactiva, factorul de putere nefiind unitar.

Figura·cazulputere

2.2. Triunghiul' puterilor incorectarii factorului de

cu baterii de condensatoare.

Efectele funqionarii unui circuit consumator cu factor de putere redus, eventual asociat}i eu curenti de intrare distorsionati sunt bineeunoscute, atHprin efectele negative asupra reJeleide distribufie, cat $i asupra insu$i a consumatorului, [L], [53], [54]. Literatura tehnica de5peCialitateprezinta 0 multime de metode eonvenJionale de imbunataJire a faetorului de putereIi de compensare a armonicilor superioare eu ajutorul diferitelor categorii de tiltre. Cea maiamoscuta metoda de imbunatatire a factorului de putere, [53], prin montarea bateriilor derondensatoare derivatie, se caracterizeaza prin extrema simplitate §i investitii reduse. Intruditbd1eriade eondensatoare este praetic un element ideal producator de energie reactiva, a§a cumrezulra .din Figura 2.2, puterea activa P, preluata din retea, ri'imane constanta, in timp eeputerea reactiva se poate reduce de Ia valoarea initiala St, la valoarea mai midi S. Ca oricemetoda simpUi, aceasta nu se preteaza la compensarea curentilor reactivi eu variafie rapida,diiar dad in Iocul aparatelor electromecanice clasicede comanda $i control se folosescmrrerupatoare statice cu tiristoare in antiparalel sau cu triacuri, [1], [53].

Pentru compensarea dinamica a faetorului de putere, soluliile clasice ofera ca variantaposibiHifolosirea compensatoarelor sincrone. In acest eaz se exploateaza posibilitatea, indicatade caracteristicile statice din Figura 2.3, de funCJiol1area motorului sineron in regimsupraexcitat, ca generator de energie reactiva. Metoda are dezavantajul ca imbunatalireats:torului de putere are loc eu cre$terea atat a puterii active cat $i a eelei aparente din circuit,fapt evidentiat clar de Figura 2.4. Performantele dinamic~ ale reglarii sunt modeste din cauza

constantei electrke de timp mari a circuitului de excitalie a ma$lDllsIDcrone. Metoda estejustificata practic numai la puteri mari ~i foarte mari, investi}ia ceruta fiind apreciabiIa, [53].

Ip

cas 1

'~cos 1)

'Figura 2.3. Carcateristici stat ice pentrumotorul sincron si alegerea punctului defunctionare ca compensator.

Cauzele $i efectele regimului deformant in relefele electrice au fost ~i ele abordatedetaliat in diferite Iucrari de specialitate, [54J, S-au pus in evidenj:amijloacele convemionalepentru reducerea regimului deformant, bazate pe circuite filtrante de refulare sau de absorbrie,aratandu-se ~i metodele de caleul de proiectare adecvate.

In epoca de inceput in care tiristorul de putere era dispozitivul semiconductor preferat,$i electronica de putere a abordat in mod independent problemele imbunatalirii factorului deputere $i a reducerii regimului deformant.Pentru imbunaHirireafactorului de putere au fostdezvoltate convertoare adecvate numite compensatoare statke de energie reactiva, [1]. Acesteconvertoarese bazeaza pe stocare inductiva sau capacitiva a energiei reactive, a$a cum rezuWidin Figura 2.5, respectiv, Figura 2.6. Aceste convertoare se caracterizeaza printr-un regimdinamic superior variantelor de compensatoare statke. lnvestiria in elementele reactive decircuit, este insa mare, justifidind aceste echipamente doar in gama puterilor mari $i foartemari. Fara a intra in nici un fel de amanunte, este bine sa aratam totU$i ca dadi priviminvertorul din configuralia compensatorului static Cll stocate capacitiva din Figura 2.6 ca 0 sursade tensiune alternativa trifazata dreptunghiulara, schema echivalenta din Figura 2.7 permiteexplicitarea rapida a principiului de funclionare. Cornpensarea curenlilor reactivi are lac prinsirnplareglare a fazei tensiunilor pe partea de curent alternativ a invertorului, in raport cu fazatensiunilor alternative sinusoidale ale re~elei. Cele doua sisteme trifazate de tensiune suntseparate prin bobinele de leactanlade rerea. Tensiunea alternativa pe partea convertorului avand

o varialie dreptunghiulara in funqie de timp, insu~i compensatorul static devine sursa de regimdeformant.

~

1<Figura 2.4. Triunghiul puterilor lautilizarea compensatoarelor sincrone.

Pentru compensarea armonicilor superioare de curent electronica de putere a oferh ~io categorie separata de filtre active de putere, [1].

A~a cum se va vedea ~i in Figura 3.3 din capitolul urmator, un convertor modern, cucomportare ecologica din punctul de vedere a1 relelei, folosind soluliile prezentate mai sus, aravea 0 configuralie foarte complexa. In plus, atih corectarea factorului de putere dit ~icompensarea armonicilor de curent este doar parliaIa.

Ceea ce urmarim prin aplicarea convertoarelor de calec Cll comutafie proprie ~icomanda prin modulare in durata a impulsurilor este eliminarea complera a puterii reactive ~ireducerea cat mai pronullJata a regimului deformant. In acest sens se urmare~te impunerea uneivarialii in funqie de timp pentro puterea instantanee conform Cll Figura 2.5, in care toataputerea transferata este activa intruciit curentul circuitului este in faza cu tensiunea ~i are aceea~iforma Cll ea. Figura 2.5 se refera la 0 latura de circuit ell caracter consumator. Daca latura decircuit ar avea un caracter generator, ar fi de dodt ea curentul sa rezulte tot de aceea~i formaeu tensiunea de la borne dar in antifaza cu aceasta. Cu alte euvinte latura de circuit ar avea, dinpunctul de vedere a1 intrarii, 0 comportare. de rezistenla nactiva". Aceasta idee prezinta 0

deosebita importanla, de aceea ea mai revine pe parcursul acestei lucdirL Din motive desimplitate a expunerii, in Figura 2.5 s-a evidenliat cazul unui circuit simplu, monofazat.Extinderea la circuitele polifazate nu prezinta niei un fel de dificultali.

r - - - -,- - ~ ~ - - - - - -: - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - I, ,, ,: T,' T T l I ": 3 5 1 T9 1 !L:

, ,, ,LK : ~

- - - - III,,,,,, ,

1 _

LK I ITI~I,I,III

I

I

I ,l ~

Figura 2.5. Compensator static Cll tiristoare eustocare inductiva de energie reactiva.

Se ~tie insa ca convertoarele electroniee de putere sunt prin exeelenla consumatoarede put ere reactiva de comanda ~i generatoare de regim deformant. Aceasta depinde insa denivelul iehnologic al convertorului ~i de strategla de' reglare ~i comanda abordablla. Daca.eonvertorul este realizat eu dispozitive semiconductoare performante care permit comanda prinmodutare in durata a impulsurilor pe frecvenla suficient de mare, atunci, asociat eu strategii deregiare adetvate ele pot servi ~i scopului de corectare a factorului de putere.

Principiile care stau la baza funC}ionarii convertoarelor cu intrare in curent alternativ~i inzestrate cu posibilitatea corectarii factorului de put ere se pot Uimuri numai printr-o nouaabordare a nOliunii de putere, bazata pe teoria fazorilor spatiali, [55]. Noutatea principala aacestei abordari consta in renunlarea la tratarea distincta a problemelor de imbunatalire afactorului de putere de cele de reducere a regimului deformant. Ultima parte a acestui capitoleste dedicata tocmai prezentariisuccinte a acestor noi puncte de vedere, asociat cu concluziilecare se impun referitor la funC}ionarea ecologica a convertoarelor moderne.

Ne vom referi la circuite trifazate, pentm care definilia fazorilor spatiali de tensiune~i curent este bine HimurWi ~i in literatura tehnica de specialitate in limb a romana, [47].

Sa admitem ca la bornele unui circuit trifazat fazorul tensiunii este dat de expresia:

In general, intrucat faza fazorului tensiunii ~i faza fazorului curentuluisunt funqii de timp, §idefazajul dat de expresia (2.3) va fi 0 funqie de timp.

Figura 2.6. Compensator static cu tiristoare custocare capacitiva de energie reactiva.

Folosind marimile introduse mai sus §i apeland la tratarea fazoriala, puterea instcrntaneedin circuitul analizat se va puteadeterrnina prin expresiile, [55], :

1-Re{ u ( t) i (t) * }2 - -

~Re{ I U(t) i(t) I ej(xu-Xt)}

~ Ill(t) I !i(t) I eos(dx)

In cazul particular cand tensiunilesunt sinusoidale, fazorul tensiunii are modul constant~i faza sa este 0 funqie liniara de timp. Altfel spus, fazorul tensiunii se rote~te pe 0 traiectoriein forma de cerc, cu viteza constanta. In acest caz particular, daca ~i fazorul curentului dincircuit are amplitudine constanta, se rote~te eu aceea~i viteza ca ~ifazorul tensiunii ~i defazajuldintre cei doi fazori este zero sau 1800, nu se consuma energie reactiva ~i nu exista regimdeformant. Circuitul se comporta ca 0 rezistenta 11 activa ", in regim de consumator, la defazajde 00

, respectiv, in regim de generator, la defazaj de 1800• Circuitul este ~i ecologic, din

punetul de vedere al retelei. In practidi situatia aceasta se intinne~te rar.

Figura 2.7. Schema echivalentapentru eompensatorul eu stoearecapacitiva.

Cel mai des, a~a cum rezulta ~i din Figura 2.9, [55], fazorulcurentului este defazatfata de fazorul tensiunii. Motivul poate fi factorul de putere mic al cireuitului, prezentaregimului deformant sau amindoua. Originea defazajului dintre cei doi fazori poate fi stabilitanumai prin calcule care impliea achizitia de date eel putin pentru 0 perioada. A~a cum se vavedea in capitolul 5, acest lucru nu este in general eompatibil eu comanda ~i reglareaconvertoarelor cu modulr!re in durata a impulsurilor, intrucat elaborarea marimilor de eomandiinoi se impune pentru fiecare ciclu de funqionare. Anticipand, preciziUn ca durata ciclurilor de

modulare in duraHiMDI, la convertoarele moderne este mult mai midi dedit perioadasemnalelor utile, de ie~ire.

G-l2u1-"'121

Figura 2.8. Tensiunea, curentul si putereainstantanee intr-un circuit fara consum de puterereactiva si fara distorsiuni.

Figura 2.9. Fazorul tensiunii si curentuluipentru un circuit de curent alternativ oarecare.

Revenind la Figura 2.9, pentru caracterizarea in timp real a puterilor intr -un circuitde curent alternativ se recomanda descompunerea fazorului spajial al cur~ntului in douacomponente, una orientata pe direclia fazorului spajial al tensiunii ~i una pe 0 direcjieperpendiculara pe direcjia fazorului spajial al tensiunii. Componentele ortogonale ale fazoruluispajial al curentului au urmatoarele definijii:

iu (t) '" Ii (t) I cos ( Xu - Xi

ui* 11Re [ -I.uf] 1111

.uI-ul

Il( t) 1 sin (Xu - xJu i * u

Im [-1111] - j I~I )

pentm componenta "curentului transversal", 1~(t). lntre cele doua componente exista relaliaevidenta :

. Primul termen, 1p~)lij est~orul curentuluLac1iY..- pentru care este valabila relajia.:

In care G este conductanj:a circuitului. Numai acest fazor al curentului activ produce putereactiva in circuit, impreuna cu fazorul tensiunii, g. Al doilea termen din expresia 2.9, 111/t), Senume~te fazorul "curentuluLI>ar~lel de distorsiuni" . Acesta mare§te valoarea efecti va a curenjilor--~ ---------_._-~--~.- ---.-~i, prin urmare,~ea reactiv~ COnSUlllata.

eu ajutorul fazorului curentului transversal se po ate defini, in mod formal, §i 0 puterereactiva transversala instantanee, prin expresia :

.lIm{ u(t) l(t)*} '"2 -~Im { 11(t) L. ( t) *}

. Aceasta puterereactiva instantanee, care se poate calcula algebric simplu, a§a cum se va vedeain capitol1118,· s~ poate compen~~ fara nici un fel de intarziere §i rara nici un fel de modificarea puterii totale din Circuit.

Inainte de a trece la concluziile privind posibilitajile de corectare a factorului de puterecu ajutorul convertoarelor eJectronice de putere mai precizam ca, pe ~aza marimiJor introduse

1 .-=;2 ]let) L(t)

p (t) + jq-l ( t)

Para a continua aceasta analiza a relal-iilor de putere tratate fazorial, [55], [56], sepoate concluziona ca solulia optima este compensarea fazorului curentului reactiv total, aldituitdin fazorul curentului paralel de distorsiuni ~i fazorul curelltului transversal, [57], [58]. In acestcaz curenlii de rel-ea vor fi de aceea~i forma cu tensiunea ~i prop0rj.ionali Cll ea. Curenl-ii derel-ea devin in acest caz pur activi ~i ral1damentul transferului de energie este maxim. Realizareaunui astfel de mod de funclionare implica posibilitatea stocfuii unor cantitali relativ mari deenergie reactiva. De aceea in multe aplical-ii se obJ-in rezuHate satisIacatoare prin compensareadoar a fazorului curentului transversal. Cum acest fazor este ';.a originea puterii reactiveinstantanee, problema compensarii revine la anularea acestei puteri' reactive instantanee prinreglare automata. .

In cazul convertoarelor de ca/cc cu comutalie proprie 0 comportare ecologica dinpunctul de vedere al rel-elei se obJ-ine pe de 0 parte prin folosirea comenzii prin modulare indurata a impulsurilor, operandu-se cu 0 frecvenl-a de modulare suficient de mare ~i apelfmd lao tehnidi de modulare care asigura distorsiuni minime ale curentului pe partea de ca aconvertorului. Pe de aita parte perfoffilarlfele superioare se pot obJ-ine folosindu-se sistemecomplexe de reglare, in timp real, care pe blnga stabilizarea tensiunii de ie~ire, ( dad! estecazul), asigura ~i corectarea facrorului de putere, conform principiilor descrise mai sus. Modul deaplicare al acestor principii se va detalia in capitolele 7 ~i 8.

3.PRINCIPII FUNDAMENT ALE DE FUNCTIONAREA CONVERTOARELOR DE CA/CC CU COMUTA TIE PROPRIE.

Electronica de putere este in prezent 0 stiinja tehnica fundamentala fiira care este deneconceput stadiul actual de dezvoltare al civilizajiei umane. Ea a aparut din necesitatea de aimbunataji performanjele unor tehnologii existente preeum ~i eu seopul de a permite treeereadin stadiul de teorie in eel de aplieajie practiea a unor procese noi ?i extrem de importantepentru societate. RoluJ eJectronicii de putere s-a dovedit a fi vital in aplicarea tehnicilormoderne de reglare ?i de eonducere eu calculatorul. a proceselor. Aceste tehnici, chiar puse Japunct, in Jipsa convertoarelor statice, nu ar fi putut fi implementate pentru eonducereaproceselor clasice de eonversie a energiei. ConvertoareJe eJectronice de putere se bueura insade doua aVlliltaje importante: pe de 0 parte pot fi realizate sa funC}ioneze eu performanjesuperioare intr-o garnii larga de puteri ?i pe de alta parte semnalelede comanda ?i controlnecesare sunt de un nivel energetic atM de redus indit exista 0 perfecta compatibilitate cueircuitele de prelucrare discreta a informajiei, specifice calculatoarelor modeme. Nu trebuieneglijat nici fa.R!uldi echipamentele electronice de putere pot interconecta, fara nici un fel derestriejii, arice fel de rejele electrice. Deci pomind de la 0 rejea e1ectriCa de intrare, ( de curentalternativ sau de curent continuu ), se poate genera 0 aha retea electrica, numita de ie~ire, cualji parametri electrici, ( de curent altemativ sau de curent continuu ). Acest proces, extrem deutil in aplicajiile practice, se bazeaza pe principii relativ simple de comanda ~i reglare, folose~tedispozitivele semiconductoare specifice pentm eomutarea tensiunilor san curenjilor ~i sedesfii~oara cu un randament ridieat, in echipamente' mai pUjin costisitoare dedit cele dinelectrotehnica clasiciL

Figura 3.1 prezinta 0 schema bloc foarte simplii, insa in acela~i timp cu un grad foartelarg de generaJitate, valabila pentm un convertor care funqioneaza corespunzator criteriilorenunj:ate mai sus. Circuitul de intrare s-a presupus in curent altemativ pomind de Jaconsiderentul ca rejelele de distribujie a energiei elect rice in curent alternativ sunt absolutpreponderente la ora actuala. Circuitul de ie~ire, la care este conectata sarcina poate ficaracterizat de parametri electrici de orice fel, in funcjie de aplical:ie. Dadi sarcina este decurent alternativ atunci convertorul electronic de putere este, in general, eu circuit intermediarde .tensiune continua sau de curent continuu. Dispozitivele semiconductoare din convertorrealizeaza funcjia de conversie control ate prin semnale de comanda, generate de un circuit decomandii ?i reglare. Acesra este un circuit electronic care prelucreaza senmale continue §i, in

prezent, mai ales semnale discrete, existand tendinJa de generalizare a reglarii digitale, bazatepe fo1osirea microprocesoarelor, procesoarelor discrete de semnal, microcontrolerelorspecializate, etc. Semnalele de comanda §i control se aplica la illtrarea circuitului de comanda§i reglare a convertorului electron,ic de putere de catre operatorul uman sa}lprovin din circuitu1de comanda §i reg1are ierarhic superior din care face parte sarcina. Circuitul de comanda §ireglare a convenorului este un sistem de conducere automata care, pentru buna sa func!ionare,'necesita §i 0 suma de semnale de sincronizare §i reac!ie care pot proveni din re!eaua de intrare,din circuitu1 de ie;;ire ;;i din circuitul electronic de putere a1 convertorului, semnale care dinmotive de simplificare nu s-au reprezentat in Figura 3.1.

ENERGIA¢=- -~

CONVERTORELECTRGNICDE PUTERE

\--------<0 «z,-"Ur.t::

f----- ..--Q Ui

CIRCUIT DEINTRARE IN CA

-C-IR-cur-T DE ICOMANDA SI

SEMNALE DE L_~ REGrARF i

COMANDA SI CONTROL

CIRCUITDE IESIRE

Figura 3.1. Convertor electronic de putere cuintrare in curent alternativ.

In general proiectarea convertoarelor electronice de putere in accepliunea de mai sus s-a facutsubordonat ideii centrale de a se asigura calita!i optime energiei electrke de la ieiireaechipamentului. Aceasta energie este cedata sarcinii, care in mod evident este de dorit safunqioneze cu randament maxim, lara a fi reproiectata pentru condilii specifice alimentarii dela convertor. In plus, in foarte multe aplicalii practice posibilitatea recuperarii deenergie de lacircuitul de sarcina catre releaua de alimentare este binevenita in interesul· inbunatilliriirandamentului procesului alimentat prin convertor;;i eventual a performanlelor sale. Majoritatealucrari10r de specialitate din domeniul electronicii de pl.ltere aparute 1a noi in Jara, dar §i instrainatate trateaza convertoarele potrivit concep!iei prezentate mai sus.

Principiul de funclionare al convertoarelor electronice de put ere se bazeaza insa pecomutalia curentului dintr-o ramura de circuit in alta sau a tensiunii de la bomele unei ramuride circuit la bomele altei ramuri'de circuit. Aceasta comuta!ie are loc la rnomente subordonatetipului conversiei de energie ~i face ca aceste echipamente electrice sa devina 0 perrnanenta ~ide loe neglijabiIa sursa de regim cleformant pentru re!~:auade alimentare. Curentul de la intrareaeOllvertorului electronic de putere, proieetat conform principiilor devenite de acum clasice, nueste nici pe departe sinusoidal. el con!ine 0 armonica flmdamentala, predorninanta, defazata fatade tensiunea de alimentare a eonvertorului eu un defazaj variabil, in functie de regimul delueru. Aeeasta arrnonica fundamental a .a eurentului de intrare conduce la aparilia unei putedreactive variabile, nurnita putere reactiva de coITlanda. Armonicile superiore de curent, prezente~i ele, prin cilderile de teniiunepioctuse pe reactantele liniilor de alimentare conduc la armonicide tensiune. Ca urmare pe langa consurnul nedorit de putere reactiva, convertoarele electronicede putere polueaza relelele electrice ~i deranjeaza alti consumatori. '

CONVERTORPENTRUCORECTAREAFACTORULUIDE PUTERE

ENERGIA¢=--~

~l0

1Ud« u:z:~ UUD:::: W« 0(f)

0

---~

CONVERTOR r---rDE I' 1.L

1

CA/Cr~ C I

1-*~~1~-

Figura 3.2. Prineipiul eorectarll faetoruluideputere in cazul 90nvertoarelor eu tiristoare prinutilizarea eompensatorului static montat inparalel.

Efectul daunator al circuitelor electronice de putere asupra re!elelor dealimentare afost cunoscut deja in epoca in care dispozitivul semiconductor folosit cu predidere era tiristorulde putere si frecvemele I.J.axime de luem nu depa~eau valori de ordinul kilohertzilor. Cum

puterea instalata a convertoarelor statice utilizate era relativ mica in raport cu puterea instalatain relelele de curent alternativ, in general aceste efecte au fost negl ijate. Exceplie au t~1Cutconvertoarele electronice de putere foarte mare folosite in industria metalurgica, extractiva saua materialelor de constructii, ( laminoare, ma~ini de extraclie, liniide uscare, etc. ). Solu}iaabordata este principial explicitata de Figura 3.2. Circuitul de sarcina poate fi un circuitpropriu-zisde curent continuu dar in acela~i timp ~i un circuit de curent alternativ alimentat prininvertor. Acest circuit va fi conectat la ie~irea unui convertor de ca/ce clasic, cu comutalie dela retea, c.are are ralul de convertor principal. Corectarea factorului de putere, care implicacompensarea puterii reactive de eomanda ~i filtrarea armonicilor superioare de curent eade insarcina unui circuit special care funqioneaza in paralel cu convenorul electronic de putereprincipal. Acest circuit, numit compensator static de putere reactiva ~i de armonici, poate firealizat tot cu t~ristoare, apeHl.ndu-se la stocare capacitiva sau inductiva a energiei reactive. Inliteratura tehnica de specialitate in limba ramana lucrarea [1] po ate fi considerata ca elementde referinla in acest domeniu. .

CIRCUIT:- CONVERTOR DE CC: DE CA/CC III -Dr'fll r INVERTOR

~ REDRESOR, H-t5+ { I

f I ~~I-I . .I ,-----r;?-q -~-1I I . IIU I . r COMANDA· ILRlcORES~J rPLINVCRTOR I :Q

11 LL" SISTEM DE : MOTORS7 COMANDA SI ASmCRONI: COMANDAIf REGLARE A' i (PROCESl

i REDRESOARE Y---V PROCES~--~ I 11 REACTII- COMENZI ,

M t U, 1, n, etc.I , n, paz, e c.

RETEA DE CA

o If

Figura 3.3.tiristoare

CIRCUITDE CA

In cazul convertoare1or de ca/ca, destinate reglarii vitezei motoarelor de induclie sausincrone in palru cadrane a~a cum rezulta din Figura 3.3, soluJia de mai sus devine ext rem decomplexa. Cinci convertoareelectronice de putere, fiecare cu propriile sale circuite de comanda~i control, trebuie sa funclioneze simultan, conduse de un sistem comun de comanda ~i reglarea procesului. La puteriil'lstalate mari, unde dispozitivele semiconductoare utilizabile raman

tiristoareIe de putere ~i tiristoarele eu comandii de revenire pe poartii, GTO, soIujia din Figura3.3 se impune in continuare.

Cercetarile asupra convertoarelor pentru eorectarea faetoruIui de putere coneetate inparalel Cll convertoml principal sunt de altfel de 0 deosebita aetualitate in electroniea de putere

,; din cauza existenlei unui numar' foarte mare de echipamente clasiee. Acestea trebuie sa maiII'Junctioneze timp indelungat. Nefiind insa inijial prevazute cu circuite de compensare ~i filtre.

Iide armonici risca sa intre sub incidenja noilor norme europene priv.ind efectul eonvertoarelor!asupra rerelei, care impun fie modernizarea fie seoaterea lor din uz.

Tenslunede retea

Boblne Unlaratrlfazatade retea

Boblna dereactanta pe

partee de retes( N SO)

RedresoaretriFazatenecomandate

In punts

Clrcuitde curentcontinuu

Figura 3.4. Convertor neeomandat de ea/ee eu bobinede reaetanta de retea si redresare eu 12 pulsuri.

Exista ~i 0 serie de solujii originale care pot imbuniitaji in multe cazuri particularecomportarea unor convertoare faja de rejea, rara a face apel in mod explicit Ia eircuite decorectare a factorului de putere. Ele nu se inscriu intre obieetivele acestei lucrari dar totu~i estecazul sa Ie menjionam in acest capitol, mai ales avfmd in vedere ~i faptul ca sunt mai putincunoseute in Romania. Figura 3.4 se refera la un circuit de conversie din curent alternativ incurent continuu cu 12 pulsuri de tensiune pe alternanla, bazat pe folosirea unui sistem trifazat. de bobine de reaetanja de relea, asociat Cll doua punji redresoare trifazate, necomandate, [2].Comportarea convertorului faja de rejea este evident superioara circuitelor de redresare cu 6pulsuri dar solulia este aplicabila numai eazurilor unde regimul de redresor este suficient.

Solutii asemanatoare pot fi gasite §i in lucrarile [3], [4] sau [5] din bibliografie.Folosirea convertoarelor de ca/ec cu tiristoare, cu comutatie pe partea de curent

continuu, [6], [7], imbina avantajele unui eurent de retea praetic sinusoidal eu cele oferite defunctionarea in doua cadrane, I §i II, faeilitiind procesul de recuperare al energiei in retea. A§acum rezuWi din Figura 3.5, acesie convertoare se bazeaza pe ventile de tensiune, rezultate dinconeetarea in antiparalel a unui tiristor eu 0 dioda ~i au· 0 comportare dual a fala deconvertoarele de ca/cc cu comutarie de la rejca, bazate numai pe tiristoare, ca simple ventilede curent. 0 comportare absolut satisIacatoare dinpunctul de vedere al retelei de alimentarede curent alternativ nu se po ate atinge insa nid cu aceste convertare deoarece de~i regimuldeformant este mult diminuat, puterea reactiva de comanda, variabila cu sarcina, nu poate ficontrolata.

U R U ZR<C-- ---- ...••

L R._~-

[' Ie

UV5

c

T

Figura 3.5. Convertor de ca/cc cu comutatie pepartea de curent continuu.

Solujia cea mai moderna care asigura 0 comportare satisIacatoare a unui convertorelectronic de putere fala de rejeaua de alimenta~e rezulta prin reconsiderarea principiilor carestau la baza conversiei de energie din curent alternativ in curent continuu.Pentru generareacircuitului intermediar de tensiune continua se poate renunta la convertoarele clasice de ca/eccu comutatie de la rejea sau eu comutatie pe partea de curent continuu. Sarcina de curentcontinuu se po ate conecta la ie~irea unui convertor de calec cu comutatie proprie, comandat prinmodularea in durata a impulsurilor, MOl, (PWM - Pulse Width Modulation, in literatura

tehnica de specialitate in limba engleza), care preia ~i funCJia de corectare a factorului deputere, Figura 3.6. Asupra principiilor de func.t:ionare ale acestui convertor de calec cucomutatie proprie se va reveni detaliat in capitolele urmatoare intrucat el constituie un obiectivwrincipal al acestei lucrari. Acest convertor este dedorit sa functioneze in doua cadrane pentru11a nu exista restrictii privind sensul de circulatie al ellergiei. In aeela~i timp eu scopul de a seIreduce investitia in elemente reactive de circuit, asigurilndu-se insa optim funqia de corectareI a factorului de putere, comuta.t:ia din convertor va trebui sa se desIa~oare la frecvente de lucrucat mai inalte. Ca urmare acest convertor va putea deveni operational numai in condi.t:ii1ein careel este realizat cu dispozitive semiconductoare performante, diode de comutatie de putere,tranzistoare bipolare de putere, tranzistoare cu efect de camp de putere, MOSFET sautranzistoare bipolare cu comanda prin camp, IGBT. In acest fel aceste convertoare deca/cc vorputea function a in mod uzual la frecvente de modulare a impulsurilor de zed sau chiar sute dekilohertzi. La puteri mari se pot realiza ~i cu tiristoarecu comanda de revenirepe poarta, GTO,dar frecventele de modulare a impulsurilor nu vor putea depa~i valori de ordinul sutelor dehertzi.

I'~---;;"

E")I~'L '¥-------

i', ~lCONVERTOR ~II --J~'----'--ODE CAleC I ~ I 1u

CU CORECT,lI,REA I C,I ,I Ud ~,~ u

~ FAC~,~~I~k~JIJE, ,I • ~-D <f,

l~~9 c_I~1Figura 3.6. Convertor de ca/ cc cu corectareafactorului de putere. Schema bloc.

Din punctul de vedere al configuratiei circuitului electronic de putere exista in prezentdoua variante consacrate. Prima varianta, prezentata in Figura 3.7, s-a dezvoltat pomind de 1arezultatele obtinute in domeniul surselor stabilizate cu functionare in regim de comutajie. Inacest caz tensiunea alternativa a rejelei de alimentare este convertita in tensiune continua prinintermediul unui simplu redresor necomandat cu diode, care func.t:ioneaza cu comutajie externa,de la rejeaua de intrare. Un al doilea convertor electronic de putere, conectat in aval fara deredresorul necomandat, indepline~te funcjia de corectare a factorului de putere. Acest al doileaconvertor fune.t:ioneaza cu comutajie proprie, evident sincronizat insa Cll reteaua de intrare. Else bazeaza pe dispozitive semicond~ctoare comandate care se controleaza prin metoda modu1ariiin durata a impulsurilor. Analog eu eazul surselor de curent eontinuu cu func.tionare in regimde comutajie, acest al do ilea convertor poate indeplini ~i funejia de stabilizare a valorii tensiuniicontinue de la ie~ire.

'*11.&\ ••.: ::)

WECOM,ANDAT

GECA!CC

CONVERTORDE CA/CC

cu CORECTAREAFACTOR\IUJI !:IE

PUTtRE

Figura 3.7. Convertqr de ca/cc eu eoreetare inaval a faetorului de putere.

Avantajele acestor convertoare de ea/ee eu eomutaj:ie prop'fie 5i modulare in durata aimpulsurilor rezultii in principal din faptul ca se folosese mai mulle dispozitive semiconductoareriecomandate, diode, care sunt ieftine,~i un Humar redus de ventile comandate, cu performanj:esuperioare dar in acela~i timp ~i scumpe. Prininsa~i configuratia circuitelor electronice folositeaceste conveitoare sunt ~i sigure ~i robuste. Ca urmare ele sunt mull raspandite in cele maidiferite aplicaj:ii de utilizare a energiei electrice care impun un circuit intermediar de tensiune, continua, in domeniul iluminatului electric, electrotermiei etc. Principalullor dezavantaj consta

r ~fin aceea di sensu 1 de circulaJie al energiei este unidirectional, de la sursa catre sarcina. Deaceea aplicarea acestor convertoare de ca/cc in sistemele de reglare in care elementul deexecuj:ie folosit este un motor sau un servomotor electric este limitata la situatiile in carefranarea electrica nu este necesara sau apare suficient de rar pentru ca un chopper rezistiv defranare sa fie satisIaciitor.

~r

~d

j U I~L ,

u Us.~ 7 .•

CONVERTORP\Jt1

DE CA.lCC

Figura 3.8. Convertor de ea/ee eu modulare Indurata a impulsurilor, MDI.

Figura 3.8 se refera la 0 a doua solutie posibila in domeniul convertoarelor de caleccu comutalie proprie §i modulare in durata a impulsurilor. In acest caz convertorul MDI decalcc consta intr-un invertor de tensiune conectat la reteaua de intrare prin intermediul unuisistem de bobine de reactanta. Invertorul este realizat cu ventile de tensiune alcatuite dindispozitive semiconductoare comandate prevazute cu diode montate in antiparalel. Ca dispozitivesemiconductoare cbmandatese folosesc in mod uzual tranzistoarele de putere, bipolare, cu efectde camp sau bipolare cu comanda prin camp. Tensiunea continua din circuitul de ie§ire estefiltratacapacitiv. Circuitele de comanda §i reglare sunt in acest caz ceva mai complexe dar acestconvertor de ca/cc se bucura de avantajul de a admite orice sens de circulalie al energieielectrice intre releaua de alimentare §i sarcina. Strategiile de reglare adopt ate subordoneazacomanda ventilelor electron ice din invertor conversiei de ca/cc asociate cu corectare optima afactorului de putere, dar pot fi Iuate in considerare §i alte performanle suplimentare.

Pentru convertoarele de ca/cc eu comutalie proprie §i modulare in duraHi a impulsurilorprezentate la nivel de schema de principiu in Figura 3.7 §i Figura 3.8 exista mai multe variantede implementare. Aceea§i eontiguralie a eircuitului electronic de putere poate asigura diferiteperformanle in funclie de madul de conceplieal cireuitelor de co~anda §i reglare.

4.PREMISELE TEHNOLOGICE ALE IMPLEMENTARlICONVERTOARELOR DE CA/CC CUCOMUTATIE PROPRIE.

DISPOZITIVE SEMICONDUCTOARE ADECVATE.

Convertoarele de calec cu comutaj:ie proprietrebuiesc sa genereze circuitul intermediarde tensiune continua in condij:iile unei funClionari ecologice din punctul de vedere al rej:elei dealimentare, de curent alternativ. Aceasta a doua funCj:iune, de corectare a factorului de putere,p'oate fi optim indeplinita numai daca comutalia in redresor se va desIa~;ura la frecvenj:e de lucrusuficient de marL Ca urmare tiristoarele convenj:ionale, ca dispozitive semiconductoaresemicomandate, nu sunt adecvate acestui domeniu al electronicii de putere. Convertoarele decalec cu cbmutalie proprie se pot realiza cu tranzistoare bipolare de putere sau cu tranzistoarecu efect de camp de putere, MOSFET. Performanlele actuale ale acestor dispozitivesemiconductoare, precum ~i realizarile in domeniul circuitelor de comanda ~i protecj:ie adecvate,[8], [9], [1.0], [11], [12], [13], [14] Ie recomanda pentru aceasta categorie de aplicalii, mai alesin gama de puteri mid ~i mijlocii. Pentru echipamente de putere mare ~i foarte mare pot veniin discuj:ie ca dispozitive semiconductoare preferate tiristoarele cu comanda de revenire pepoarta, GTO, [15], de§i in acest caz domeniul frecve11j:elor de comutaj:ie din convertor va fisever diminuat, in detrimentul gradului de satisfacere al funcliei de corectare a factorului deputere.

Aplicarea pe scadi industriala a convertoarelor ecologice de calec cu comutaj:ie propriea devenit real mente posibiUi pentru domeniul de puted mijlocii ~i mad dupa punerea la punct,in 1980, de catre Harris, [16] a tranzistoarelor bipolare cu comanda prin camp, IGBT. Cuajuwrul acestor dispozitive semiconductoare s-au putut aborda frecvente de lucm suficient deridicate, in .ganla de puteri mai sus meDj:ionata, in condiJiile in care investij:iile in filtml pasivde reJea au devenit nesemnificative §i convertoml electronic de putere satisIacea ~i celor maisevere condij:ii privind fenomenele de interferenj:a electromagnetid'i. De altfel tranzistoarelebipolare cu comandii prin camp au condus la schimbari importante §i in alte domenii aleelectronicii de putere, dintre care menj:ionam doar cel al convertoarelor de cc/cc §i alconvertoarelor de cc/ca, cu aplicalii in aCj:ionarile electrice §i in utilizarile energiei electrice.In literatura tehnidi in limba romana exista foarte pUline referiri la tranzistoarele IGBT, [15].Tocmai din aceste motive, prezentul capitol va aborda in mod detaliat problematicatranzistoarelor bipolare cu comanda prin camp, IGBT, prin prisma performanj:elor,caracteristicilor funcrionale §i a circuitelor de comanda §i protecj:ie specifice. InformaJiileprezentate vor permite speciali§tilor in elA.ctronica de putere sa devina utilizatori aitranzistoare1or IGBT. Important de subliniat este faptul ca in acest capitol se prezinta principii

fundarnentale, dintre care muIte pot fi folosite ~i in proiectarea circuitelor cu tranzistoarebipolare de putere sau cu tranzistoare cu efect de camp de putere, MOSFET. S-a evitat cu grijaprezentarea unor circuite prea ,detaliate, cu componente actuale, acestea fiind supuse uneiextrem de rapide imbatrfmiri morale .

. Uti1i:(:area tranzistorului bipolar de putere in convertoarele statice este avantajoasa dincauza diderii de tensiune mici in circuitul colector - emitor, in stare saturata, dar este in acela~itimp serios limitata din cauza puterii de coml1nda apreciabile necesare in circuitul baza - emitor.Tranzistoarele cu efect de camp de putere,MOSFET, sunqi ele intr-o situalie similara. Putereade comanda practic nula in circuitul griHl - sursa Ie recoml1lldapentru aplica}:iile de electronicade putere dar rezistell}:a relativ mare drena - sursa in stare saturata conduce la pierderiapreciabile de putere in conduc}:ie. Tranzistorul bipolar cu comanda prin camp, IGBT estetocmai un rezuItat al cercetarilor privind integrarea funqionala bipolar - MOS, desIa~urate cuscopul dezvoltarii unui dispozitiv semiconductor care sa elimine dezavantajele tranzistoarelorbipolare ~i MOSFET, exploatand ins a calitaJile lor, [15J. Intr-adevar, tranzistorul IGBT esteun dispozitiv semiconductor care din punctul de vedere al utilizatorului se c;Olnporta ca untranzistor cu efect de camp in circuitul de comanda grila - emitor ~i ca un tranzistor bipolar incircuitul de ie~ire, colector - emiton Inainte de a se aborda detaliat problematica tranzistoarelorbipolare cu comanda prin camp, IGBT, prin tabelul urmator, [17), se evidenliaza cateva dintrecalitali1e sau defectele lor, comparativ cu tranzistoarele bipolare ~i MOSFET:

CARACTERISTICI Tranzistor bipolar MOSFET IGBT

Limita superioara detensiune de lucru medie joasa inalta-Circnitul de comanda- cheltuieli medii reduse reduse- putere mare 'midi mica

Caracteristici decomuta}:ie- timp de saturate mediu scurt mediu- timp de blocare lung scurt mediu- pierderi de putere mati mici medii

Caracteristici deconduclie- densitate de curentadmisibiHi mare mica mare

- pierderi de putere mid mari mid

Func}:ionare inscurtcircuit irnposibil imposibil posibil

,Frecven}:a de lucru(limita pentm 0.5xlc,D)- uzuaUi 10 kHz 100 kHz 20 kHz- maxima 50 kHz 250 kHz 80 kHz

Figura 4.1 prezinta structura, schema eehivalenta Qi doua dintre simbolurile uzualefblosite pentru tranzistoarele bipolare eu comanda prin camp, IGBT, [18]. Structura acestortranzistoare este foarte asemanatoare cucea a tranzistoarelor de putere Cll efect de camp,MOSFET, cu canal de tip "n", cu funqionare In domeniul de acumulare de purtatori de sarcina.Stratul suplimentar P+ ,realizat prin impurificare adecvata pe partea colectorului, conduce launtranzistor bipolar PNP suplimentar, care Impreuna cu tranzistorul MOSFET existentalciituiesc noul tranzistor IGBT. Din pacate In structura semiconductoare apare in mod automat§i tranzistorul NPN "parazitar", care, impreuna cu tranzistorul PNP conduce la 0 structuranedorita de tiristor care poate fi responsabil de fenomene deacfO§are In timpul funetionariitranzistorului cu comanda prin camp. Acest tiristor suplimentar este insa dezactivat prinintegrarea rezistentei RB de valoare foarte midi Qi prin realizarea pe cale tehnologica atranzistorului parazitar NPN cuun factor de amplificarein curent cat mai mic. Ca urmaretranzistoarele IGBT moderne functioneaza la tensiuni colector - emitor mari, Qi in cohditiileunar varialii rapide ale tensiunii colector - emit or radi a acro~a In mod accidental, altfel spuscaracterizandu-se printr-o structura "latch-up free", [16], [18], [19].

E E E-Emitor

I

~~~G

f iGC a 1 )

,;,,- rl-QE

I N-

?l_oG L-... N+

) P+b

Ic a 2) C bJ c)

0

C-Colector

Figura 4.1. Simbolul si structuratranzistoarelor IGBT.

Tranzistmirele IGBT pot sa funclioneze in zona activaa caracteristicii de ie§ire, inregim de amplificare. Ele se utilizeaza ins a foarte rar in astfel de aplicatii. Ca§i in cazultranzistoarelor bipolare de putere §i a tranzistoarelor eu efect de camp de putere, conditiile deevacuare a Gilldudi produse in timpul functionarii limiteaza sever puterea disipata maxima, inregim de amplificare performanrele acestor dispozitive semiconductoare nepurand fi exploatate

decat intr-o proportieextrem de mica. Tranzistoarelebipolare cu comanda prin camp sefolosesc in mod normal in regim de comutaj:ie,sHirile stabile fiind cea blocata, candtensiuneacolector - emitor este mare, curehtul de colector fiind practic nul, respectiv cea saturata candtensiunea colectQr - emitor are valoarea midi, corespun~atoare satura1iei,curentul de colectorfiind curentul sarcinii.

l~J,~Ie,

vCE,Pan

\'y Pan''--~'':'_---.-:-._-_.

a ~I I . . ..•. , .. _ . .__ _

Figura 4.2. Comut,atiatranzistoarelor IGBT.

R iC~.~>-----~

I t

1(S.,I)I --0--

1

- :1'Cireui t.v CE '~ v GE de,

_______'_j, 0/ I eomanda

"Figura 4.3. Circuitulcomutatieidirecte.

Trecerea· tranzistorului IGBT din starea blocata in stare de conducrie se nume~tecomuta}ie directa. Acest proces este prezentat in Figura 4.2 pentru cazul unei sarcini rezistiveincolectorul tranzistorului, [17]. Circuitulde masurare folosit rezulta din Figura 4.3. Comutariadirecta se desIa§oara sub efectul aplicarii tensiunii de comanda VGEM in circuitul grila - emitoral tranzistorului. Tensiunea de grlla VOL! evolueaza exponemial, dupa 0 lege care depinde §i derezistenla din circuitul de grila, RG. Procesul de comutajie este caracterizat de doua intervale.de timp distincte: tiIllpul de intarziere sau de stocare, td, respectiv timpul de comutare propriu -zisa sau timpul de cre~tere, tr• Ca urmare, timpul de comutare directa, ton, va fi:

Pierderile in timpul comutaliei directe evolueaza conform curbei PONdin Figura 4.2. Valoareaacestor pierderi, pentru tensiune colector - emitor §i curent de coleetor date, depinde de duratacomutariei, controlabila prin rezistema din cireuitul de grila, RG•

t1,88,9

ic,vCE,Poff

Figura 4.4. Comutatiatranzistoarelor IGBT.

Procesul de comutarie inversa, numit ~i de blocare, este evidenJiat prin Figura 4.4. A~acum rezulta din circuitul de masurare alilturat, Figura 4.5, blocarea tranzistoarelor IGBT esteluata in considerare in condiJiile unei sarcini rezistiv - inductive in circuitul de colector aldispozitivului semiconductor. ComutaJia inversa are loc prin aplicarea tensiunii negative VEGM

circuitului grila - emitor al tranzisiorului. Ca urmare tensiunea de grila vGE va evolua catre nouasa valoare stalionara tot exponenJial, constanta de timp fiind ajustabila cu ajutorul aceleia~i"rezistenle RG. Comutalia inversa a acestor tranzistoare are loc tot in doua etape, caraeterizateprin urmatoarele intervale de timp: timpul de intarziere la blocare ts ~i timpul de comutarepropriu-zisa san de cadere, tf' Timpul total de comutare, toff' va fi prin urmare:

toff= t s+ t f (4. 2 )

\+G \~-

II

Figura 4.5. Circuitulcomutatiei inverse.

Nu este obligatorie folosirea unei tensiuni negative VEGM pentru blocarea tranzistoruluiIGBT. Comutaj:ia inversl1 poate avea loc ~i prin aducerea potenj:ialului grilei la valoarea acorespunzatoare potenj:ialului emitorului. Avantaje legate in special de viteza de comutaJie ~ide siguranj:a in funqioilare fac insa prima metoda preferabiUL

Conform figurii 4.5, in paralel eu sarcina este prevazuta 0 dioda de curent invers.Aceasta nu exclude insa in intregime supratensiunile Ia bomele circuitului eoleetor - emitor,caraeterizate prin valoarea maxima vCEM a tensiunii la blocare. Aceste supratensiuni suntrezultatul prezenlei inductivitaj:ilor parazite din circuit care nu pot fi eliminate in"totalitate nicicu eea mai ingrijita proiectare a cablajului.

Curba "mareata eu Poff in Figura 4.4 evidenriaz3. pierderile de putere in timpulcomutaJiei inverse, pierderi de putere care depind de timpul de eomutare, deci pot fi influemate~i ele prin valoarea rezistenlei RG de la ie§irea etajului final de comanda al tranzistorului. Incazul tranzistoarelor IGBT 0 atenlie deosebiti'i trebuie~te acordatii faptului ca curentul decolector mai pastreaza 0 valoare redusa un timp relativ lung dupa terminarea procesului decomutare, caud tensiunea colector - emitor a atins deja valoarea sa de regim staj:ionar, VCE'

Datorita acestui curent redus, numit in literatura tehnicade limba engleza "tail current",pierderile totale de putere la revenirea inversa sunt apreciabil marite.

, f:,.V CE~---:tvCE=vCC

Figura 4.6. Comutatia directa atranzistorului eu functionare inregim de impulsuri si sarcina RL ineolector.

In regim de impulsuri, in cazul unei sarcini rezistiv - inductive in circuitul de colectoral tranzistorului, conditiile de comutatie devin mai severe deoarece in momentul comenzii desaturare diodade nul DF se gase~te in conducrie. Ca urmare la comutarea curentului de sarcinain circuitul de colettor al tranzistorului acesta va prelua in mod suplimentar ~i curentul derevenire inversa al diodei. Figura 4.6 evidenliaza comutaria directa a tranzistorului in acest caz

practic, cireuitul luat in considerare fiind prezentat in Figura 4.7. Curentul maxim printranzistor po ate fi redus prin aiegerea optima a timpului de comutatie, apelandu-se din nou 1£1.rezistenla RG. Aeeasta este insa dbar 0 posibilitate de imbunatatireacomutaj:iei, efectul maximrezu1tand prin fo1osirea unor diode supresoare, DF adecvate tranzistoarelor IOBT. Aceste diodesunt caracterizate printr-o caracteristica de revenire inversa moale, numita "·soft recovery" inliteratura tehnidi de specialitate de limbi'! engleza. Un factor care mare~te siguranla in·funcjionare a circuite10r electronice cu tranzistoare IGBT este ~iace1a ca producatorii livreazade obicei module care conjin un tranzietor asociat cu dioda. de curent invers corespunzatoare,earacteristicile din catalog referindu-se 1£1. ventilul de tensiune astfel objinut. Modulelecomplexeeu doua tranzistoare ~i doua diode, destinate unui "bral" de convertor polifazat u~ureaza inmasura ~i mai mare proiectarea circuitelor cu tranzistoare lGBT, eliminand ~i 0 mare parte dinproblemele de supratensiuni de comutalie create de inductivitalile parazite datorate unui cablajinsufieient. optimizat.

l~'CEI~+GE I-::~::~J

.-.J

Figura 4.7. Circuitul de testare alcomutatiei in regim de impulsuri pe sarcinaRL.

In mod asemanator tranzistoarelor bipolare de putere sau tranzistoarelor cu efect decamp de putere, in nici un regim de lucru punctu1 de funcjionare al tranzistoarelor IOBT nu arevoie sa paraseasea un domeniu bine definit al caracteristicii de ie~ire, lc = f(UCE)' numit ariade funcj:ion.are sigura, SOAR. Figura 4.8 evidenjiaza aha de funCj:ionare sigura pentrutranzistoare IGBTde 100 A ~i 1000 V, produse de catre firma SEMIKRON, [20]. Diagramase refera 1£1.funcj:ionare in regimde curent continuu ~i in regim de impulsuri. Este foarteimportant de remarcat ca alli produditori furnizeaza diagrama pentru aria de funcjtonare siguradistinct pentru regimurile neperiodice de funcjionare respectiv pentru regimurile period ice defu11cjionare ale tranzistorului bipolar cu comanda prin camp, .[17].

Ceea ce confera un grad superior de robustej:e tranzistoarelor IOBT in raport eutranzistoarele bipolare de putere. ~i tranzistoarele cu efect de camp de putere este faptul difunCj:ionarea in regim de scurtcircuit este posibila,. [20). Evident, acest mod de lucru trebuie safie 0 exceplie ~i nu 0 regula. Regimul de lucru periodic este admis numai in interiorul ariei defunqionare sigma, unde temperatura 'jonqiunii ramane 1£1. valori admisib,ile daca racirea

dispozitivului se face in conditiile prescrise. Functionareain regim periodic de scurtcircuit nueste admisa. Un tranzistor IGBT poate intrerupe prin COlllal1daadecvata pe grila un scurtc:ircuitcare a.iunge la curent-i de pana la8 ori curentul nominal, la tensiuni de lucru de 80% din Uebma, cucondilia ca semnalul de .comanda de blocare sa fie generat in mai put-in de 10rnicrosecunde de la aparilia scurtcircuitului. Aceasta performanla rezulta prin faptul ca structurade tiristor parazitar din configuratia tranzistorului IGBT riimane "latch-up free" chiar ~i in acestregim deosebit de sever de functionare. Performanla aceasta este exploatati:i de proiectant-i insensul fiabilizarii circuitelor cu IGBT, prin folosirea unor reactii de curent chiar in etajul finalde comanda, pentru comenzi de blocare rapida incaz. de scurtcircuit, asociat cu rezistenle deblocare in circuitul de grila, Roff, de valoare marita,pentru a evita supratensiunile ~i oscilariilede tensiune la blocare. In mod suplimentar se recomandiiin acest caz. ~i diode Zener de 16 V,de comutaJ.ie, in ::Intiparalel, montare direct in circuitul grila - emitor auxiliar, pentru a prevenidistrugerea stratului de oxid izolator, datorata unei supratensiuni mai mari de 20 V in circuitulde grila.

i I; I-- 'c I I --

fp.-J ~ ~ I 10}J5

I I tOO tJ5I ==='- ---

-"- lrils

~i-

/ DC

=~-

1"- --,

, f". ~-,- ,

I "",,,, ,f

II ==.- =,---f---

I I "CE.•1

mo •..

-4====='-1__- .~ t

\03_

UCE IV

IFigura 4.8. Aria detranzistoarelor IGBT.

Figura 4.9 se refera Ia un circuit de testare a regimului de scurtcircuit pentrutranz.istoarele IGBT. Acest circuit corespunde unui chopper de uncadran la care sarcina estescurtcircuitata. In mod normal numarul scurtcircuitelor eliminabile prin comanda se indica incatalog ~i are 0 valoare limitatil, ca urmare aparitia lor intr-un convertor trebuie~te contorizatil,asociat cu informarea sist~mului de comanda al instalatiei, in vederea decuplarii automate incazul repetarii evenimentului.

I~lL -J IS" I:;.1 1.-: I 50s<

10 fJ5 I

Figura 4.9.tranzistoarelorscurtcircuit

CircuitulIGBT la

de testarefunctionare

S'iguranla in funclionare a convertoarelor electronice de putere cu tranzistoare IGBTse poate asigura prin folosirea circuitelor de comandii optime, asociat ell circuiteeorespunzatoare de proteqie impotriva supratensiunilor §i curell1ilor descurtcircuit. Unconvertor 1)ine proiectat trebuie sa ofere un grad dit mai ridicat de autoproteclie, chiar §i incazul unor semnale de comanda gre§ite sau afectate de un nivel ridicat de zgomote. Tocmai dinaceste motive in continuare se vor analiza detaliat prineipiile specifice de comanda §i deproteclie pentru cireuiteleeleetronice eu tranzistoare IGBT.

Penlru un singu:r tranzistor bipolar Cll comanda prin camp din configuralia unuiconvertor electronic de putere circuitul de comandii adecvat rezultii din Figura 4.10, [21]. Sepresupune ca sistemul de reglare §i comanda al convenorului se bazeaza pe un micro calculator ,(PC, microcalculator specializat, DSP, transputer, etc.). Impulsurile propriu-zise de comandiisunt generate de un circuit specializat pentru modulare in duratii a impulsurilor, PWM §i sunttransferate in circuitul de comanda al tranzistorului prin intermediul unui transformator deimpulsuri in vederea separiirii galvanice. Folosirea de optocuploare in acest scop este dJasemenea larg raspanditii. Separarea galvanicii este vital necesara intrucat pe de 0 parte eireuitulelectronic de putere este afectat de serioase zgomote de natura electricii §i pe de alta partepotell1ialul emitorului tranzistorului IGBT comandat poate fi variabil in timpul funqionariiconvertorului. Circuitul de comanda al tranzistorului conline un etaj de comanda prefinal §i unulfinal. Etajul de comanda pre final preia semnalul de comanda §i 11transfera amplificat etajuluifinal daca nu se constata un regim de avarie in vecinatatea trapzistorului. Etajul de comandafinal comanda tranzistorul in astfel de condiliHncat sarezulte comutalia optima in circuitulcolector - .eIJJ.itor. hnpulsul de comanda se poate suprima sau intrerupe dad temperaturajonqiunii depa§e§te valori1e admisibile, daca in stare blocata a tranzistorului tensiuneacolector-emitor nu este suficient ae mare §i in conduclienu este atinsastarea complet saturatii sau, in

ultima install1a, dadi se sesizeaza un curent de scurtcircuit in circuitul colector - emitor. Pentrua se exploata posibilitatea tranzistoarelor IGBT de a elimina prin comanda curentii descurtcircuit, semnalele de eroaresetransfera in timp minim direct etajului prefimil de comanda.Circuitele integrate moderne pe~tru comanda tranzistoarelor IGBT returneaza, cu separaregalvanica semnalul de eroare ~i ditre microcalculatorul care comanda convertorul, sau intregulproces, pentru contorizare ~i decuplare definitiva dad abaterea apare de mai multe ori in mod,succesiv. Evident realizarea circuitului de comanda in configura!ia prezentata este relativ dificiladar utilizarea tranzistoarelor IGBT nu se poate concepe rara circuite integrate de comandaspecializate. Acestea exista pe piata, produdltorii de tranzistoare oferind circuite1e de comandaadecvate produselor lor.

JII[ Eta] decomanda pre final

Etaj decomanda final

r - - - - - - - - - - - -I

I II' .

'JSupraveghere I :~-L~e temperatura r- :, ,

: 1==A=s=rc==1 :,II,,II

,,,l~. _" . . __ .!'

Figura 4.10. Circuit de comanda cu functii deprotectie bazate pe senzori integrati. Schema bloc.

Figura 4.11 pune in evidenta un circuit de comanda pentru tranzistoare IGBT la caresemna1ul aplicat in circuitul grila - emitor este prelucrat de un amplificator integrat ~i transferatin grm} printr-un etaj final cu tranzistoare bipolare complementare. Se folose~te sursa dubla detensiune continua pentru a mentine negativata grila tranzistotului IGBT in timpul starii deblocare. Intre ie~irea' etajului final ~i grila se afla 0 singura rezistenta RG, constanta de timp acircuitului de comanda fiind aceea~i atat pentru procesul de saturare cat ~i pentru procesul deblocare, [21]. Formele de unda care caracterizeaza evolutia tensiunii ~i curentului din grila in

cazul folosi1'ii ci1'euitului dese1'is mai sus, sunt p1'ezentate prin Figura 4.12. Prin modificareavalo1'ii 1'ezistenlei Ro se poate ajusta du1'ata de stabilire a regimului quasistationar in circuitulde griHi ~i prin aceasta optimiza in mod relativ comutatia tranzistorului.

Figura 4.11. Schema electronica de principiupentru circuitul de comanda al unuitranzistor IGBT.

Este foarte important sa revenim mai detaliat asupra problemelor pe care Ie ridicarezistenta Ro din cireuitul de grila al tranzistorului IGBTintrudit aeeasta influenreaza intr-omasura hotaratoare procesele de comutarie directa §i inversa. Figura 4.13 seoate in evidenradependenra timpilor de comutarie de valoarea acestei 1'ezistenre,[21]. Pentru optimizareaeomutariei tranzistoarelor. bipolare eu eomanda prin camp s-au dezvoltat circuite de ~mandacu perfo1'manre superioare in care etajul finql de comanda este astfel conceput incat douarezistente diferite, ROF 1'espectiv ROR impunindependent constantele de timp de incarcarerespeetiv de desdireare a capacWirii grila - emitor, [20].

Cre§terea valorii rezistenrei Rop are drept consecinre: pie1'deri marite intranzistor lasatura1'e, pierderi ma1'ite la reveni1'ea inversa a diodei supresoa1'e, pierderi totale de eomutaJiemarite, timp de stocare marit la revenirea directa, viteza de variarie a tensiunii colector - emit ordv/dt redusa §i curent invers maxim diminuat in dioda supresoare. La alegerea valorii rezistenreiRop trebuie§te gasit un compromis intre urmatoarele elemente:

- pierderile totale de comutarie directa admisibile in tranzistorul IGBT §i pierderile deblocare in dioda supresoare;

- timpul maXim admisibil de stocare la satu~are raportat la curentul maxim comutat §if1'ecventa maxima de comutarie;

t On Off On.- - - -f f

~VGEI

I I/ I II 1 fI I I

I \ I t~J I JI \ II «'lEG

\ .•..

Figura 4.12. Tensiunea si curentul incircu~tul grila~ emitor al trazistoruluiIGBT.

In cazul rezistentei RCR, marirea valorii sale are drept rezultat urmatoarele consecinterelativ la procesul deblocare ~i performanJele generale ale tranzistotului IGBT: cresC pierderilede comutatie la blocare ir. tranzistor, cre~te timpul de intarziere la blocare, cre~te timpul decadere, seade viteza de variatie a tensiunii coleetor - emitor, dv/dt, scad varfurile de tensiune

la bloeare §i, in sfiir§it,ere§te sensibilitatea la variaJii rapide de tensiune atranzistorului bloeat.La dimensionarea valorii rezistenJei RGR va trebui gasit un eompromis intre urmatoareleelemente:

- pierderile totale la bloearea tranzistorului §i intiirzierea admisibiIa la blocare care·influenJeaza curentul maxim comutat §i frecvenJa maxima de lucm;

tont ft off[PS]

'O,5

VLF=VLR=1SVI

I-- tvJ- 2SoC ---rI - - -- tVj~1250C

I I I -__1,_ It O~fII I -II I J!

I v:I I

.., - - .., .... -- V , Jt pr i- --- -- /' , !/

- - - /'

I - - - --r- ------- /'---- - r' ./'/

I

I, / / ,--' - ,--- - - /----- t f- - - -- - - - - ~-- - - -- ./', -----

I , -------- -----I ~ II I -j I ------------ I I

I -- ----+---I

III

I I II LIJI I0,1

0,S 30 50RG[<;L]

-Figura 4.13. Influenta rezistentei din circuitul decomanda asupra timpilor de comutatie.

Informativ se poate preciza ca la tranzistoarele IGBT actuale cataloagele recomandapentru cele doua rezisteilJe valoricuprinse intte 3.3 §i 27 ohm, dar nU'mai mari dedit 5Clohm.De asemenea se mai recomanda ca rezistenla RGR· sa nu depa~easea cu mai mult de 18 ohmvaloarea rezistenlei RGF.

In eontinuare se prezinta eiiteva circuite de comanda la care se pot optimizaiI1dependent procesele de comutalie directa §iinversaa tranzistorului princomponente adecvatalese,in cireuitul de grila, [21]. Figura 4.14 se refera la un circuit in care etaju1 prefinal esterealizat ell un circuit amlificator integrat iar etajul finalse bazeaza pe un circuit ell tranzistoarein eontratimp.

RCF C

G

IC

!VGEE

: R GR

Figura 4.14. Principiul circuitului decomanda eu tranzistoare in contratimp.

Varianta explicitata de Figura 4.15 are un singur etaj care folose~te un circuit integratspecializa~ pentru comanda tranzistoarelor bipolare cu comanda prin camp.

Figura 4.15.tranzistorului·speeializat.

Prinqip.iuleu circuit

G, 0Ie I

I-

~veE

eomenziiintegrat

Circuitulprezentat in Figura 4 .16 are din nou oconfigurarie in doua etaje, primul bazatpe un amplificator integrat iar al doilea folosind tranziStoare complementare. 0 caracteristic?comuna a tuturor· circuit~lor de comanda indicate esteaceea ca folosesc, pentrufiecaretranzistor lGBT comandat cate doua surse de tensiune continua flotante. Acest fapt se constituie

ca un dezavantaj, daca luam In considerare faptul ca un convertor modern poate avea un numarrelativ mare de ventile

. Figura 4.16. Principiul circuitului decomanda cu tranzistoare complementare.

in configuratia sa. Pe de 0 parte aceste sur~e de tensiune pot apela la un singur transformatorde inalta frecventa eu un numar adeevat de seeundare ~i stabilizare loeala. Investitia esteaeceptabila dacii se ia in considerare eonsumul de putete practic neglijabil al cireuitelor decomanda propriu-zise.

Figura 4.17. Principiul comenzi:i fara surse,:de tensiune locale.

Pe de aWiparte, acolo unde acest lucru este po sibil, se recomanda circuitul de comandadin Figura 4.17, [19], care are caracteristic faptul ca tensiunea de a1imentare neeesara se iaehiar din circuitu1 de tensiune continua de aliment are a partii electronice de putere In carefllllqiolleaza tranzistorul.

Circuitele prezentate mai sus au un caraeter principial. Pentru proiectare se recomandaeonsultarea documentaliei oferite de producatorii tranzistoare1or IGBT care modernizeazapermanent ~i oferta concreta in domeniul circuitelor de eomanda ..

Informativ, Figura 4.18 evidenJiaza un caz concret in care etajul pre final se bazeazape amplificatoru1 operational de uz general LM311 iar etajul final este realizat cu circuitu1integrat inonolitic SG 1644.

A§a cum s-a precizat 1a analiza schemei generale de comanda a tranzistorului bipolarCll comanda prin camp, IGBT, funqionarea sa sigura este conditionata de detectarea la timp §iCll acuratej.e a curenj.ilor de scurtcircuit, in vederea e1iminarii lor prin comanda directa de"blocare. In continuare se iau in consider are cateva configuraj.ii posibile pentru detectarea optimaa acestor curenJi de scurtcircuit. Este evident ca' semnalele de reaqie astfel obJinute pot servi~i pel1tm scopuri de supraveghere §i reglare in conditii normale de funcJionare, in circuitul decomanda ierarhic superior, in acest scop fiind necesara doar amp1ificarea §i transmiterea lor,cu luarea in considerare a separarii galvanice.

ClcCol! ;;;;-l-rcomanda --...I "-.J

rI lntrare

ld

I

Figura 4.19. Principiul detectarii curentilorde scurtcircuit in circuitul intermediar detensiune continua.

Clfcuitul din Figura 4.19 contine un singur punct de supraveghere al supracurenlilor,amplasat In circuitul sursei de tensiune continua care alimenteaza convertorul, deci in circuitulde intrare.Circuitul prefinal de comanda al fiecarui tranzistor transfera scmnalul de comandacatre etajul final· numai in condiliile in care curentul de intrare in convertor se gasc§te intrelimite <tdmisibile. Principiul este simplu, economic fnsa nu asigura decat 0 proteclie relativa aventilclor serniconductoar.e. Originea supracurcH1i1or din circuitul sursei nu estc evidenliata.Solulia propusa se poate folosi cu succes la convertoare cu tranzistoare IGBT, fn gama de puterimici.

In cazul variantei din Figura 4.20 amplasarea punctelor de masura se face in circuitulde ie§ire al convertorului electronic de putere. Prelucrarca cclor doua semnale de reaqie se faceasemanator ca §i in cazul circuitului anterior. Fiecare din cele doua semnale dc rcaclie de curenttrebuie sa se gaseasca intre limitele admisibile §i circuitul de comanda al fiecarui tranzistorIGBT al convertorului trebuie sa. ia in considerare aceste semnale. Daca sarcina este legata instea, fiira concxiune de nul delinem informalie cu privire la curemii din taate fazele sarciniitrifazate. Nu se iau in considerare supracurenlii care provin in urma defectarii unuL dispozitivsemiconductor de putere. De asemenea nu se sesizeaza eventuale scurtcircuite pe bra! rezultateprintr-o comanda gre§itiL Aceasta comanda gre§itapoate u§or apare in urma unor zgomote pclinia de transmitere a impulsurilor sauprin parametri incorecli folosili la calculul semnaluluiPWM de modulare in duratii a impulsurilor. Din cauza acestor limitiiri principiUlde identificareal supracurenlilor din Figura 4.20 este folosit doar la convertoarele cu putere instalata medie.

'Figura 4.20. Principiul detectarii curentilorde scurtcircuit ,pepartea sarcinii.

Q varianta de identificare optima a supracurentilor in vederea protejarii tranzistoarelorIGBT, aplicabiHi la toate tipurile de convertoare, inclusiv cele de putere mare, se prezintii inFigura 4.21. In acest caz se arnplaseaza puncte de masura a curentului in clrcuitlll colector -emitor al fiecarui tranzistor.

" •.. ,'::'

Lp~r-,

--0

-'-'-0

-0

IepFigura 4.21. Principiulcurentilor descurtcircuittranzistor in parte.

identificariila fiecare

La puteri mari toate sernnalele de reaclie de curent sunt luate in considerare in etajulprefina1 de comanda aJ fiecarui tranzistor. La puteri mici §! medii se poate opera in circuitulfiedirui tranzistor de putere IGBT numai cu reaclia de curent proprie.

~~---~I-II I " I v I

i r~ tl~~~1. i I --'---0~ _ I V CC Y CE <jJ---y------ ---0- -:L-,i \ ~ - CE <b----------o --J t\ ,, . ~' ---;;.. -~---,

- y i, -'~ ~

L---Figura 4.22. Principiulcurentilor de scurtcircuittehsiunii colector-emitor asaturate.

identificariiprin va+oarea

tranzistoarelor

In toate cazurile este binevenita 0 pre!ucrare suplimentara a sernnaJelor de reactie,principia! bazata pe o.logica de tip SAD, informalia rezultata fiind returnata ~i sistemului decomanda ~i reglare ierarhic superior. Aparent solu}ia este costisitoare, ins a existenla pe piataa unei oferte foarte largi in matefie de traductoare de curent cu separare galvanica infirmaaceasta ipotezii. .

. Daca protejarea fiecarui tranzistor impotriva supracurentilor din circuitu1 propriu esteconsiderata suficienta atunci se poate apela la 0 masurare indirecta de curent prin intermediultensiunii colector - emitor a tr-anzistorului saturaL Un circuit care corespunde acestui principiueste indicat in Figura 4.22. Rezultate satisraditoarese oblin in special in cazul in care circuitulde supraveghere, prezentat principia! ~i in Figura 4.10, permite §i returnareacu separare'galvanica a semnalului de eroare, dad! acesta exista, catre sistemul de reglare al convertorului.

o ultima problema mai trebuie~te explicitata pentru ea acest eapitolsa devina euadevarat uti! eel or care doresc sa proieeteze, sa experimenteze sau sa produca convertoare decalce eu modulare in durata a impulsurilor folosind ea dispozitiv semiconductor tranzistoarelebipolare eu comanda prin camp, IGBT. Este vorbade chestiunea extrem de importanta aprotejarii dispozitivelor semiconduct0<tre §i a convertorului impotriva supratensiunilor decomutatie §l asupratensiunilor externe. Aceste supratensiuni ,sunt inerente in orice convertor

deoareee mel eu eea mai ingrijita proieetare a cireuitului nu se pot elimina eompletinduetivitatile parazite; Lp•

R L

I [ ::TFigura 4.23. Circuit de protectie indi vidualapentru tr~n~istoare IGBT.

Figura 4.23 prezinta eateva cireuite de proteqieindividuala impotriva supratensiunilor,circuite care trebuiesc utilizate in parte, pentru fiecare dispozitiv semiconductor al unuiconvertor. Figura 4.23.a se refera la variantele foarte simplecu grup RC de proteqie, cu diodeZener de putere, respectiv 0 configuratiecombinata cu grupRC asociat, in paralel, ClL diodastabilizatoare de putere. Un circuit superior,bazat pe 0 relea RCD este evidenliat de Figura4.23.b, [17].

Valoareacapacitalii condensatorului de proteqie sepoate determina cu formula:

Puterea disipata de rezistorul din circuitul de protectie se stabile~te cu expresiaurmatoare:

Semnificalia marimilor care au intervenit in formulele de mai sus este:iCM ; curentul de co lector maxim in regim de funC}ionare normal; ,dVCE/dt : panta de cre~tere admisibiUi pentru tensiunea colector -~mitor' a blocarea

tranzistorului;VCEICRMtfg min

convertorului;fo

: tensiunea colector - emitorinainte de saturarea tranzistorului IGBT;: curentul de co lector de virf periodic, maxim admisibil;: durata minima a tensiunii grila - emitor, la funcrionare normaHl a

Pierderile de putere in acest circuit de proteetie s\:111trelativ ridicate ca valoare ~i crescin mod semnificativ cu cre~terea frecvenrei de lucru a tranzistoarelor din convertor. Din acestmotiv acest circuit de protecIie se utilizeaza in convertoarele cu un numar redus de tranzistoarede putere. La circuitele in punte trifazata folosirea acestui circuit este posibiHi, ~a cum rezulta~i din Figura 4.24, dar se recomanda numai pentruconvertoarele cu put ere instalata midi,destinate a funcriona la frecvenle de lucru relativ reduse.

Pentru convertoarele care opereaza pe baza tehnicii de modulare in durata aimpulsurilor, cu funcIii de comparare deinalta frecven~a, serecomanda alte circuite de proteclieimpotriV<l supratensiunior de comutalie ~i din releaua de alimentare.

Figura 4.25 prezinta un circuit de proteqie impotriva supratensiunilor, adecvatconvertoarelor in punte trifazata cu IGBT, care funcrioneaza prin modularein durata aimpulsurilor. Protecria se face cu rerele ReD comune pentru un bra! al convertorului. Valoareacapacitalii condensatorului din circuitul de proteqie se calculeaza cu expresia:

4L

M ')3 00

Figura 4.24. Aplicarea protectiei individuale latranzistoarele IGBTale unuiconvertor in punte.

Marimile care inte.rvin in expresiilede dimensionare prezentate mai sus auurmatoareasemnificatie:

Lp - inductivitatea parazita a circuitului cuprins intre sursa de tensiune continua~i Dodu! corespunzator bratu!ui convertoru!ui;

..J~"I

Figura 4.25. Prineipiul proteetiei tranzistoarelorIGBT eu grup ReD pe brat,

Pierderile In cazul folosirii aeestui circuit de proteelie sunt sensibil red use fala de eazulcireuitului prezentat In Figura 4.24. De aeeea configuralia deserisi'i In Figura 4.25 se recomandi'iin cazul convertoarelor eu IGBT cu putere instalata mare.

In eazul echipamentelor eu tranzistoare bipolare cu eomanda prin camp, eu putereinstalata medie ~i cu circuit In puine trifazaHi se poate folosi cu succes ~i circuitul de protecliecomun prezentat in Figura 4.26. Dimensionarea elementelor componente se poate faceasemanator cazului studiat mai sus. In fine, in eazul puterilor mici se recomandi'i un circuitsimplu indicat in Figura4 .27. Efectul inductivitatilor parazite de pe fiecare brat este controlatlocal eu condensatoarele Co. Un singur grup RCD este folosit pentru coptrolul supratensiunilorgenerate de inductivitatea parazita din circuitul sursei de eurent continuu.

]-, -·,luY- ~..c)~ •.~

'Figura 4.26. Principiul protectiei tranzistoarelorcu grup ReD coroun.

Exista 0 documentatie tehnica relativ bogata in domeniul circuitelor cu tranzistoarebipolare cu ~omanda prin camp, IGBT. Aceasta se refera atar la caracteristici funqionale,principii de comanda §i protectie specifice cat §i la () serie de aplicarii concrete in cele maidiverse dOn1eniiale electronicii de putere, [22], [23], [24], [25], [26].

Figura 4.27. Principiul protectiei distribuite atranzistoarelor dintr-un convertor trifazat.

, Cele,prezentate in acest capitol se constituie in acest,context"intr-un minimum de,informa!ie, 'suficienta fnsa utilizatorilor sau prezumtivilor utilizatoripentru a aplica eu suecesaceste dispoiitive semiconductoar~ performantein circuitele efectronice de putere.

,. ' . f '.

S.MODULAREA IN DURATA AIMPULSURILOR, MDI,TEHNICA DE COMANDA A CONVERTOARELOR

ELECTRONICE DE PUTERE MODERNE.

Utilizatorii convertoarelor electronice de putere dispun de echiparnente elect riceproiectate pentru a functiona la parametri optirni in conditiile alimentarii de la reteleconvemionale de energie electrica, ( retele de curent continuu, de. curent altemativ monofazatsau de curent altemativ trifazat ). Este complet lipsitde sens a pune problema reproiectarii,echipamentelor de utilizare a energiei electrice pentru conditii specifice alimentarii de la rerelelocale de energie electrica create cu ajutorul convertoarelor electronice de putere. S-ar intraintr-un cerc vicios, neproductiv ~i extrem de costisitor in care orice morlernizare in electronidide pute~e ar atrage un proces de reproiectare in alte domenii ca: ma~inile electrice,electrotermie, iluminat electric, electrochimie, etc. Fac' exceplie de la consideratiunile de maisus acele aplicatii speciale in care procesul tehnologic cere performante. care nu pot fisatisIacute cu elementele de execurie electrice din producria de serie. Se pot menj:iona aiciaplicarii 'speciale cum ar fi: acrionarea directa a bro~elor la ma~ini de rectificat, aqionareadirecta a frezelor dentare, acrionarea directa la ma~ini de echilibrat, cuptoare ~i instalarii detratament termic de inalta frecvema, instalatii speciale de galvanizare, etc.

Functia de conversie a formei energiei electrice este insa indeplinita de catreconvertoarele electronice de putere cu ajutorul dispozitivelor semiconductoare specifice carelucreaza in regim de comutarie, in cazul majoritarii absolute a aplicatiilor. In aceste condiriigenerarea unor retele locale de energie electrica caracterizate prin pararnetri de natura electridiconstanri sau cu legi de variatie descrise prin funerii continue ~i netede de timp constituie intr-adevar 0 problema importanta ~i totodata dificila. Electronica de putere, in chiar fazele sale deinceput, a gasit raspunsul adecvat acestei probleme, bazat pe folosirea convertoarelor cu maimulte nivele de tensiune la ie~ire respectiv, bazat pe aplicarea metodei de comanda prinmodulare in durata a impulsurilor, MDI. Acest principiu de comanda este cunoscut in literaturatehnidi de specialitate de limba engleza sub numele de "Pulse Width Modulation", PWM, numerelativ incedirenit ~i la noi.

Proiectarea ~i realizarea convertoarelor electronice de putere Cli dispozitivesemiconductoare care permiteau doar frecvente modeste de comutatie a limit at insaperformantele realizate prin aplicarea .metodei de comanda cu modulare in durata aimpulsurilor. Folosirea tehnicilor de modulare bipozitionala sau tripozitionala, asociat custrategii relativ dificil de implementat de sincronizare intre functia de modulare ~i cea decomparare, [27], au imbunatatit intr-o oarecare masura calitatea energiei electrice furnizate laie~irea convertorului. Numarul redus de pulsuri de tensiune la ie~ire afecta in mod senmificativ~i investitia in filtrul de ie~ire care nu putea fi exploatat totdeauna in mod eficient in tot

domeniul de lucru.ApariJia tranzistoarelor de putere, (bipolare, MOSFET ~ieu deosebire IGBT ) a largit

in mod speetaculos aria deaplicare a metodei de comanda prin modulare in durata aimpulsurilor, MDI. In literatura tehnica de specialitate in limba romana lucrarea [11] abordeazaproblematica convertoarelor modeme cu comanda MDI, care benefieiaza ~ide avantajele oferitede dispozitivele semiconductoare de putere capabile a lucra in inalta frecvenJa ~ide cele oferitede sistemele de reglare ~i de comanda discrete cu microprocesoare. Folosirea comenzii MDIpermite convertoarelor electronice de putere sa genereze retele locale de energie electridi cuperformante foarte apropiate de eele ale surselor clasice, in condiJiile in care devine disponibil§iun grad superior de reglabilitate la ie§ire..Asoeiat eu aceasta, convertorul electronic de puterecu MDI poate avea §i 0 comportare ecologica atilt din punctul de vedere al consumatorului eftt§i din cel al retelei de alimentare care dimane, in mod evident, sistemul energetic de eurentalternativ.

Metoda de comanda prin modulare in durata a impulsurilor, MDI, se aplica in prezentla toate categoriile de convertoare electronice de putere, inclusiv convertoarele de ca/cc eueomutaJie proprie care constituie obiectul acestei lucrari. Din acest motiv prezentul capitol vafi destinat unei analize cat mai actuale privind performanJele, modul de aplicare ~i tendinJelede dezvoltare in acest domeniu. Se va presupune ell.eonvertoml are configuraJia de puntetrifazatll.realizatll.cu ventile de tensiune aldltuite din tranzistoare de putere, (bipolare, MOSFET.sau IGBT) prevazute eu diode de curent invers. Aceasta configuratie are raspandirea cea mailargll., atat in cazul redresoarelor cu comutatie proprie cat ~i in cazul invertoarelor. De altfeleste bine sa precizam chiar aici ea din motive legate de menlinerea pennanenta a punctului defunclionare al tranzistoarelor de putere in cadrul restrans al ariei de funqionare sigura toateconvertoarele realizate cu aceste dispozitive semiconductoare sunt convertoare de tensiune. Nueste posibila realizarea IDlor convertoare de curent, bazate pe ventile decurent, in modasemanator circuiteloi eu tiristoare lara diode supresoare, insa folosind tranzistoarele. A§acumse va preClza la sfiir~itul acestui capitol ~i exemplifica in capitolul urmator, acest fapt nu seconstituie ca un dezavantaj deoarece comanda prin modulare in duratii, MDl, permite ~iimplementarea invertoarelor de tensiune cu tranzistoare, eu caracter de sursa de eurent.

Nu ne yom referi separat la particularitalile comenzii prin modulare in durata aimpulsurilor, MOl, in cazul convertoarelorde cc/cc. Aceasta situa.tieeste intr-adevar specifica~iconvertoarelor de ca/cc in configuraJia redresor neeom,mdatasociat cu circuit aval de reglarea tensiunii ~i de corectare a factamlui de putere, [28]. 0 serie de clasifica:t:ise pot gasi insa in[27], iar metoda de generare a semnalelor de comanda este relativ simpla, constituindu-se caun caz particular al eelor ce vor fi expuse in continuare.

Pentru analiza metodelor de comanda prin modulare in durata a impulsurilor, MDI,yom lua in considerare un model simplificatcal eonvertorului trifazatin punte care este prezentatin Figura 5.1, a. Convertorul este realizat cu ventile de tensiune, conform eu precizarile de maisus. Deoeamdatii nu yom defini 0 intrare, respectiv 0 ie~irepentm acest circuit deoarece numaiaplicaJia specificll.,in domeniul redresoarelor sau invertoarelorpermite acestlucru. Pe parteade curem continuu se gase§te 0 sursa de tensiune continua de valoare Ud iar pe partea de eurentalternativ un sistem de bobine de reactanJa cupleaza convertorulla reJeaua de ca, (bobinele potlipsi daca reJeaua are caracter inductiv, lucru valabilla aplica.tiide tip invertor). lndiferent destrategia de comandii a ventilelor convertomlui, fazorul tensiunii de pe partea decurentalternativ nu poate oeupa decat 8 pozi.tii raportat la cercul din Figura 5.1 ,b. Dimre acest 8poziJii numai 7 sunt distincte, triplete1e alaturate poziJiilor stabile explicitand stareadispozitivelor semicondllctoare din ventilele de tensiune de pe fiecare braJ al convertomlui. Cu1 s-a marcat situatia in care conduce ull ventil numit "superior" ~icaneetat labara L+, respectiv

cu 0 situaJia cand conduce un ventil numit "inferior" §i conectat Ia bara L Ordinea cifrelor dinHecare triplet corespunde celor trei braj:e ale convertorului, considerate de la stanga la dreapta.Fazorul tensiunii de pe partea de curent altemativ al cOllvertorului este 0 numai daca toateventilele superioare, respectivinferioare conduc. Evident tensiunea dlntre nodurile a, b,respectiv c va fi totdeauna dreptunghiulara. Ordinea in care se parcurg punctele de pe cere decatre fazoruI de tensiunepoate fi absolut arbitrara.

Figura 5.1. Convertorul trifazat inpunte si orientarile posibile pentrufazorul tensiunii u.

Pentru ca acest convertor electronic de puteresa satisfaca celor mai pretenlioaseaplicalii de conversie caJccsau cc/ca este de dorit ca fazorul tensiunii de pe partea de curentalternativ sa fie condus , cu viteza constanta in regim stalionar, chiar pe cercul delimit at de cele I6 puncte stabile de tensiune nenula. In acest caz tensiunea pe partea de curent alternativ aconvertorului va fi sinusoidala. Cu mijloacele actuale de care dispune electranica de putere acestlucru nu este posibil. Cafuanda prin modulare in durata a impulsurilar are drept scap sa asigurefazamlui acestei tensiuni a traiectorie dit mai apropiata de acest cere, cu folosirea la maximuma performanle1or oferite de ditre dispozitivele semiconductoare modeme.

In concordanla cu cele prezentatc in capitolul 2, fazorul tensiunii de pe partea de curentalternativ a convertorului din Figura 5.1 va fi:

In fiecare ciclu de funcjionare cu durata. de 0 perioada T, 131 frecventa de luqu f =

liT, acest fazor paicurge complet ~i 0 singura data cercu! care conjine pozijiilesale stabile.Dad aceasHi parcurgere seface urmand in mod succesiv pozijiile stabile, convertorul vaproduce pe partea de curent alternativ 0 tensiune dreptunghiulara n<;:modulatiLPerioada T poatefi constantasau variabila in funcjie de aplicajie.

Comanda prin modulare in durata a impulsurilor presupune dividerea cic1ului defuncjionare de durata T in subintervale de durata constantaTp• In acest fel pentru conducereafazorului tensiunii pe 0 traiectorie catmai apropiata de cea in forma de cerc ventilele dinconvertor vor funejiona in cic1uri de frecvenja constanta fp:

1f =-P·T

p

Intrudit durata subintervalelor Tp este constanta aceasta metoda de modulare se va numisincrona. Pe parcursul acestor subintervale fazorul tensiunii va ocupa pozijii binedefinite,evident alese dintre cele 6 posibile pe cercul traiectorie, pentru intervale de timp totbinedefinite, astfel incat valoarea medie a fazorului tensiunii dreptunghiulare rezultante sa fie,egala toemai eu valoarea medic a fazorului tensiunii sinusoidale eorespunzatoare pentru acela~isubinterval de timp Tp, [29], :

1iTp. .U =-- u (t)dt~ T _:.s.. p a

Cu cat subintervalele vor fi mai scurte, cu atat mulJimea valorilor medii ale tensiunii pe duratelesuccesive Tp va aproxima mai bine forma de unda sinusoidala. In mod aparent fazorul tensiuniipe partea de curent alternativ a convertorului va fi eondus pe eereul care conjine cele 6 valoride tensiu,ne praetic realizabile. Cu eat subintervalele Tp vor fi mai scurte cu atar va cre~te ~inumarul de comutajii pe unitatea de timp ~i in mod corespunzator energia pierduta in convertor.Deci va trebui gas it un echilibru intre gradul de aproximare al traiectoriei circulare pentrufazorul de tensiune $i pierderile de comutajie.

In mod practic conducerea fazorului conform principiului descris mai sus implicadeterminarea in fiecare subinterval a starilor de eonducJie pentru toate cele 6 ventile dinconfigurajia convertorului. In acest scop se genereaza un semnal triunghiular bipolar simetriceu amplitudine unitara ~i cu perioada egaIa eu durata Tp a eic1urilor MDI. Acest semnal, numitfuncjie de comparare, e(t) se folose~te pentru determinarea starilor de conducjie pentru toatecele trei braje aleconvertorului electronic de putere. In cazul modulajiei sinusoidale un sistemtrifazat sinusoidal simetric de semnale, cu amplitudine ~i frecvenja variabila se constituie in eeletrei funcjii de modulare, m(t), care comparate cu c(t) vor stabili in mod univoc starile deconducjie a tuturar ventilelor din convertor. In intervalele de timp in care funcjia de modularecorespunzatoare unei faze este mai mare decat funejia de ,comparare trebuie~te sa. fie conecta\ventilul superior pentru ca tensiunea pe partea de curent alternativ saJie pozitiva respectiv, inintervalele de timp in care funejia demqdulare este mai mica decat funcria de compararetrebuie$te sa fie conectal ventilul inferior pentru ca tensiunea pe partea de curent alternativ a

bratului sa devina negativa. Amplitudinea functiei de modulare va impune valoarea efectiva atensiunii alternative generate eu ajutorul impulsurilor de tensiunecontinua constanta de valoare+Ud/2, respectiv, -Udl2.Frecventa functiei demodulareva impune frecve111aaceleia§i tensiunialternative. Rezumand, tensiuneape partea de curent alternativa unui brat va fi:

dacam(t) 2 c(t)da ca m( t) < c (t)

In cele expuse mai sus precum §i in ecualia 5.4 tensiunile continue s-au presupus masurate farade punctul M din Figura 5.1.

mCt)dtl t _

+1

I11,II

/ :'-I 1 I ' I ,1 ,

- -,~ - T - 1- - - - -- - - -,- ~-1- - - - -, " Ie I' I

I I ,"" T "'" I

t ' I"" P ,>1 1u(t) '_~. __ I , I 1

+Ud

,1I

1 I ,-,.-r_, I ,, I , t1 1 I1 I II I I

I I',- - - - - 1 -j -I -

I , I

1 I II I I1 1 I

Exemplificat pe un brat de convertor, pentru cateva cicluri de functionare, Figura 5.2prezinta modul de aplicare al comenzii prin MD I sincrone in cazul in care funcliile de modularesunt sinusoidale. Este indica! modul de determinare al punctelor de comutalie§i unda detensiulle rezultandi. Ace"t caz poarta' numele de modulatie sinusoidaHi naturala, [11]. Ea sepoate implementa cu circuite de prelucrare continua a semnalelor dar metoda este costisitoare,

relativ imprecisa - in special in regim tranzitoriu §i, practic, depa§ita moral. Implementareametodei de modulatie naturala in sistemele de comanda MDI discrete se love§te de dificultatilegate de stabilirea punctelor de comutare care, a§a cum se prezinta detaliat in [11], sunt datede ecualii transcendente, imposibil de solutionat in timp real.

Convertoarele electroniee de putere moderne sunt prevazute eu circuite de comandadiscrete care functioneaza subordonat unor sisteme complexe de comanda §i reglareaproceselor. Aceste sisteme de c01l1anda §i reglare sunt la randullor sisteme discrete bazate pecalculatoare de proces, calculatoare personale, microcontrolere de proces, procesoare discretede sernnal, transputere, etc. Sistemul decomanda discreta al convertorului are 0 1l1agistrala dedate la intrare care este comuna cu magistralade date a siste1l1ului 4e reglare disyreta aprocesului. 0 bUlla func!ionare a c01l1enzii MDl irnpune citirea la fiecare inceput de ciclu saude semiciclu a datelor referitoare la fazorul tensiunii ce trebuie§te generat pe partea de curentalternativ a convertorului. Aceste date pot fi sub forma componentelor fazorului Intr-unsistemfix de coordonate trifazate, a-b-c, ortogonale, d-qsau chiar in coordonate polare. lmportantesteca ele sa fie Ieactualizate pentru fiecare cielu MDl in parte, in caz contrar siste1l1ul de camandadiscreta al canvertorului reproducand pentru inca un subinterval Tp fazorul generat ill cielulanterior. Pe baza datelor primite de la sistemul de comanda §i reglare al procesului, circuitulde comanda discreta al convertorului va trebui sa determine· momentele de comutare aventilelor, Iacandu-se apella expresii matematice solutionabile in timp real. In acest scop sunt

.necesare tehnici de modulatie superioare modula}iei naturale.

m(t) .

dtJ t - - __m(t) + I

- - - ~- I -'- -1-~--

---t- - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - ~ -

1

1111-.-11111

1 1 I- - - - - t- ., -I -

'I 1 11 1 11 1 11 I 1

1 11 11 I1 11 1

-1 1 1 1 1 I

----~-~---- ----L-~-t_----1 1 T C ,.1 1 1I 1'< , I I

1< I Tp 1 ;:.1 I1 1 1 I I

Figura 5.3. Principiulesantionare uniforma.

Trei variante de modulaj:ie MDI vor fi analizate in cOhtinuare.Figura 5.:'3 scoate inevidenj:a cazul modula}iei sinusoidale prin e§antionare uniforma. Si in acest caz se iauinconsiderare numai cateva sub intervale de funqionare pentru un bra} de convertor. A§a cumrezulta din figura, valoarea funqiei de modulare de la inceputul subintervalului se meilJine petoata durata Tp, aceasta valoare constanta "comparandu-se" cu funqia de cornparare, c(t).Practic punetele de comutaj:ie sestabilesc prin caleul, cu expresii suficient de simple, [lll,pentru a fi posibiIa comanda MOl in timp real. Dezavantajele modulaj:iei sinusoidale prine§aTItionareuniforma constau in: abaterile relativ mari faj:a de modulalia natural a §i distribulianesimetridi a duratei de coneetare Te in interiorul subintervalului Tp. Pentru a se elimina celedoua aspecte negative men}ionate se utilizeaza pe seara larga' metoda de e~antionare uniformaasimetrica, explicitata prih Figura 5.4. In acest caz funqia de modulare se menline constantapentru fiecare jumatate de .subinterval Tp• Ca urmareaproxitnarea funcliei de modulare continueare lac in condilii superioare §i impulsurile de tensiune pozitiva pe partea de curent alternativa braj:ului sunt mai bine centrate in interiorul subintervalului. Calculul analitic al punctelor decotIlutaj:ie nu prezinta dificultaj:i deosebite, [11]. 0 comandii' MDI cu petormante superioarerec1ama insa in acest caz 0 viteza de luem dubIa din partea sistemului de reglare al procesuluicare trebuie sa furnizeze valorile fazorului de tensiune pentru fiecare jumatate de subintervalTp•

m(t)

elf) t -m(tJ +1

I11

I1

-1 I I I r I I----~-~---- ----~-~-~--1 I Te 1 I 11 I"" -~ IIIE I Tp I ::>' I__~__: ---+_~_I

I

1

II

1 -;;0.1

I1

1

I I II I 1 1_____ L _1_,_

: 1 II ,

: 1 II I I

'Figura 5 .4. Principiul modulatieiesantionare uniform asimetrica.

Caracteristicpentru metodele de modula!iesinusoidaHi prin e~antionare uniforma ~iprine~antionare uniforma asimetridi este aeeea ca fundamental a unnelor de tensiune generate pepartea de curent alternativ a bra!elor eonvertorului va fi defazat1lin mma funqiilorde modularecontinue folosite in cazul modulaliei naturale. In apliealiile de tip invertor, deci in eonversia deec/ea, in marea majoritate a cazurilor acest defazaj nu are nki un fel de consecinre nedorite,deci prezenra sa poate fi neglijatiL Problema se pune cu totul altfel in aplicariile de tip redresor,deci in eonversia de ea/ee, unde atat criteriilede funclionare ecologidi cat §i siguran!a infunc!ionare a convertorului impun 0 sineronizare perfecta eu re!eaua de curent alternativ ~i uncontrol riguros al fazei fazoru!ui tensiunii de pe partea de curent alternativ at convertoruluiraportat la faza fazorului tensiunii re!elei de ca. Ca urmare in acestdomeniu este recomandatao alta varianta de modulalie eare se preteaza mai bine'la funqionarea sincronizata a unuiconvertor electronic de putere comandat prin MDL Figura 5.5 prezinta acest tip de modulalienumit modulalie prin e~antionare uniforma asimetrica optimala, [301, [31], [32]. Caracteristiepentru aceasta metoda de modulalie este faptul di fune!ia de mod1.l1aree~antionata este constantatot pe durata unei jumat&ri de subinterval Tp. Valoarea funcriei de modulare e~antionate nu vaeorespunde insa eu valoarea funeliei de modulare continue de la ineeputul cic1ului defunerionare, ca ~i in eazul variantelor anterior prezentate. Ea va fi acum egala chiar cu valoareamedie a funeliei de modulare continue ealculata eorespunzat.or jumatalii respective desubinterval Tp•

m(t)em t _m{t) + 1

III

I

I

I,I

I I----;--1---- fc'-'I Tp

1-- ~~_:

IIII

I

II

II

II I I I-----'I-j,-

I ' II ' II ' II I

Figura 5.5 .Principiul modulatiei prinesantionare uniform asimetrica optimala

Inainte de a incheia discuJia referitoare la metodele optime de e§alltionare a funqiilorde modulare, m(t), se mai impune urmatoarea observaJie importanta. La convertoarelc modcrnecomandate prin modulare in durata a impulsurilori MDI,funejia de comparare, eet), are 0

perioada foarte redusa in raport cu cea mai mica durata, T, a ciclului de funqionare aconvertoruluL Ca urmare nu mai are nici un sens sineronizarea funcJiei de comparare ell niciuna dintre funcJlile de modulare. Aceasta se traduce printr~un deosebit avantaj legat deeliminarea unor eforturi tehnologice §i de programare deosebite.

Figura 5.6. Traiectoria fazorului tensiuniisi fluxului convertorului, pentru p = 18.

Prin alegerea celei mai bune metode de e§antionare a funqiilor de modulare pentru 0

aplieaJie data nu s~au rezolvat insa in mod automat toate problemele complexe ridicate decomanda MDI sincrona a convertoarelorelectronice de putere. 0 decizie asupra formeifuncjiilor de modulare se impune de asemenea. Acest lucru este insa posibil numaidaca vomanaliza originea deforrnarii curentului pe partea de curent alternativ a convertorului.

A§a cum s-a memionat deja, fazorul tensiunii alternative generate nu va putea fi condusniciodata cu viteza constanta pe 0 traiectorie in forma de cerc. Figura 5.6 arata cazuJ particularcand durata subintervaleJor Tp s-a ales·astfel ca 0 perioada T a tensiunii alternative produse decarre convertor sa cOllJina 18 cicluri MDI. Fazorul tensiunii alternative l!s(t) nu se va roti pe

cerc, dar, teoretie, va urma traiectofiapoligonului cu 181aturi,care aproximeazaf9arte binecercul. Fazorului !h(t), numit in continuare "fazorultensiuniiconvertorului", i se poate asoeiaun alt fazor, .'t,(t), [30], [31J, [32], definitprin expresia:

f~(t)dt

§inurnit "fazorul fluxului convertorului" . Dadi fazorultensiuniiconvertQrului s-ar roti eu vitezaunghiulara constanta pe ° traiectorie in forma de cere atllnci §i fazorul fluxului eonvertoruluis-ar· roti, tot cu viteza unghiulara constanta, pe aeela§i cere. Inacestcazcollvertorul nu ar fiosursa deregim deformant. Notand eu indicele"i" fazorulfluxului eonvertorului pentm cazulideal al traiectorieicirculare, .'ti(t), diferenp celor doua fluxuri comjuce la un "fazor al fluxuluideformant" , itvCt), care este propOl1ional en fazorul un al eurentului "deformant ~, conformecuaJiei urmatoare:

Traiec'Iot-ia fazorului fluxuluide referinta a convertorului

'. /'k~ .' .."'y'" 4J v(t)'",,~

\, " 4Jv II (1),~"

4Js(iJ.)~/..... '.•......'~\. //ij-.../ /" .. \ 4J vI ('I)\~-\\\\

. ~ ---'L~ _

Figura 5.7. Explicatiyap;riyind definireafazorului fluxului deformani. '

Definirea fazorului fluxului deformant §i al curentului deformant s~a faeut eu referire la modelulconvertorului in punte eomandat prin MDI indicat de Figura 5.1. Evident ea in cazulconvertorului ideal eomandat eu un numar infinit mare de pulsuri MDI, curentul va fi sinusoidalintruciH fazorul fluxului eonvertorului coincide ell fazorul fluxului convertorului ideal §i decifawrul fluxului deformant va fi zero. Dadi fazorul fluxului eonvertorului este condus cu viteziiconstanta pe 0 traiectorie poligonala cu un numar suficient de mare de laturi, vor apare doardiferenje de modul fata de fazorul fluxului eonvertorului ideal, eei doi fazor! rotindu~se sincron.Ca urmare deformarea curentului pe partea de aiternativ a convertorului va avea valori relativponderate.

Situajia in realitate este insa mul! mai comp1exa. Indiferent de durata subintervalelorT p' fazorul fluxului convertorului, x,(t), nu se va deplasape traiectoria poligonaHi a fazoruluifluxului de referinJa al eonvertorului, 'lr'R(t). Aeeasta este 0 eonsecinj3. a faptului ca pe de 0

parte exista numai 6 direqii posibile pentru fawrul tensiunii convertorului §i pe de aWi partein interiorul fiecarui subinterval fazorul tensiunii eonvertorului nu se rote§te continuu ei, a§acum s~amp,i precizat, ia valori binedefinite pentru intervale de timp binedefinite astfel ca numaivaloarea sa medie va fi eea impusa. Din aeeste motive, a§a cum remlUi §i din Figura 5.7 apareun flux deformant, Yit), a dirui valoare este dat de expresia:

Acest flux deforrnant este respollsabil de distorsiunile curentului pe partea de alternativ aeonvertorului comandat prin MDI. Conform figurii 5.7 fazorul fluxului deformant se poatedescomp,ure in urmatoarele doua componente:

Componenta longitudinala a fazorului fluxului deformant, .Xvii(t), este orientatii de~a lungultraiectoriei fazorului fluxului de referin!ii. Aeeasta componenta i§i are originea in principal 'infaptul ea pe durata starilor de tensiune nula fazorul fluxului convertorului nu se rote§te.Componenta transversala a fazorului fluxului deformant, 'lrv~(t), este orientaHi perpendicularpe traieetoria fazorului fluxului de referinla. Ea rezultii 'in urma faptului ea fazorul tensiuniieonvertorului poate ocupa in realitate doar 6 pozitii distinete pe eercul traiectorie.

Definitii1e de mai sus sunt de 0 mare importanja la studiul performantelor §iproiectarea eonvertoarelor ecologice de ca/ec §i pot fi extinse la eaml eonvertoarelor decc/caatunei dind sarcina nu are tensiune c1ectromotoare sau conline tensiuni electromotoare cuvarialie sinusoidala in funcjie de timp. Evident §i in acest din urma caz calitatea energieielectrice furnizate sarcinii de ca trebuie sa satisfaca §i eelor mai severe criterii de performanja,regimul deformant trebuind a fi eliminat in cea mai mare masura posibila.

Putem acum reveni la problema alegerii optime a formei funclii10r de modulare, [30).Se pot adopta doua criterii de comparare: gradul de distorsiune al curenlilor specific metodeide modulare §i gradul p0sibil de exploatare a tensiunii continue prin operarea la adancimi demodulare cat mai mari. Prin adiineime de modulare, am' inje1egem raportul dintre amplitudinea,

variabila in general, a functiilor de modulare m(t) $i amplitudinea constapta a func}ieitriunghiulare de comparare c(t):

Valoarea efeetiva a tensiunilor pe partea de eurentalternativ a eonvertorului esteproportional ell aeeasta adincime de modularqi eu valoarea'tensiunii continue de pepartea deeurent continuu a convertorului, Posibilitatea funelionarii convertorului la adiineimi de modularemaxime, adica foarte apropiate $i chiar egale eu unitatea, permite generarea tensiunii alternativedorite cu 0 tensiune continua minima. Ca urmare pe de 0 parte in circuitul de curent alternativvor fi prevenite imbatranirile premature a rnaterialelor izolatoare $i condensatoarelor $i pe dealta parte nu va trebui aplelat la dispozitive semiconduetoare de tensiune inaltii, asociat cucireuite sofisticate de protectie la supratensiuni. Subliniem di cele indicate aiei se constituie caun avantaj fundamental almodulaliei sincrone in raport cu cea asincrona care va fi analizata lasfir$itul acestui capitol.

m(t)elt!m{t)"

Figura 5.8 reia cazul modulaliei sinusoidale la care ne-am referit in mod i'epetat incadrul acestui capitol. Se evidenliaza procesul modularii in durati'i a impulsurilor in cazulfuncJionariicu p = 42 pulsuri de tensiune pe 0 alternama,la 0 adfmcime de modulare am = 1.Figura prezintii funclia de modulare sinusoidala continua, funclia de modulare. e§antionatauniform asimetric optimal. precum $i funqia de comparare, luate in considerare pentru durataunci semialternanle,T/2. eu scopul de a servi ca baza de comparare cu urmatoarele metode,

precizam cafu11Ciia de modulare continua, peritru faza "a", in acest caz, are forma simplaconform expresiei:

Evident, funtJiile de modulate pentru celelalte doua faze ale convertorulUi trifazat VOl' fiideritice, dardefazate cu cate 21f/3 grade, electrice.

\IVTraiectoria de ., referinta a fluxului

o \ '

Figura 5.9. Traiectoria fazorului fluxuluiconvert6rului in cazul modulatiei sinusoidale.

Din Figura 5.9 se poate vedea diferenla dintre traiectoria fazorului de referinla alfluxului convertorului ~i traiectoria reala a fazorului fluxului convertorului, care sm la origineafazorului fluxului deformant '!Fit), ~i implicit laoriginea componentei deformante a fazoruluieurentului, lit).

Repartizarea relativ nesimetridi a impulsurilor de tensiune in interiorul unui subintervalde dunita Tp, scoasain evidentl'i prin Figura 5.10, eOl1stituie un dezavantaj al modulariisinusoidale. '

Pe de alta parte nu trebuie~te pierdut din vedere faptul ca dispozitivele semiconductoaredin convertor sunt reale. Cele doua traniistoare amplasate pe un brat al convertoruIui, Figura5.11,. funclioneaza sigur ~ipunctul lor de functionare nu ramane nici macar aparent in zonaaetiva a arid defunctioriare sigura daea:

- tranzistorul' blocat este menlinut ferm in aceasta' stare eel putin un interval, de timp, ,

- tranzistorul saturat este rrienlinut ferm in aceasta stare eel putinun interval de timp

este blocat deja de un timp tg, Acest timp se nume~te timp de garda,Intervalele de timp necesare pentru obuna protejare a tranzistoarelor, ton' totT ~i tg sunt

indicate de catre producatori In cataloage1e produselor.

Interval detensiune nula

Interval detensiune nula 2

I

: D T02 :i<E-~III

nII

4- -

3

~-L- __ -'- -::>

t (})+j)Tp

Figura 5.10. Distributia impulsului de tensiuneintr-un circuit de modulare ..

Figura 5,12 se refera 1a procesul moduUirii sinusoida1e, atunci dind comutaj:ia sedesIa~oadi 1a unghiuri wt in jur de 90°, corespunzator funqiei de met). S-au 1uat in consideraredoar cateva cicluri de funCj:ionare ~i, pentru simp1itate, s-a presupus modulaj:ie naturaHi. Rezu1taclar ca tranzistoru1 T] va tinde sa fie blocat pemru intervale de timp, t1'1, tot mai scurte.Conform figurii, in aceste intervale de timp tranzistorul T2 va primi comanda. de saturare darcurentul, dadi are direCj:ia indicata de sageata, va fi preluat de dioda D2. Situaj:ia se repeta, peacela~i bra):, dar pentru ventilul T2, pentru wt in jur de 270°, Atunci cand intervalele de timptT2, generate de procesul de modulare sinusoidala sunt mai scurte decat un timp minim t12', inconformitate cu cele aratate in Figura 5.13, circuitele de proteCj:ie ale convertorului vor ignoracomanda MDI sinusoidala, comandiind respectivul bra): de convertor cu impulsuri ell factor deumplere constant. Durata de deconectare a tranzistoru1ui Tj se va stabili la:

Figura 5.11.referitoare lacOT).vertorului.

Explicativaun brat al

Revenirea la comanda corecta, conforma modularii simisoidale va avea loc atunci candse va respecta dinrtou conditia:

La convertoarele modeme Insu~i circuituI integrat specializat pentru comanda MDI sauprocesorul de sernnaI programat in acest scop calculeaza starile de conductie a ventilelor cu,verificarea ~i luarea in eonsiderare, la nevoie, a timpului minim cerut prin formula 5.11.

Cele descrise aid conduc la deformarea suplimentara a traiectoriei fazorului fluxului

convertorului. Ca urinare, daca se lucreaza la adancimi de modulare mari, a~a cum rezulta ~idin [33], in jurul valorilor de varf, curentul pe partea de alternativ aconveltorului nu va fi nicipe departe sinusoidal. Metodele de corectare, prezente In literatura tehnidi de specialitate suntcomplexe iar solulia de a folosi modularea sinusoidala, cu limitarea valorii maxime a adancimiide modulare sunt neeconomice deoarecc impun marirea tensiunii continue pe partea de cc aconvertorului.

m(t)

e(t) t _+1

IIIII

-1 I I---+-~----- ------rr-----I I tn I II 1< ~I II I ----:I '< t T2I I I I- - I I

.

- -- - - - - - - - - - - - -'- - - - - - - - - - -- - -

II -..-I I tIIIIIIII

______ 1.1__IIIIIIII

Figura 5.12. Modulatia sinusoidala in jur de wtegal ell 90°.

Sunt .necesare prin urmare metode MDI superioare care fac apel la alte funclii demodulare. Dadl circuitul coneetat pe partea de curent alternativ a convertorului are configuraliastea fara conductor de nul, atunci curenlii din faze vor fi determinali de tensiunile de linie.Caurmare tensiunile de faza nu mai trebuiesc sa fie neaparat sinusoidale. Metodele optimale decomanda MOl exploateaza tocmai aceasta posibilitate, operand cu funcliide modularenesinusoidale. Acestea S0 obtin prin,.ad.unarea unei componente homopolare comune la toate celetrei funclii de modulare sinusoidale, corespul1zatoare fazelor. Evident tensiunile de linie produse

de convertor raman eu fundamentaHisinusoidaliL Ca urmare funetiile de modulare optimale vorfi de forma:

mao (t) ::= amsin(,) t + mo (t)mbO(t) amsin((,)t 2n/3) + mo(t)mco(t) =amsin((,)t-4n/3) +mo(t)

Diferitele metode de modulare Mor optimalii difera toemai prin madul de alegere aleomponentei homopolare, mo(t).

m(t)c(t) t

+1

III

! II

II I___ +~L ------r~-----

I tTl I III", ~I tI I I l-o_T2I I ~ ~

T 1(I

II

I

III

I

IIIIII

IIII

II_______ J. ,__

II

IIIIIIIII

Figura 5.13. Efectul protectiei asupra modulatieisinusoidale la adincime de modulare mare.

In cazul moduliirii sinusoidale eu simetrizare, Figura5 .14, componenta ffio(t) esteaceeadintre functiile sinusoidale de modulare trifazate, luatape jumatate, care are valoareainstantanee cea mai mica:

m~S$( t)'= am ( sinw t + ~ sinw t )o ~t<T/12

mass(t) am[ sinwt + ~Sin( wt - 4Tt/3 )]

T/12' 'S; • t < T/4mass(t) am[ sinwt + l.sin( wt 27t/3)]

2T/4 S; t < 57:/12

(51S) ..

Figura 5· Principi1.11modula±ii sinUsoidale cusimetrizare.

Figura indica· fnnetia de modulare sinusoidala, component a homopolara ~iflUlclia demodulare continua, sinusoidaHi Cll simetrizare rezultanta. Pentru un numaf de 42 impulsuri de

de convertor rihrum ell fundamentaHi sinusoidaUi. Ca urmare funetiile de modulare optimale vorfi de forma:

mao (t) '= amsinw t + mo ( t)mbQ(t) amsin(wt 2rc/3) + mo(t)mco(t) = amsin(wt - 4rc/3) + ma(t)

Diferitele metode de modulare MOl optimal a difera toemai prin modul de alegere alcomponentei homopo1are, mo(t).

met)e(t) t

+1

III

! I

I

II I- - - + ,.. I- _ _ _ _ _ _ ,_ 1_ - - - - -

I t Tl I II '"" ~ II I t T2II ~I!.,-

T 1(III

I

I1I

I

'IIIII

IIIIII

____ • __ ..1.1_ -

II

IIIIIIIII

Figura 5.13. Efectul protectiei asupra modulatieisinusoidale la adincime de modulare mare.

In cazul modullirii sinusoidale eu simetrizare, Figura 5.14, componenta ffio(t) este aceeadintre functiile sinusoidale de modulare trifazate, luata pe jumatate, care are valoareainstantanee cea mai midi:

maSS (t)':::: am ( sinw t + ~Sinw t

o .s t <T/12. 1 . (Slnw t + -Sln

2T/12"~ t < T/4, 1 . (Slnwt + -Sln

2T/ 4 ~ t < 5 T/ 12

Figura 5.14. Prineipiul modularii sin.usoidale eusimetrizare.

Figura indica' func}ia de modulare sinusoidaUi, componenta homopolara ~ifunclia demodulare continua, sinusoidala cu simetrizare rezultanta. Pentru un numar de 42 impulsuri de

lVv(tJ'\--.. 0 B Traiectoria reala a .f\uxului

lJJs(t) ~'----... /~ 'LStare de tensiune nula

lVsR(tJ 1\

.

~ .. I. Tr'aiectoria .de. y;:;, for Into a fl~xu lulo \

Figura 5.15. Fazorul fluxului deformant la modulatiasinusoidala eu simetrizare.

tensiune pe alternanJa se arata §i funcJia de comparare corespullzatoare, pe baza ei dedudl.ndu-se,funCJia de modulare sinusoidaIa eu simetrizare e§antionaHi uniform asimetrie optimal. Seconstata posibilitatea de a se opera la adfulcime de modulare maxima tara a apare distorsiunisuplimentare. Evident, raman distorsiunile datorate neeondueerii fazorului tensiunii pe cere, eipe poligonul eu 42 de laturi. Traieetoria de referinJa §i cea reaUi a fazorului fluxului. convertorului rezulta din Figura 5.15, unde se arala §i modul de stabilire a1 fazorului fluxuluideformant, 'l';(t), in cazul moduHirii sinusoidale cu simetrizare. In plus, conform Figurii 5.16,cOllstatam§i 0 repahizare simetrica a impulsurilor de tensiune continua in interiorulsubinterv'alelor Tp•

Deosebit de utila in aplieaJiile practi-:;e se dovede§te a fi metoda de modulareFlat - Topde 60°, [34], la care· eomponenta homopolara asociata la fiecare dintre cele trei funcJii demodulare sinusoidale consta in amplitudinea unitara a funcJiei de eomparare, c(t), luata cuserunul acelei funcJii de modulare sinusoidale,eare la momentul respectiv are valoarea absolutacea mai mare, din eare s~asdizut valoarea instantanee a aceleia§i fune}ii de modulare :

In expresia de mai sus mi(t), cu i egal eu a sau b sau c, este valoarea instantanee aacelei functii de modulare sinusoidale eare are 1amomentul eorespunzator "t" valoarea absolutaeea mai mare, [30].

Ca urmare funcJia de modulare continua pentru faza "a", eorespunzator primelor treiintervale ale unei perioade va fi:

maFT ( t) = am2 sin ( w t + n /6 ) ~ 1 ; 0 s t < T /6maFT ( t) = 1 ; T/6 s t < T/3 (5 . 17)

maFT(t) = am2sin( wt ~ n/6 ) - 1 ; T/3 s t < T/2

Expresia de mai sus, precum ~iFigura 5.17, care eviden!iaza principiul modularii Flat- Top de 60°, ne permite sa observam ca 111 aces! caz fUllqiile de modulare sunt unitare In jurulvalorilor wt = 90° ~i wt = 270°. Acest fapt are 0 mulrime de consecinre extrem de importante.Pe. de 0 parte se poate opera 121.adancime de modu1are maxima, am = 1, rara ca circuitele deprotecrie sa intervina ~i deci fara distorsiuni suplimentare <j.lecu1'entului. Ca urmare se asigurao folosi1'e optimala a tensiunii continue de pepa1'tea de cc a conve1'torului electronic de putere.Pe de alta parte, spre deosebire de toate cele1alte metode de modu1are cunoscute, pentru cate1200 grade, In fiecare cic1u, un bra! 21.1eonvertoruh,li este. pasiv, (cu un tranzistor saturat,respeetiv, celalalt blocat). Altfel spus, 121.nivelul ansamblQ!ui convertorului, totdeauna in timpulfuncrionarii un bra! va fi pasiv. Ca urmare pierderile de comutalie scad 121.0 treime fala decelelalte metode de modulare. Acest fapt se po ate exploata in sensul maririi puterii instalate inacela~i convertor electronic de putere sau, 121. putere constanta, in sensul maririi in mod adecvata frecvenrei de comutalie MDI, eu seopul optimizarii performanre1or. Intr-ade'lar, reducereaduratei subintervalelor Tp conduce 121. miC§orarea gradu1ui de distorsiuneal curenrilor.

Interval detensiune nu la

Interval detensiune nula 2

I I

: 6T01 :Ire: >1I II II II I. 1--

I

: L':. T02:~~I II II II I

Figura 5.16 •. Repartizarea impulsului detensiuneintr-un ciclu MDI.

Figura 5.18 aratatraiectoriile fazori16r spatiali ai fluxurilor ~i modul dedeterminare21.1fazoru1ui fluxu1ui deformant pentru aceasta metoda de modulare: Figura 5 .19 scoate inevidenra faptul ciilamodularea Flat- Top de 60", III illtervalele de tillp in careunbrarestepasiv, nid nu mai exista impu1suri de tensiune continua modulate in dutata:

In cOlltinuare va fiabotdat un ultim exemplu deriletoda MDI caresebaieaza pe funcrii

p-42am -0,8

mCt) rell)m(t) I

de modulare nesinusoidale. Este yorba de a~a numWl metoda de modulare HANNING, [32],[35], prezentatii in Figura 5.20. In acest caz funqia de modulare pentru faza "a", pentru unciclu de funclionare, va fi:

m~H(t) +am[2sin(wt + 'IT/6) - lJ ; 0 ~ wt < 'IT/3maH( t) = +am ; 'IT/3 ~ (.l) t < 2rr:/3

+am[2sin(wt rr:/6} - lJ 2'IT/3 ~ wt < 'IT= +am[2sin(wt + 'IT/6) + lJ 'IT ~ wt < 4'IT/3

maH ( t) = - am; 4 rr:/ 3 ~ w t < 5 rr:/ 3= +am'[2sin(wt - rr:/6) + lJ ; 511:/3 ~ wt < 2rr:

(5,18)La metoda de modulare HANNING procesul de comutalie este continuu dar se poate opera laadancimi de modulare de valoare mare. Ca urmare ~i in acest caz se poate exploata optimaltensiunea continua de pepartea de cc a convertorului. S-a considerat necesara prezentareaacestei metode de modulare intrucat firma HANNING, care a introdus acest principiu, are pepiala ~i un ASIC - circuit integrat specific aplicaliei, cu codul L5A 0252. Schema bloc a acestuicircuit este prezentata in Figura 5.21.

Dupa cum se poate observa este yorba de un micro calculator specializat, intr-un chip,care se conecteaza la magistral a de date a calculatorului care comanda convertorul, Acestcalculator inilializeaza funclionarea circuitului integrat MD!, ~i apoi furnizeaza, pentru fiecareciclud,e modulare,valorileactualizateale componentelor fazoruluitensiunii ce urmeazii a se genera pe partea de curentalternativ a convertqrului. Circuitul integrat MDI dispune de un ceas intern, de frecvenla multmai mare decat cea mai mar:e frecvenra de modulare pentm carepoate fi programat. Blocul sau

Traiectorla realaa fluxului

j f3<:

defluxului

Figura 5.18. Fazorul fluxului deformant in cazulmodulatiei Flat-Top.

aritmetic efectueazii pentru fiecare ciclu de func!ionare operatiile necesare de conversie'bifazat/trifazat a componentelor fazorului citit la intrare, determina valorile funcliilor demodulare e~antionateconform metodei HANNING, calculeaza momentele de comutare pentrufiecare ventil, supervizeazii $ieventual corecteaza duratele minime de functionare ~i, in sfar~it,trimite In memoria tampon de la ie$ire rezultatele astfel determinate.

',':.' I~_!-Edft 101

4---3

,I

I

>:<I

I

I--t-----------~~--II

,I

I,I

I

II,I,I,,,,

--'-,

Figura 5.19. Explicativacontributia unui brat pasiv lafazorului tensiunii.

privindformarea

In interiorul circuitullfi integrat MDI, informariile circula pe 0 magistrala. intern aproprie de date ~i adrese. Memoria tampon de la ie~ire este bidirecrionaUi intrucih nu se facenumai controlul drcuitelor de comandaal tranzistoarelor ci ~i returnarea, daca exista, a unorsemnale referitoare la starea ventilelor din convertor.

p-42m(t) / ell) m(t) am =0.8

m(t)

lrl\e(t)

\ -A--~~.~.m(t)

1\I \ I \I, \

0----?>-

~

\t

~ ~

\

\I

\\-1 ~ ~

Figura 5.20. Principiul modularii Hanning.

Este evident di cele expuse mai sus nu pot e:puiza nici pe departe problematica extremde complexa a comenzii prin modularesincrona In durata a impulsurilor, MDI, aplicata laconvertoarele electronice de putere moderne. Putem menriona aid ~i alte lucrari de specialitate,ca de exemplu: [36], [3'7], [38], [39] sau [40]. Exista metode de modulare MDI optimizate ~idupa aite criterii dedit cele menrionate aieL De exemplu se poate lua in considerare generareasemnalelor de comanda prin MDI subordonat criteriului pierderilor minime in dispozitivelesemiconductoare, [41], [42], [43]. Se impune insa in acest caz 0 analiza atenta a metodei dinpunctul de vedere al indeplinirii altor eondirii de performanra. De altfel cercetarile in domeniulmodulariei sinerone in durata a impulsurilor sunt deosebit de actuale §i in prezent, inclusiv celereferitoare la stabilirea celor mai bune metode de eomparare a performanrelor diferitelorproeedee. Aeeste elemente consideram ea depa~ese insa cadrullucrarii de fara.

La fncheierea aeestui capitol este neaparat neeesara prezentarea pe scurt ~i aprineipiului ,comenzii prin modulare asincrona in durata a impulsurilor. Modularea MDlasincrona este specifica cazurilor dind convertorul de tensiune trebuie~te sa funcrioneze ca sursade curent pe partea de ca. In acest caz comutaria ventilelor este complet subordonata ideii dea se genera uncurent de forma ceruta pe partea de curent altemativ a fiedirui brardeconvertor.

Figura 5.22 prezinta principiul modulariiMDI asincrone. Un curentde forma irer<:t)esteeerut in circuitul de pe partea de ca a convertorului. In acest caz, bazat pe un sistem de reglarebipozirionalii de curent, tensiunea de pe partea de curent continuu a convertorului este aplicata

Maglstralade date

mlcrocalculator

lntetfatamaglstralade date Maglstrata

de date catreconvertor

Generatorde

lmputsurl

Bloc decomanda I

~ .J

,la bornele circuitului de ca, in mod sueeesiv, eu semn POZltlVsau negativ, in a§a fel incatcurentul i(t) sa varieze intre unprag superior de curent, Ps(t)§i un inferior de curent, p;(t),aproximand referinp impusa. Impulsurile de tensiune modulate in durata pe partea deca a

[wti ref<tJ

psCtl

Pi (t)

Figura 5.22.asincrone.

convertorului se stabilesc subordonat criteriului de urmarire a referinrei de curent, conformlegilor de comanda:

u(t) := +UdU (t) == ~Ud

dacadaca

i (t) S Pi ( t)i(t) >- Ps ( t)

iref (t) f:..i/2iref( t) + f:..i/2

Ht) t" 1r:ef(t)

PsW

P1(t)

Figura 5.23 .•'Curent quasisinusoidal generatprin comutatie MDIasincroni:

Curentul i(t) reproduce cu atat mai fidel semnalul de referinta de curent irelt), cu cathistereza regulatorului bipozitional de curent este mai midi, intrucat atunci ~i pulsaJia curentuluidata de expresia:

devine minima. Aceasta implidi insa cre~terea frecventei de comutatie in convertor, deci ~i apierderilor de comutatie. Tensiunea ~i curentul alternativ generate pe aceasta cale aucomponenta de inalta frecventa cu perioada ~i factorul de umplere variabil in raport cu valoareainstantanee a semnalului de referinta de curent irclt) ~i in raport cu rezerva de tensiune de pepartea de curent continuu a convertorului. La 0 valoare data a rezervei de tensiune continua,la valori instantanee mici, respectiv, mari ale semnalului de referinta de curent frecventa decomutatie din convertor poate sdidea in mod pronunJat. Ca urmare potapare disrorsiuniinsemnate ale curentului alternativgenerat. Pede alta parte, la valori instantanee medii alesemnalului de referinta de curent, frecvenja de comutatie din convertor poate cre~te atat de mult'incat sa devinanecesara interventia cireuitelor de protectie referitoare la timpul minim deconectare al dispozitivelor semiconductoare. Aceasta poate conduce la,distorsiuni suplimentareale curentului. Deci, in mod evident, devine necesar un compromis intre frecventa medie demodulare MDI a curentului, impusa prin histereza din ,bloeul regulator ~i rezerva de tensiunedin circuitul intermediar de cc. Rezerva de tensiune nu poate fi nici ea prea mare intrucat, a$acum s-a mai precizat,dauneaza citcuitului de curent alternativ,

,l;?rincipalul avantaj al metodei eonsta in faptul ea se poate sintetiza brice forma decurent in circuitul de ca. Figura 5.23 se refeta la caziil particular al unui convertor careopereaza cu curent sinusoidal, varianta mult aplicata, [31], din callza robllstetii $i simplitatii ei,asociat cu performante dinamice superioare, concretizate in posibilitatea rnodificarii rap ide aamplitudinii ~i frecventei semnalului pe partea de ca a convertorului. Probleme legate dedomeniul relativ limit at in care convertorul i~i poatepastra caracterul de sursa de curent, asociatCll dificultati privind controlul distorsiunilor cllrentului limiteaza aplicatiile actuale ale comutatieiMDI asincrone, in special in domeniul puterilor medii, $i marL '

Invertoarele sunt convertoare electronice de. puterecu comutalie proprie careconvertesc energia de curent continuu in energie de, curent, alternativ. Din punct de vederefunclionalele au intrarea in circuitul de curent continuu ~iau ie~irea in circuitul de curent,alternativ. Intrucat in general invertoarele prezinta ~i un regim de funclionare de redresor,sensul de circulalie al energiei este bidireclional, de la parteade curent continuu catre cea decurent alternativ ~i invers. Tocmai acest fapt justifidi prezenta in, aceasta lucrare, dedicataconvertoarelor de calec cu comutatieproprie, a unui capitol de invertoare MDI, comandate prinmodulare in durata a impulsurilor. Concret, in configura.tiaunui mare numar de convertoarede ca/cc cu comutalie proprie apare un invertor care funclioneazii in mod normal in regim deredresor.Gu ajutorul tensiunii continue din circuitul de ie~ire, acest invertor, produce pe parteasa de curent alternativ 0 tensiune sau un curentcu 0 astfel de lege de varialie in funclie de timpincat functionarea convertorului de ea/ce privita in ansamblu sa satisfaea ~i cerinlelor deeomportare ecologica fata de reteaua de curent alternativ de la intrare.

Din punct de vedere functional invertoarele comandate prin modulare in durata aimpulsurilor, MDI, sunt invertoare de tensiune. Deci ele comuta tensiunea la bornele de ie~irecorespuIlzator strategiei.de comanda ~i, eventual, daca este necesar, corespunzator strategiei dereglare alese. In acord cu clasificarea prezentata in Figura 6.1, [45], invertoarele MDI pot fi\invertoare sincrone ~iinvertoare asincrone. lnvertoarele sincrone sunt comandate prin modularesincrona in durata a impulsurilor, conform cu principiile prezentate in capitolul anterior. Elepot fi, la randul lor, invertoare sincrone in buda deschisa sau invertoare sincrone in budainchisa. Din punet de vedere energetic, invertoarele sincrone in bucla deschisa au caracter desursa de tensiune alternativa. Privite ca sisteme automate, ateste invertoare sunt sisteme decomanda a tensiunii. Invertoarele sincrone in bucHiinchisa au caracter de sursa de curent. Acestcaracter Ie este conferit de faptul eli, folosindu-se un sistem de reglare continua sau de reglarebipozitionala, in circuitul de iqire se reproduce curentul corespunziitor legii de varialie dorite.Ca sisteme automate aceste convertoare sunt sisteme de reglare a curentului. Toate categoriilede invertoare sincrone se caracterizeaza prin faptul ca impulsurile de tensiune de pe partea decurent alternativ au frecvenla constanta. In sfar~it, ultima categorie de invertoare MDI suntinvertoarele asincrone. Ele funetioneaza pe baza comutaliei asincrone, a§a cum aceasta a fostdescrisa in capitolul anterior. Aceste invertoare au un caracter de sursa de curent, urmiirireasemnalului de referintii avand loc prin reglare bipozilionala. Din punctul de vedere alautomaticii ele trebuiesc privite ca sisteme automate de reglare a curemului din circuitul de

INVERTOARE CUMODULARE IN DURATA

A IMPULSURILOR

INVERTOARESINCRONE

clrcu!I de cOl1'lClndaprln suboscllatle

ir· ulsurl de tenslunela leslre cu

fre.cvenla constanta

INVERTOAREASINcRONE

urmar1rea unu1semoal de referlnla

prln reglare blpozltlonala

Impulsurl de tenslune1a [!;SIre cu

free venia varlablla

caracter de

sursa de tenslune

Cu reglare. bipozillonalade curent

caracter desUi'sade cur'ent

caracle~ de

sursa de curent

ie~ire. Invertoarele asincrone se caracterizeaza prin faptul ca impulsurile de tensiune continuade la ie~ire au atat frecvenla cat ~i factorul de umplere variabile.

Inainte de a aborda 0 prezentare ceva mai detaliata a categoriilor de invertoare seimpune sa precizam ca acestea au, in general, un circuit electronic de putere bazat peconfiguralia de baza a convertorului trifazat, eventual monofazat, in punte. 0 schema deprincipiu a fost indicata in Figura 5.1. Ventilele de tensiune se bazeaza pe tranzistoare,(bipolare de putere, MOSFET de putere sau IGBT), prevazute cu diode de curent inversmontate in antiparalel. Circuite1e de comanda ~i circuitele de proteclie a ventilelor, respectiva intregului convertor sunt conforme eu prescriNiile pentru tipul de tranzistoare folosit ~i cuputerea instalata a echipamentului.

Un invertor MDI sincron in bud a deschisa este prezentat la nivel de schema bloc inFigura 6.2. Invertorul este destinat alimentarii cu tensiune alternativa a unui circuit de sarcina,in vederea reglarii unui proces oarecare. Acest proces poate fi de conversie electromecanidi,e1ectrotermica sau de alta natura. Invertorul se a1imenteaza cu energie electrica dintr-un circuitintermediar de tensiune continua de valoare Ud• Semnalele de comanda pentru dispozitivelesemiconductoare sunt generate de catre un circuit MDI, care poate sa fie un circuit integratspecializat - ASIC, un procesor discret de semnaJ, DSP, programat in mod adecvat, etc.Circuitul de comanda MDI are ca marime de comanda fazorul tensiunii ce trebuie§te generatpe partea de curent a1ternativ a convertorului. ValorileJazorului 1!* sedau prin componentelesale Ud* ~i uq*, determinate intr-un sistem fix de cOOl'donate ortogonale. Aceste valori trebuiesccalculate, in timp real, pentru fiecare cicluMDI. De obicei, pentru testari prin comandiimanuala, circuitul MDI admite ~i un regim de funetionare in care fazorul tensiunii 1!*se da prinmodul ~i.pulsalie. Impulsurile de comanp.a produse de catre circuitul MDI se transfera catredispozitivele semiconductoare care a1catuiesc partea electronica de putere prin intennediul unuicircuit de comanda cj3,re are 0 configuralie adecvata ventilelor folosite ~i' care asigura §isepararelil.galvariica dlntre circuitele de senmal ~i circuitele deputere. Magistralele de semllaledintre circuitul de comanda MDI ~i Gircuitul de comailda al tranzistoarelor respectiv, dintrecircuitul de comanda aI tranzistoarelor ~i dispozitivele semiconductoare propriuzise, sUntamindoua bidireclionale. In acest fel chiar in circuitul de comanda~i, eventual in circuitul MDIse poate proceda la a~a numita proteetie "hard" a convertorului, care fiind eea mai rapidaelimina posibilitatea defecliunilor prin semnale eronate de. comanda datorate zgomotelor saucornenzilor incorecte. In mod normal aceasta proteclie nu are voie sa· intervina in timpulfunctionarii convertorului. Interventia aeestei protec!ii "hard" este un caz extrem, despre caretrebuie~te informat operatorul sau sistemul de reglare ierarhic superior, pentru a se lua masurileadecvate. Ceea ce s-a prezentat parra aid reprezinta invertorul MDI sincron in bucla deschisa.Este evident ca el func!ioneaza ca un sistem de comanda a tensiunii, intrucat in configura!iadescrisa nu este prezenta nici un fel de marime de reac!ie. Aceasta nu exclude posibilitateaintegradi acestui convertor intr-un sistem complex de reglare a unui proces. Figura 6.2 prezintainvertorul MDI sincron exact In acest context, ca element de execulie intr-un sistem automatdereglare. Marimile electrice de la ie~irea eonvertorului, asociat cu marimi specifice procesuluicondus se constituie in marimile de reaqie luate in consideratie de sistemul de reglare alprocesului care determina componentele fazorului tensiunii de comanda, g*. In plus acest sistemde reglare, asociat eu conducerea procesului tr.ebuie sa faca §i a~a - numita proteqie "soft" acohvertorului, care in acest caz trebuie sa contina cel putin trecerea la regim de sursa de curentconstant - limitare de curent ·altfel spus - in cazuri de suprasarcina. Interventia acestei proteqii"soft" este absolut normala din punctul de vedere al convertorului, datorandu - se diferitelorregimuri posibile de lucm ale circuit1.dui de sarcina.

o serie de predzari extrem de importante se cuvin cu referire la modul de abordare

t1t-rj~ f-J-0\.0f-e--J~$lJ ~

$lJ

~O'I

ill tv0::Y'f-J. 'DoJ} ~~ f-J.

::J0f-J. H

"0:::J-l Cf-J. :::J

~ [f)(J)..-

f-e--J W 0U L

f-J- 0 +-C ()

::J et:: 0 +-

<: CL () (J)

I(D -l ::LC~ « (])It C +-

0 W 0 5-$lJ

0::: +- (J)« 10~ .-J ..- c(D :J ID

0 0 Lf-e--J W ..- +--

0 0::: 10

~() a:

W I (j)

~ 0 ::LOt:J I: cLH Will

)- ::L[f)f-J. H

::J [f)

0~gl(D

f-J.::J

1---------------------------------I fPWMI tonI toff: tg1

CIRCUITPWM CIRCUIT

DECOMA NO A

III1I1 Proteetie Proteet1eI I 'I ··1

Protect~e- s1 -e~nt;~t;~r~ - ~ - - - - - - - - - - - - - - - - - - - -"'c- f- ~. - - - -I, "

1---7

ASIC,DSP, ete

WWo~00:::0:::J-l(j)

lD~ 1nformBt11spec1f1ceprocesuluireglat

CIRCUIT DE SARCINA

PROCESREGLAT

al irivertorului MDI sincron in bucla deschisii in activitatea de proiectare. Atunci cand accentulstii pe implement area convertorului se recomanda un proces de proiectare in care sa se faca apella un mediu de programare asistata de calcul~tor specific circuitelor electronice de putere, cumar fi de exemplu PSPICE. Atunei cifnd invertorul MDI sincron in buda deschisa este privit caelement de executie intr-un sistem de reglare complexa a unui proces, lucrurile trebuiescabordate dintr-un unghi complet diferit. Daca putem admite cii ventilele din convertor suntideale - adica lara pierderi - ~i dacii frecventa MDleste suficient de mare - adica ciclurile demodulare a tensiunii au 0 durata Tp suficient de micii- , atunci putem admite ~i faptul ca fazorultensiuniideie~ire se rote§te pe un cerc, modelul convertorului presupus ideal fiind:

In ,expresia (6.1), .!!s(t) este fazorul tensiunii pe partea de curent alternativ aconvertorului, ]&(t) este fazorul de conversie care descrie funqionarea convertorului ideal ~i Ucteste tensiunea continua din circuitul intermediar care alimenteaza convertorul. Fazorul decOllversie are urmatoarea forma:

In definitia fazorului, de conversie w este pulsatia fazorului tensiunii de ie~ire iar 0 este fazaaceluia~i, razor. In tehnica convertoarelor de cc/ca, aceasHi fam 0 intervine rar dar ea esteesentiaUi la convertoarele ecologice de ca/cc cu comutatie proprie. Modulul fazorului deconversie este chiar adancimea de modulare am:

lis, ( t) I amo ~ am ~ 1

Este evident ca ~i adancimea de modulare am este 0 funrrie de timp, conform cudefinilia data in capitolul anterior.

De altfel componentele fazorului de conversie sunt tocmai marimile de comandii pe• care sistemul de reglare al procesuluittebuiesa Ie furnizeze circuitului MDI din Figura 6.2 :

IIIIII[

IIIIIIIIIIIIII aI H

Il•...[

IIIIIIII!:~:

;;S I

~ :l I

I

I:III[.

II

IIIIIIIII1rIIIIIIIIIIIIIIIrIIIIIIIIIIII

i:§ :1il [

IiI

o~e 'Je+nd."lU9J~'dSOIJelOJ~uoo- rI fJo~ll\nOlgo- rI 'd rI

!mOS:lO@d lV 3Wtle3ll 30 H3l.SIS

Figura 6.3. P,rincipiuJ., iriyertoarelor MDIsincrQnebuc:La inchis3. cu regulSltor cont:Lnuu de curent.

conform cerinrelor sistemului de reglare.Invertoarele sincrone in buela inchisa din punct de vedere energetic au caracter de

sursa de curent. Ele reproduc iir circuitul de sarcina un curent al carui fazor este identic cufazorul curentului impusgenerat de sistemul de reglare al procesului. Invertoarele sincrone inbucUi inchisa au 0 bucUi interna de curent, un regulator de curent propriu determinandcomponentele fazorului tensiunii de ie~irein a~afelindt curentul de ie~iresa evolueze in sensuldodt. Aceste componente ale fazorului tensiunii impuse se constituie ca marimi de referinrainterne aplicate circuitului de comanda MDl. Exista doua variante de invertoare sincrone inbuda inchis.a.Prima varianta, prezentata in Figura 6.3, [46], apeleaza la un regulator continuude curent, de obicei de tip PI pentru generarea rnarimilor de referinra interne. Practic existatreiregulatoare, cate unul pentru fiecare faza, care funqioneaza conform legii cunoscute:

u;(t) = KpLlik(t) + KI!Llik(t)dtunde:k a saLl b Bau csi Llik(t) = i.;(t) - ik(t)

Conversia de la marimile fazoriale in sistem ortogonal bifazat la cele in sistem trifazat~i invers, se face simplu, conform cu metodele de tratare matriciala a fazorilor, detaliatprezentate in [47].

In cazul invertorului sincron in buda inchisa prezentat in Figura 6.4, generareafazorului de curent de forma impusa in circuitul de sarcina se face prin reglare bipozirionala.In condiriile convenriilor de notarie din formula 6.6, marimile de comanda intermediaregenerate de catre regulatoarele de curent, deexemplu pentru cawl unei faze k, vor fi:

dacadaca

Blocul de estimareafazorului de tensiune, pe baza rnarimilor de comandaintennediare, care sunt marimi logice, determina componentele fazorului tensiunii de comanda.Aceasta faza intermediara nu afecteaza dinamica convertorului intrucat ea se reduce la citireaunei matrice tridimensionale, pregatiHi in acest scop. Trebuie reinarcat ca aceasta a douavarianta de invertor sin.:.:ronin bucla, inchisa se poate mai u~or implementa dar distorsiunilecurentului de ie~ire vor fi mai mad decat la varianta cu regulator continuu de curent.

,....-"""'7------- .....---..,:::>

II1

i1 tI

~t II

-81l..

II~~I IIII

~II

~ II

r:5~1I

~~ .3 f

~II~ I

3IrnSN31 30§ I

Inll1l1OZV::l V j I3lNWllS3 3O:J018 ~ I

"' iI

...\'1 I''~ I

~ j , -8 I•. I1:-'- a ~i~!~

1i 15 J I

~al g~ I

'" Ij;$ I

i III

~ I1l.. •. Ig§ ~ I

~ E Ii1!i § I

1il I

i III"' "' I'0 0-~ ~ I

0'" 'Ja.jJ1dsUQJ~ 'dsafJaIOJJ,\JOO-'r!'JO~glnOl=- r! 'd r!

Inll1S300Md lV 3MV1E>3M3Q W31SIS

Figura 6.4. Prineipiul invertorului sineron in buelainehisa eu re,glare bipozitionala de eurent.

l-Ij

1-'-lQ~r-.:\lJ

01

U1

I"Q~1-'-::::l0 ....1-'" ;:)

'd....I:::l1-'" (f)

~ LU0~ 00:::a...

1-'- <i::::l-< ff!(j)r-.: «....Irt c;::>0 ff!~ LU~ Cl~ ::E~ LU1-'- I-

(f)....3:

(f)

t:JH

\lJill1-'-::::l0r-.:0::s

------------------~.--------------------------------,I1I1"IIIII1IIIIII~---~--,-'------~~---,--~-~~~~----~~~------------------

BLOC DEREGLARE

BIPOZITIONALADE CURENT CIRCUIT

DECOMANDA

informst11specif1ceprocesulut

reglst

CIRCUIT DE SARCINA

PROCES REGLAT

Ultima figura a acestui capitol, Figura 6.5 scoate in evidenj:a cazul invertoarelorasincrone. Din punct de vedere energetic ele au tot un caracter de sursa de curent. Acesteinvertoare pot funcj:ionatot numai in buda inchisa. Reglarea curentului de ie~irese face pe bazaunui sistem de regulatoare bipoziiionale, comutaiia in convertor fiind asincrona, in sensulprezentat in capitolul anterior. COlllparativcu cazul invertoarelor sincrone in bucH'iinchisa, inacest caz ie~irile regulatoarelor bipozi}ionalenumai servesc determinarii fazorului de tensiunenecesar ci se aplidi direct ca lllarimi de comandiipariii electronice de putere a convertorului.Ca urmare in Figura 6.5 nu mai apare nici blocul de estimare a fazorului de tensiune ~i nicicircuitul de cOlllandaMDLAceste invertoare au proprieti'iii1egenerale, atat favorabile cilt ~idefavorabile care au fost discutate la capitolul comutatiei asincrone.

Acceptand inca 0 data condiiiile impuse unui convertor ideal, in sistemele de reglare,invertoarele cu caracter de sursa de curent, sincrone sau asincrone, vor putea fi luate inconsiderare prin modelul simplu:

l( t) ej(<iJt +0) := id( t) + jiq( t)

:= i~(t) + ji;(t)

,Pentru ca acest lucru sa fie acceptabil in practidi trebuie~te ca frecvenia de modularea curentului sa fie suficient de mare ~i sa se poata folosi 0 rezerva de tensiune aceeptabila, Inplus pentru ca sistemul de reglare a1proeesului sa fie stabil, trebuie~te studiata ~i asiguratastabilitatea.subsistemului automat format de invertorul in buda inehisa, eu caracter de sursa de

; ,,_."

curent.Si in cazul invertoarelor sincrone in buda inehi~a§i in cel al invertoarelor asincrone

ele vor trebui analizate in contextul integrarii lor intr-un sistem complex de reglaJ~eal unuiproces. Acest lucru s-a luat in considerare in ultimele figuri explicative.

Nu se poate incheia acest capitol fara a preciza di analiza facuta nu are un caracterabsolut. Exista 0 mare varietate de invertoare, chiar MD!, care in funclie de aplicatie adoptaalte strategii de eomanda ~i reglare. Din acest punct de vedere menlionam aici doar lucrarilede specialitate: [46], [48], [49] sau [50]. Cele descrise se incadreaza insa intr-o tendiniasuficient de genera1a~i permit analiza rapida a altor solutii, putem admite deci ca prin cele demai sus s-a deschis un drum pentru inginerul practician.

7.CONVERTOARE DE CA/CC CUCOMUTATIE PROPRIEDE MICA PUTERE.

In urma aplidirii noilor normative europene in materie de armonici de curent,corectarea factorului de putere a devenit cuviintul cheie pentru convertoarele electronice deputere modeme. Acest capitol este dedicat prezentarii unor solutii posibile in gama de puterimici ~i, eventual medii. Ne yom referi la convertoare de calec in configuratia redresornecomandat asociat cu un circuit aval de corectare a factorului de putere, denumite in multe,lucrari de specialitate §i surse ecologice de curent continuu cu funqionare in regim decomutatie.

-'lS"C>M I

I

l_~!

..~~

V REF

Figura 7.1.convertoaremica putere.

Principiulde ca/cc cu

de functionare pentrucomutatie proprie I de

Aceste convertoare sunt necesare intrucat 0 mullime de echipamente de putere mica,dar foarte raspandite, cum ar fi de exemplu aparatele de radio, televizoarele, calculatoarele,rna§inile de spalat modeme, mixerele, centrifugile pentru ·haine sau produse alimentare, etc.,

funqioneaza eu energie electrica de wrent eontinuu, asigurata acum prin intermediul unuiredresor prevazut cu un circu~t pasiv de filtrare. Problemele apar din cauza unghiului deconduqie redus a1diodelor din redresor, care functioneazain generalin conductie intrerupta.Ca urmare curentul retelei este distorsionat, fapt care nu poate fi admis de ditre furnizorii deenergie electrica. Producatorii cer din partea consumatorilor un regim de funetionare ecologic,manifestat prin curell1i dejntrare sinusoidali, in taza cu tensiunea retelei. Mai detaliat acestelucruri s-au tratat §i in eapitolele l§i 2 ale acestei lucrari.

Convertoarele la care ne referim acum sunt alcatuite in general din doua etaje distincte.Primul etaj, conectat la reteaua de curent alternativ de intrare consta dintr-un redresorneeomandat, realizat eu diode, asociat eventual cu un f1ltru care elimina fenomenele deinterferenta electromagnetica pe inalta frecvenra. Al doilea etaj consta intr-un convertor de cc/cccu comutarie proprie, comandat de obicei prin modulare in durata a impulsurilor, MDI,sincrona sau asincrona. Figura 7.1 prezinta schema electronica de principiu a unui astfel deconvertor impreuna cu circuitele de comanda §i reglare adecvate. Circuitul de reglare trebuiesa indeplineasca simultan doua funqiuni. Pe de 0 parte trebuie sa asigure eriteriile deperformanta eerute de catre utilizator care impun mentinerea stabila a valorii tensiunii de labomele circuitului de ie§ire. Pe de aWiparte se impune satisfacerea functlunii de corectare afactorului de putere pentru a fi indeplinite §i criteriile de performanta cerute de funetionareaecologica a eireuitului. Ca urmare aceste convertoare vor tl sisteme automate eu doua bucle de,reglare. Buda de reglare externa este cea destinata stabilizarii tensiunii continue de la ie§ire.A§a cum rezulta din Figura 7.1, in aces! seop este necesar un regulator de tensiune, RU, careare la intrare 0 tensiune de referinra §i 0 miirime de reaqie proportionala cu tensiunea de labornele sarcinii. le§irea regulatorului de tensiune reprezinta chiar amplitudinea instantanee. necesara pentru curentul de intrare. Pentm ca acest curent sa reproduca forma de unda atensiunii rej:elei semnalul generat de regulatorul de tensiune se multiplica ell un semnal dereferinj:ac\lles la ie§inia redresorului cu diode. Dadi din anumite motive este neeesara 0 filtrarea tensiunli'ln aeest punct al cireuitului, sernnalul de referinta pentru forma curentului se iadirect de pe partea de ea ~ eonvertorului. In acestcaz estenecesar insaun redresor de preciziesuplimentar. Semnalul objinut prin operajiade multiplicare este chiar marimea de referintapentru regulatorul intern de curent, RI, care indepline§te functiade corectare a factorului deputere. Acest regulator furnizeaza marimea care se constituie ca funcj:iede modulare pentrucircuitlll de comandaMpr. Circuitul MDI genereaza semnalele de comanda pentru dispozitivelesemiconductoare din convertorul de cc/cc cu comutaIie proprie.

Dadi tensiunea retelei este deformata, atunci convertorul poate funcj:ionacu curent deintrare sinusoidal, sprijinfmd reIeaua. In acest scop insa circuitul de comanda devine §i maicomplex intrucat tensiunea rej:eleiserve§tedoar ea tem;imlede sincronizare. Un circuit ell calarepe faza, PLL, va trebui utilizat pentru generarea semnalului de referinta pentru formacurentului. Nu se eonsiderii necesara prezentarea unei figuri explicative suplimentare de§ivarianta este deosebit de importanta.

Pentru contlguraj:ia eonvertorului de ec/ce eu comutatie proprie se apeleaza .Ja 0multime de circuite electronice, in· general bazate in5a pe schemele de baza ale convertoruluicoborator de tensiune, buck, respectiv, pe cea a convertorului ridicator de tensiune, boost.

Convertorul de cc/ec coborator de tensiune, buck, prezentat ~i in Figura 7.2, estedetaliat tratat §i in literatura de specialitate in limba romana, [27]. Din acest motiv nu ne yomocupa de descrierea funcj:ioniiriisale In acest capitol.

Convertorul de cc/ce ridicator de tensiune, boost, este indicat in Figura 7.3. EI poatefi privit ca un circuit dual convertorului coborator, buck. In intervalul de timp in carecomutatorul electronic S este inchis, cre§tecurentul in bobina L, in care se acumuleaza energie

de la reJeaua de curent alternativ. Energia stocata in bobina este transferatacircuitlilui de ie$ire,de curent continuu, in intervalele de timp in care comutatorul electronic S este bloeat. Acesttransfer are loc jntruciit la deschiderea comutatorului S, datorita tensiunii de autoinductie abobinei L, dioda D este polarizara direct ~i intra automat in eonducJie. Tensiunea La bornelecomutatorului electronic S nu depa~e~te valoarea tensiunii de Ia ie~irea convertorului, care estetot timpul mai mare deca,tamplitudinea tellsiunii tedresate nefiltrate produse de catre puntearedresoare P. La inchiderea comutatoruluiS dioda D este comutata in blocare de catre tensiuneacontinua l\d, curentul de comutaJie trecand ~i prin eomutator. Se poate conCluziona ca laconvertorul de tip boost atM solicitarile in tensiune cat ~i celein curent sunt mai severe decatin cazul convertorului coborator, buck, considerand aceea~i tensiune alternativa aplicata labornele circuitului de intrare.

Vt(t)~ r.-?·r~S~~~r~ro·

y I ~ 'I 'II I '" J,+L_~I p. l CToJYd

Figura 7.2. Principiul' convertoruluicoboritor de tensiune buck.

Converrorul boost este aplicat in practica in multeconfiguraJii care difera iutre ele prinnumarul de comutatoare folosite, numarulde condensatoare de filtrare; carecre§te la circuitelecu multiplicarea tensiunii sau prin circuitele de proteqie utilizate. El poate avea funcJionarecontinua, dis.continua sau mixta. In cele ce urmeaza vom Iua in considerate cateva variante deconvertoare care difera intre e1e in prin<::ipalprin metodele de comanda §l reglare folosite.

I I

I ~. L DV 1 't) ~ /'f .

I ~~;JC 6 J 1.L1l -'f p~_. ~lc~IjdFigura 7.3. Principiul convertoruluiridicator de tensiune boost.

· " I~ pr~mu~rind se euvine sa subliniem ca convertorul rididitor detensiune, boost poatefl aphcat m clreultul de re~lare a tensiunii ~i eorectare a factorului de putere din Figura 7. I ,In aC,estcaz ~~ele ~UC~1de reglare cerute vor fi iudeplinite optimal. In multe aplica1iipractice sunt lllsa satlSIaeatoare eonverto~e eleetrollice de calec prevazute cu un circuit decomanda ~i reglare mai pUJiu"complicat.

CIRcun DECOMANDA PWM

Figura 7.4. Convertor de ca/cc cu reglareautomata a nivelului tensiunii continue de laiesi:r'e.

Figura 7.4 indica principiul de func1ionare al unei variante de convertor bazate pecircuitul rididitor de tensiune boost prevazut eu un bloc de reglare automata a nivelului tensiuniicontinue de ie,§ire,In acest &COP circui.tutde comancllicontine un ,regulator eontinuu de tensiunecare are 0 marime de referin1a, Vref, la una dintre intrari ~i un semnalde reactie de tensiuneeontinuala cealalta intrare, In exemplul din Figura 7.4 ace,astamarime de reac1ieeste generataprin intermediul divizorului rezistiv fommtdin rezistePJeleRj ~i R2• Regulatorul de tensiuneare in generall.).llearacter propor}ional - integra1. Comutatorulelectronic Seste comandat prinmodulare in durata a impulsurilor. La intrarea circuitului MDI funC1iade modulare este tocmainivelul de tellsiune variabiUi de comanda produs de regulatorul de tensiune. In vedereaelaborarii semnalelor de comanda pentru comutatorul S, tensiunea de comandase compara cusemnalul triunghiular necesar, conform principiilor prezentatejn capitolul 5. Caracteristicacestor convertoare este faptul di funetia de Gomparare este unipolara ~i, in multe aplicaliinesimetrica. Se poate u~or COllstataca la acest convertor nu se procedeaza explicit la 0 corectarea factorului de putere. Ca urmare curelltul de il1trareva avea fUl1damentalain faza cu tensiuneade intrare dar forma sa nu va fi sinusoidala. Forma curentului de re1eapoatefi influenlatli prin

alegerea adecvata a funcJiei de comparare triunghiulare. Asupra factorului de distorsiune alcurentului se poate interveni §i printr-o reaqie pozitiva realizabila prin scaderea dinabatereade tensiune continua a unei fracJiuni din tensiunea de intrare redresata. De asemenea se poateapela la modularea funcJiei de comparare cu aceea§i valoare a tensiunii de intrare redresate. Inacest fel este afectat 1nsa prindpalul avantqj al convertorul de ca/':-c prezentatln Figura 7.4, §ianume acela di folose§te 0 schema de reglare simpla. PierderiIe la saturarea tranzistorului carestii Ia baza eomutatorului S sunt neglijabile dar pierderile la blocare §i in ~onduetie pot luavalori apreeiabile. Fenomenele de interferenJa eleetromagnetica ce 1nsoJese funcJionareaeonvertorului sunt mari.

CIRCUIT DECOMANDA PWM

REGULATORDE TENSIUNE

Figura 7.5. Convertor de ca/cc cu circuit dereglare cu ~eactie negativa de curent.

Convertorul de calce din Figura 7.5 se bazeaza tot pe circuitul electronic de putereridicator de tensiune, boost. Blocul sau de reglare este destinat stabilizarii tensiunii continue dela ie§ire§i funcJioneaza cu 0 reactie negativa suplimentara de curent din cireuitul comutatoruluielectronic S. Figura 7.6 care se refera la un delu MDI pennite lamurirea principiului defuncJionare al acestui bloc de reglare. Regulatorul de tensiune, pomind de la tensiunea dereferinJa, vref' §i de la marimea de reacJie de tensiune determinata cu ajutorul divizorului rezistivformat din rezistellJele R1 §i R2, stabile§te valoarea 10(t) a funcjiei de modulare, valoare careeste proporJionaHi cu curentul de reJea necesar,

Dadi marimea de reacJie de tensiune, v" este:

Figura 7.6. Principiulrea.ctie de curent

Inexpresia de mai sus Kp ~iKj reprezinHi parametri regulatoruluJ, p~esupus de tipproportional ~ integral.

In eontinuare admitem ca valabil faptul evident ea in cireuitul electronic ·.~eputere alconvertorului se opereaza eu 0 freevell1a de modulare in durata. a impulsurilor fp eel putin deordinul zecilor de kilohertz.

Daea const;mta de timp a cireuitului de ie~ire este suficient de mare atuncf, pentru unsubinterval Tp care caraeterizeaza durata ullui eiclu de modulare MD!, ie~irea reg1l1atorului detensiune, lo(t), poate fi considerata constanta.

In lipsa reacliei de curent din circuitul comutatorului electronic, aeesta~r fi in stare

conectata pina in momentul in care funqia de comparare triunghiulara nesimetrica - altfel spus,rampa iR(t), ar depa~i va]1)area Io(t) a funcliei de modulare. Acest lucru este conformprincipiilor care ,stau la baza comutaliei sincrone, a§a cum a fost ea tratata in capitolul 5. Incondiliile din Figura 7.6, durata de conectare a comutatorului S ar rezulta mai mare deditjumatate din durata cic1urilor MDI.

Caracteristic pentru prineipiul de.reglare al convertorului din Figura 7.5 este faptul difuncjia de comparare, adidi rampa liniara iR(t), este coreetata ell un semnal de reacjie negativade curent iLCt).Acest semnal se culege din circuitul comutatorului electronic S, care atunci candeste conectal preia curentul bobinei L. Daca constanta de timp a circuitului de intrare estesuficient de mare in raport cu durata unui ciclu de comanda MDI, atunci pentru un subintervalTp ~i semnalul de reacjie negativa de curent poate fi admis ca constant. Ca urmare, funcjia decomparare, cu luarea in considerare a reactiei negative de curent, in intervalul de timp catcomutatorul electronic S conduce, devine:

Impulsurile de comanda pentru comutatorul S sunt de asemenea indicate in Figura 7 .6.Trebuie§te subliniat faptul ca comutatorul S odaHi blocat, ramfme in aceasta stare pina lainceputul urmatorului cic1u de comanda MDI.Numai atunci un impuls de comanda aplicat la. intrarea "S" a circuitului basculant RS aduce ie§irea Q in starea logica 1 §i comanda saturareadispozitivului semiconductor de putere.· ,

Din modul de funqionare descris mai sus rezulta di pe masura ce valoarea instantaneea curentului de re1-eacre§te, rampa este translatata tot mai sus §i, ea urmare durata de conectarea comutatorului S scade, pentru 0 valoare data a semnalului de referinja de curent. Aceasta areun efect favorabil asupra formei curentu1ui de retea care va fi mult mai putin distorsionat.

In literatura tehnica de specia1itate de limba engleza, metoda de reg1are descrisa maisus pentru convertoarele ecologice de calee poarta numele de "current - clamping control".Aceasta metoda de reglare, neape1andla printipiul' de corectare explicita a factorului de puteredescris la inceputul acestui capitol, are performanje limitate. Aceste perfonnanje pot fiimbunatatite dad se apeleaza la 0 funcjie de comparare care are amplitudinea IR variabilaproportional cu semnalul de referinta de curent 10(1), adica:

O· arta posibilitate de perfeqionare a circuitu1ui de reglare al unui convertor de ca/cccu circuit ridicator de tensiune boost comandat prin modulare in durata a impu1suriior ~i Cllreacjie negativa de curent este prezentata in Figura 7.7. In acest caz se ape1eaza 1a un circuitsuplimentar de reacrie po ziti va de tensiune care corecteaza tot funqia triunghiu1ara decomparare iRCt).Tensiunea de reaqie, uR(t), se culege de la bornele rezistenjei R6 care impreunaeu dioda stabiliiatoare D2 este conectata la bornele de ie~ire ale punjii P. Deci acest circuit demasura identifica tensiunea de rejea redresata. Intrucat in intervalu1 de timp in care diodastabilizatoare este blocati\ curentul prin rezistenja ~ este nul, tensiunea de reacjie va fi data deurmatoarea expresie: '

dacadaca

Up ~ Un2

Up > Un,

In expresia de mai sus uR(t) este tensiunea de reaqie, Up este tensiunea redresatanefiltrata de la ie§irea redresorului P §i UDZ este tensiunea Zener a diodei stabilizatoare D2.

R3 ~

Circult de reactlepozitiva

Regulatorde':tenslune

Figl.lra 7.7. Prineipiul eonvertorului de ea/ee reglateureaetie ~ozitiva de tensiune.

Este vorba deci de 0 reactie pozitiva neliniara, funqia de comparare, pentru intervalulde timp cat comutatorul electronic S conduce, devenind:

Atunci cfmd dioda stabilizatoare D2 conduce, tensiunea de reaclie uR(t) are 0 lege devarialie sinusoidalainfunclie de timp. Ateasta componenta sinusoidala introdusa in valoareainstantanee a functiei de comparare, prin tensiunea de reac.tie uR(t), modifica factorul deumplere al semhalulUi d~comanda MDI in sens favorabil reducerii gradului de distorsiune alcurentului de re.tea. Implementarea sistemului de reglaTe bazat reaqia pozitiva neliniar1:i de

tensiune are performanle superioare, curentul de reJea fiind in faza cu tensiunea de la intrare~i avand un conJinut redus de armonici superioare. Metoda mai are si avantajul ca se poate multmai simplu implementa decat varianta cu corectarea amplitudinii funqiei de comparare in raportcu semnalul de referinJa de curent.

Figura 7.8. Convertor de ca/cc reglat prinreactie n~gativa de tensiune si de curent.

Figura 7,8 este destinata prezentarii lmei alte variante de convertor ecologic de calcccu circuit aval de corectare. a factomlui de putere ~i de reglare automata a nivelului tensiunjicontinue de la ie~ire. Convertorul electronic de putere de cclcc, cu comutaJie proprie poate aveaconfiguraJie de circuit coborator de tensiune, buck sau de circuit ridicator de tensiune, boost.El se comanda prin modulare in durata a impulsurilor, cu ajutcllul unui circuit specializat PWM.Regulatorul de tensiune genereaza seml1alul de referinJa de curent, care comparat cu curentuldin circuitul intermediar de tensiune continua. nefiltrata furnizeaza valoarea instantanee a funcJieide modulare de la intrarea circuitului MDI. In literatura tehnica de specialitate de limb aengleia,metoda de reglare descrisa poarta numele de "average input current clamping". Niciacest procedeu nu cuprinde un proces explicit de reglare in vederea corectarii factorului deputere. Din acest motiv curentul de intrare nu poate deveni sinusoidal, se pot ins a impunediferite legi de variaJie a acestuia in funcJie de timp: dreptunghiular sau trapezoidal, cu unulsau mai multe nivele. In 'acest fel se pot satisface in buna masura cerinJele de compoItareecologica impuse de noile normative europene.

o tendinJa noua in domeniul conversiei ecologice de ca/cc, de midi ~i medie putere,[28], este de a se utiliza un ansamblu de trei convertoare coneetate in cascada, Figura 7.9.Primul etaj conJine redresorul necomandat cu diode care genereaza tensiunea continua nefiltrataasociat cu un convertor de cc/cc destinat corectarii factomlui de putere. Acest etaj este cuplatdirect la reJeaua dtt curent alternativ de intrare ~i produce la ie~irea sa un circuit intermediarde tensiune continua de valoare U/. Conform principiilor generale de reglare expuse lainceputul acestui capitol pentm convertoarele ecologice de ea/ce de midi ~i medie putere sunt

necesare doua bucle de reglare distincte: una lenta pentm eoreetarea factoruJui de putere §i unaextrem de dinamidi pentru stabilizarea tensiunii de ie§ire. PrimuJ etaj al eonvertorului prezentatin Figura 7.9 preia tocmai prima functie de reglare, pe care 0 indepline~te, in mod normal, pebaza a trei marimi de reactie: tensiunea §i curentuJ de la intrarea convertorului eu eomutatieproprie din configura}ia etajului, asociat cu tensiunea continua Ud' din circuitul intermediar. Aldoilea etaj este aldituit tot dintr-un convertor de cc/cc, de obicei prevazut cu separare galvanicaprin transformator de impulsuri de inalta frecvenra. Acest al doilea convertor cu comutatieproprie preia functia de reglare a nivelului tensiunii continue de ie~ire Uct, care este disponibiHiutilizatorului.

1---------------------------1I I

IIIII

I

II

I

I

I

IIII

I

I

I

III

I1 _

}, 1 Convertol' j Ud

+ GC/ccT de curent CU Rssepararega!van1ca

sl separaregalvanlcB

Figura 7.9. Principiul convertorului de ca/ cc cudoua etaje.

Figura 7.9 prezinta insa 0 varianta mai noua pentru circuitul de comanda ~i reglare,recomandata in [28]. Se constata ca sistemul automat de control se rezuma la regulatorulnivelului tensiunii de ie~ire §i la circuitul de comanda MD!, care controleaza §i etajul decorectare a factorului de putere, sernnalele necesare transferandu-se cu separarea galvanidinecesara. Indiferent de metoda de modulare in durata a impulsurilor folosita, se asigura 0

reglare rapida a nivelului tensiunii de la ie~ire ~i impunerea automata a formei curentului deretea. Circuitul de comandii ~i reglare este ieftin deoarece nu este neeesara masurarea ~ipreluerarea tensiunii alternative de la intrarea convertorului. Este posibila functionarea intr-undomeniu larg de tensiuni ~i curenti, circuitul fiind economic ~i relativ u~or de proiectat. Existaun foarte mare numar de posibilitati de a combina comutatoarele electronice din eele douaconvertoare de cc/cc care alcatuiesc eonfiguraria descrisa.

Pentru convertorul eu comutarie proprie din blocul decoreetare a factorului de puterese apeleaza in generalla configuraliile bine cunoscute, buck §i boost, prezentate in Figura7.2,respectiv, Figura 7.3. Sunt de asemenea folosite des §i circuitele SEPIC, buck - boost, Cuk ~ibuck; - boost eu doua ventile indicate in Figl,lra 7.10.

,----

"'"~ ~}f<C(.-~

L~ __ j'tc .1'"

Figura 7.10. Circuiteelectronice recomandate pentruetajul de corectare a factoruluide putere.

In cazul circuitului SEPIC, atunci cand comutatorul electronic S este deschis circuitulintermediar de tensiune continua Ud' prime~te energie de la circuitul de intrare de curentaltemativ ~ide la amindaua sec!iunile bobinei L, prin intermediul diodei D aflate in conductie.Condensatorul C se incarca. Prin inchiderea comutatorului S dioda D se blocheaza, prima

seqiune a bobinei L acumulfuld energie de la reteaua de curent alternativ iar a doua secriunede la condensatorul C, in circuitul LC pus in funqiune tocrnai de ditre 5.

Circuitul buck - boost are 0 functionare mult mai simpHi. Prin inchiderea comutatoruluielectronic 5 se acumuleaza energie in bobina L de la reteaua de curent alternativ. Ladeschiderea Iui 5 tensiunea de autoinductie a bobinei polarizeaza direct dioda D, care intra il~conductie. Ca urmare curentul bobinei este "pompat" in circuitul de ie~ire,de obicei filtratcapacitiv. Evident in cazul circuitului buck - boost tensiunea Ua' este negativa.

Circuitul Cuk functioneaza partial asemaniHor cu configuratia 5EPIC descrisa mai sus.In intervalul de dmp in care comutatorul electronic 5 este in stare blocata dioda D, polarizatadirect, conduce. De la reteaua de intrare §i de la prima secliune a bobinei L se tral1sfera energiecondensatorului, care se incarca. Tot prin dioda circula §i curentul celei de a doua secriuni abobinei, care transfera energie catre circuitul intermediar de tensiune continua. La saturareacomutatorului electronic S, cealalta armatura a condensatorului este conectata la potenJia!u!masei. Ca urmare Dioda D este b!ocata. Prin comutatorul 5 prima secliune a bobineiacurnuleaza energie de la retea. Condensatorul se descarcii, energia acumulaHi transferandu-secatre ie§ire. A doua secliune a bobinei prime~te ~i ea energie in aceasta faza de funclionare acircuitului, atat de la condensator cat ~i de la prima sectiune, cu care este cuplata inductiv. 5iin cazul circuitului Cuk, tensiunea continua de ie§ire U/ este ·negativa. Avantaju! acesteiconfiguratii consta in faptul ca curentul de ie~ire este neintrerupt., Un ultim circuit recomandat pentru -etajul de corectare a factorului de putere este 0

varianta buck - boost cu doua comutatoare electronice. Bobina L indepline~te un 1'01 de stocareinterrnediadi de energie reactiva. Cele doua dispozitive semiconductoare de putere, 51 ~i 52 suntcomandate cu un sernnal MDI comun. Atunci dind ele conduc, diodele Dl ~iD2 sunt blocate,curentu! bobinei L cre§te §i energia stocatii se mare§te. Atunci cand sernnalul MOl blocheazacomutatoarele electronice 51 ~i 52, ca §i la schema buck - boost obi§nuita, tensiunea deautoinducrie a bobinei L polarizeaza direct diodele ~i curentul inductiv se transfera din circuitulde intrare in cel de ie§ire.

La toate circuitele descrise mai sus procesul comenzii prin modulare in durata aimpulsurilor este subordonat criteriului reducerii distorsiunilor curentului de intrare, nivelultensiunii continue de la ie~ire putand varia in limite relativ largi.

In descrierea sumara a funqionarii s-a presupus prezenta unui condensator de filtrarein circuitul de intrare al etajului urmator care cOllline convertorul de eclCe destinat stabilizariitensiunii de ie~ire.

Acest din urma convertor de cc/cc contine totdeauna un transformator de impulsuri deinalta frecventa care separa galvanic circuitul de utilizare de curent continuu de circuitul dealimentare in curent alternativ. Figura 7.11 prezinta trei variante posibile pentru convertorulde cc/cc bazate pe circuitul buck - boost descris mai sus.

In cazul configuratiei flyback, atunci cand comutatorul electronic S este inchis curentulprimarului ere~te, prin stocare inductiva preluandu-se energie din circuitul intermediar detensiune continua Ua'. Dioda D fiind blocata transferol de putere catre sarcina de curentcontinuu este intrerupt, aceasta fiind alimentata cu energia stocata capacitiv in condensatorulC2• La deschiderea comutatorului 5 dioda D polarizata direct intra in conductie, "pompand"energiainmagazinata catre circuitul de ie§ire. Nivelul tensiunii de ie§ire rezulta prin intermediulbuclei de reglare de tensiune continua care controleaza acest convertor. Comanda propriu-iisase face prin factorul de umplere al sernnalului MOl eare se aplica,' in ultima instanla,dispozitivului semiconductor de putere. Solicitarea in tensiune a comutatorului 5 in timpulprocesului de blocare este severa, din aceasta cauza prin alegere adecvata a dispozitivuluielectronic ~i prin circuite de proteqie corespunzatoare,trebuie§te evitata ie~irea punctului de

functionare din aria de funetionare sigura. Aceste probleme au fost detaliat tratate in capitolul4. '

Figura 7.11. Convertoare de cc/ccbazate pe circuitul buck-boost.

Circuitul flyback cu doua dispozitivesemiconductoare, SI §i S2 are un mod de lucruabsolut asemanator variantei simple flyback Intrudit comutatoarele se comanda simultan. Scadenivelul solicitarii in tensiune a tranzistoarelor deoarece supratensiunile de comutarie se potdistribui in mod egal cu ajutorul circuitelor de proteqieadecvate.

, Ultimul circuit din Figura 7.11, denumit flyback serie - paralel, are comutatorul Samplasat chiar la bornele circuitului de intrare. Rezultade aici urmatoarea consecinra foarteimportanta: Spre deosebire de variantele flyback sau flyback cu doua dispozitivesemiconductpare, convertorul flyback serie - paralel trebuie§te in mod obligatoriu aliment at dincircuit intermediar de cc cu caracter de sursa de curent. Cu alte cuvinte, etajul de corectare afactorului de putere va putea avea doar bobina in circuitul de ie§ire. Funclionarea acestuiconvertor, pe scurt, este urmiHoarea: Atunci cand comutaiorul S este deschis toate trei diodele

Dj, D2 ~i D3 se afla In conduCJ.ie. Ca unnare condensatoareleC, ~i C2 se incarca, pe de 0 panedatoriW. curentului preluat din circuitul intermediar ~i pe de alta parte datorita energiei preluatede la infa§urarile primare, in care curentu! scade. Condesatorul C] prime~te energie de laseCJ.iunea superioara a primarului transformatorului In timpce C2 prime§te energie de lasectiunea inferioara. Tinand cont de modul in care sunt executate inra~urarile transformatorului,in aceasta faza tensiunea din secundar este negativa, dioda D4 este blocata ~i sarcina prime§teputere de la condensatorul C3• La inchiderea comutatorului electronic S, curentul din circuitulintermediar este preluat de catre acesta. Dioda D1 este blocata §i prin diodele D3, respectiv, D2,

curentul seCJ.iunii superioare a primarului incepe sa creasca pe baza energiei stocate incondensatorul inferior, respectiv, curentul seCJiunii inferioare a primarului transformatoruluiincepe sa creasca pe baza energiei stocate in condensatorul superior. Tensiunea din secundarI§i schimba §i ea semnul, prin diodaD4 care intra in conduetie transfenmdu-se putere circuituluide sarcina. Circuitul asigura 0 buna exploatare a transformatorului dar solicitarile in curent aletranzistorului S sunt severe, prin el inchizandu-se nu numai curentul din circuitul intermediarci §i cureniii celor doua seciiuni ale primarului transformatorului.

Figura 7.12. Convertoare de cc/cc utilizindcircuitul coboritor de tensiune buck.

Figura 7.12 se refera la 0 altil. tendinla cu privire la configuraiia convenoarelor decc/cc folosite pentru stabilizareanivelului tensiunii de ie§lre. Este yorba de.convenoare care

0, V"" l-:. iCEI" tpi

I~_~~

Figura 7.13. Convertoare de ca/cc cu etaj boostde corectare a factorului de putere.

au labaza circuite eoboratoare de tensiune buck. Variantele forward, forward cu douadispozitive semiconductoare §i forward serie - paralel funclioneaza in mare parte similar eucircuitele prezentate in Figura 7.11. Deosebirea fundamentala care apare se refera la faza incare se transfera putere circuitului de ie§ire. La configuraliile ar1:itate in Figura 7.12 estesehimbadi conexiunea transformatorului §i drept urmare dnd comutatoarele eleetroniee conduc,diodele in serie cu seeundarul sunt polarizate direct, tensiunea indusa aplicandu-se ie§irii prinintermediul filtrului LC. Cand comutatoarele e1ectronice sunt blocate §i diodele serie dinseeundar sunt eomutate invers iar tensiunea de autoinduqie a bobinelor din filtru determinaintrarea in conduqie a ciodelor amplasate paralel eu secundarul. Ca urmare in aceasta fazasarcina de cc prime§te putere de la bobina §i eo.p.densatorul amplasat in circuitul de ie§ire.

Figura 7.14. Convertoare de ca/cc cucorectare a factorului de putere SEPIC I

buck-boost cu doua ventile.

etajbuck

desau

Circuitulin punte semicomandata nu este cazul sa fie detaliat analizat. El se compunedintr~un invertor monofazat cu ie~irepe transformator cu priza mediana, asociat cu un Circuitredresor cu nul. Ambele convertoare sunt tratate pe larg in arice curs de electronica de putere.

Pomind de la convertoarele recomandate pentru etajul de corectare a factorului deputere, prezentate in Figura 7.10, precum §i de la circuitele propuse pentru etajul final dereglare a nivelului tensiunii continue de ie§ire, aratate in Figura 7.11 §i Figura 7.12, incontimiare se vor indica citeva circuite complete de convertoare eeologice de calee, conformecu Figura 7.9, reeomandata in [28]. Para de eele deserise mal sus, urmatoarele circuiteelectronice de putere vOl' conlineeventual §i un numar suplimentar de diode, neeesareinterconeetarii etajelor. Figura 7.13 se refera la convertoare de ea/ee care apeleaza la circuitul

rididitor de tensiune boost in etajul de corectare a factorului de putere. Figura 7.14 estededicata convertoarelor bazate pecircuite SEJ:lIC, buck sau buck - boost cu doua dispozitivein etajul de cc/cc pentru. corectarea factorului de putere. Tinfmd cont de prezentarea facuta peetaje funqionale se poate renunta evident la descrierea convertoarelor de calec in configuratiecompleta.

Figura 7.15.semipunte.

Inainte de a incheia acest capitol este necesar. sa ne referim pe scurt ~i la convertoareleecologice destinate alimentarii lampilor pentru iluminatul fluorescent. A~a cum s-a precizat dejain capitolul 1, cerintele noilor normative europene in materie de armonici de curent, in cazul. instala}iilor de iluminat fluorescent sunt extrem de severe.· Pe de alta parte circuitele decorectare a factorului de putere trebuie sa fie ieftine, in caz contrar se blocheaza piala, carepoate prefera iluminatul incandescent, care cere investilie mai redusa. Circuitele pasive decoreetare, nu satisfac decat parlial cerinlelor. Se prefera ea urmare soluliile active, bazate pecireuite electronice de coreetare a factorului de putere. In aeeasta categorie circuitele clasiceboost, eu doua bucle de reglare in cascada nu intra nki ele in discutie, tot din eauza investiliei.Se aplica insa variantelede circuit boost de corectare a factorului de putere asociat cu invertorin semipunte, prezentate in Figura 7.15. De asemenea, in Figura 7 .16 ~i Figura 7.17 se indicadoua balasturi electronice bazate pe convertoare de ca cu circuit intermediar de tensiunecontinua.

Figura 7.16. Balast electronic cu convertor deca/ca - L

Cateva precizari suplimentare· se cuvin de asemenea la sfir§itul acestui capitol. Inprimul rind referitor la comutatorul electronic S. Acesta se poate realiza cu tranzistoare de orieetip, corect alese §i prevazute eu cireuite1e de comanda §i protectie adecvate. Privitor la comandaMDI a comutatorului,aceasta trebuie§te taeuta: Ia 0 freeventa de modulare cat mai mare pentIT!ca elementele reactive de circuit sa poata fialese cat mai mici posibil. La alegerea acesteifrecvente de modulare calculul pierderilor de comutatie §i conductie prin dispozitivelesemiconductoare va spune ultimul cuvant. Ded sunt necesare qispozitive moderne, de frecveil}ainalta. Siacum, inultimul rand, ne referim la metodele de proiectare. Capitolul de mai sus,bazat in special pe lucrarea [28], are un caracter preponderent informativ. Speciali§th practicienipot folosi aeeste informarii deoarece analiza §i sinteza acestor circuite nu este dificila daca sefolose§te un mediu CAD adecvat, de exemplu PSPICE pentru circuite electronice de putere. Dealtfel prezentarea generala a comutatiei din aceste convertoare, cuprinsa in acest capitol, permite§i proiectarea prin mijloacele electrotehnicii clasice, analiza functionarii rezumandu-se la studiulunor circuite R-L-C, distincte de la etapa la etapa.

Figuraca/ca,

7.17.- 2.

Este clar ca convertoarele de calec prezentate sunt mai complexe decat circuiteleclasice eu redresoare necomandate §i filtre pasive. A Iucra in acest domeniu cere tehnologieadecvata §i experienta. In plus treeerea la aeest tip de eonversie de ealee cere investirie. Nuexista insa nici 0 posibilitate de a ocoli aceste convertoare din cauza normativelor impuse peplan international in vederea protejarii §i asigurarii stabilitatii sistemelor energetice. In plustrebuiesc subliniate §i urmatoarele avantaje, deloe de neglijat:

- tensiunea de ie§ire a convertorului este stabila in conditiile in care apar fluctuaJii largiale tensiunii alternative de intrare;

- convettorul ecologic de ca/cc esteun tatllPon fata de rete(l, deci fer9~tt\utilizatorul.de interferentele ~ransmiseprin retea; . '..'

-la'o putere datll,val9atea efectivaa curelltii8~scade.Patta la'jumatate prii1 elimiUil!eadistorsiunilor, caurmare s&poate prellj.aputere.activa miirita prin aceea§i retea;

fil tiul~ec~sar pentru elimillarea fenomenelor .deinterferenta eledromagll~ticfiin c~lunui aparat dal' se red~ce daca alifne!1tarea se faceprin c<mvertor ecologic de calcc pucorectarea factorului de putere. . .

8.CONVERTOARE DE CA/CC CU COMUTATIE PROPRIEDE MEDIE SI MARE PUTERE.;,

In aplicalii de medie ~i mare putere, pentrucorectarea factorului de putere,convertoarele recomandate sunt de tip buck sau boost, bazate. pe circuite trifazate in punterealizate cu dispozitive semiconductoare comandate, [28}.

In aceea~i gama de puteri, pentru eonvertoarelede ealee, cu eomutalie proprie sefolosese eu precadere circuite in configuralia ridiciitoare de tensiune, boost. Aceste convertoaresunt prevazute cu lln sistem de reglare care asigura 0 comportare eeologidi dillpunctul devedere al relelei ~i eonsumatorului, asoe~aHi,eventual, eu stabilizarea nivelului de tensiunecontinua de la ie~ire.

CONVERTORIDEAL

DE CA/eC

, <CzUt)uO:::w(Jio

MARIMI DEBLOC DE ··1 REACTIE

REGLARE UCOMANDA

MARIMI DEREFERINTA

Figura 8.1. Modelul eonvertorului de ea/ee eueomutatie proprie.

Modelul unui convertor de calec cu comutalie proprie, destinat sa funC}ion.ezein gamaputerilor medii sau mari, se indica in Figura 8.1. Elementul sau principal este eonvertorulpropriu - zis, trifazat in punte, eu intrare in eurent a1ternativ~i ie~ire incurel).t eontinuu. Acest

convertor este realizat cu dispozitive semiconductoare de putere comandate. Pe partea de curentalternativ el este conectat la retea prin intermediul unul sistem de bobine de reactanta L, cuinductivitate midi, ( Use = 4... 8% ). Acest sistem de bobine de reactanta separa tensiuneaalternativa a retelei de tensiunea 'alternativa de pe partea de ca a convertorului, care are 0 legede variatie in functie de timp care depinde de strategia de comanda ~i reglare aleasa. Pe parteade curent continuua convertorului se gase~teun condensator de filtrare, a carui capacitate sedetermina in funqie de raspunsUIdorit in cazul uneiperturbatii nominale de curent la ie~ire.In general capacitatea acestui condensator este mare, fiind de dorit 0 optimizare a valorii luiprin proiectare adecvata: Tensiunea de la bornele condensatorului serve~tepe de 0 parte pentrualimentarea sarcinii de curent continuu ~i pe de aWiparte pentru sinteza sistemului trifazat detensiuni de pe partea de curent altemativ a convertorului. Acest convertor este totdeauna unconvertor de tensiune, dar' poate avea caracter de sursa de tensiune alternativa, [31], [32], saucaracter de sursa de curent alternativ, [64], [65], [66]. Dispozitivele semiconductoare dinconvertor se comanda prin modulare in durata a impulsurilor, sincrona sau asincrona, semnalulde referiil}ade tensiune, respectiv,de curent fiind elaborat decatre un bloc de comanda ~ireglare adecvat. Funqiunile acestui bloc de comanda, pentru doua variante de reglare, vor fidetaliat analizate in acest capitol, asociat cu descrierea sistemului discret, bazatpe procesordigital de semnal, DSP, care indepline~te functiunile respective de comanda ~i reglare.

!CIRCUIT P 'vi M I/l. ~ CIRCUITE

'" v COMANO

Tp'viM' t on,t off,tg Ron ,Re

1C

Figura 8.2. Circuitul electronic de putere pentruconvertoare de ca/ec cu comutatie proprie.

Se impun insa mai intai cateva detalii suplimentare referitor la partea electronica deputere a convertorului. Figura 8.2 prezinta 0 varianta de ,implementare bazata pe folosireatranzistoarelor bipolare cucomanda ,prin camp, IGBT. ,Nu: s-au reprezentat circuitele deproteclie impotrivasupratensiunilor ~i a curellJilor de scurtcircuit. Ele trebuiescsa fie in mod

obligatoriu prezente, in conformitate cu recomandarile din capitolul 4. Tot acelasi capitol 4ofera toate informa1iile necesare proiectarii si realizarii circuitelor de comanda pentrutranzistoarele IGBT. Modul de generare al acestor sernnale prin intermediul circuituluispecializat pentru comanda prin'modulare in durata a impulsurilor, ASIC - MDI a fost deasemenea llimurit in cadrul capitolului 5. Aceste premise ne vor permite in continuare saadmitem convertorul electronic de putere ca un element ideal de circuit, concentn'ind intreagaaten1ieasupra strategiilor de reglare. Este evident ca convertorul real funqioneaza eu pierderi,dar analiza acestor probleme se poate face independent, cu luarea in considerare doar aperforman1elor dispozitivelor §i a metodei de modulare in durata a impulsurilor aplicata, [35].

Pentru simpllficarea lucrurilor yom admite eli dispozitivele semiconductoare dinconvertor sunt ideale, timpii de comuta1iefiind nuli §i pierderile de conduCJieSi comutatie deasemenea nule. In aceste condi1ii convertorul cu comuta1ie proprie poate func1iona la 0

frecventa de comuta1ie MDI foarte mare. Deci numlirul p de pulsuri de tensiune MDI pealternan1a este atat de ridicat incat, practic, fazorul tensiunii pe partea de ca a convertoruluipoate fi condus dupa dorinla. De exemplu, e1 se va roti pe un cerc, dad !!s trebuie sa fiesinusoidal. Intrucat pierderile in convertorul ideal sunt nule, ipotezele de mai sus ne mai permitsa consideram eli puterea la intrarea partii electronice de putere a convertorului este permanentegala cu cea de la iesirea sa. Conform rezultatelor obtinute pe cale experimentala, [29], [32],aceste ipoteze sunt satisfacatoare §i admit proiectarea prin modelare matematica §i simulare pecalculator a convertoarelor electronice de putere. Masuratorile efectuate pe un prototipexperimental practic nu difera de rezultatele oblinute prin simulare.

In continuare vor fi allalizate doua strategii diferite de comanda Si reglare aplicate indomeniul' convertoarelor de ca/cc cu comutatie proprie ..

Asa cum s-a precizat la inceputul acestui capitol Si s-a vazut in Figura 8.2, circuitulelectronic de putere ar,e0 configuratie boost, rididitoare de tensiune. Ca urmare tensiunea pepartea de, .Gurentcontinuu va fi totdeauna mai mare decat amplitudinea tensiunilor de linieaplicate la intrare. Pentru a se genera un circuit de tcnsiune continua de valoare cat mai midi,va fi de dorit ca adancimea de modulare in circuitul decomanda MDI sa fie cat mai mareposibil. In plus, 0 categorie foarte larga de consumatori nu cer 0 tensiune continua rigurosconstanta la intrare. De exemplu, sarcinile de tip invertor MDI functioneaza cu reglareafrecvenlei §i valorii efective a tensiunii alternative de ie§ire in invertor. Ca urmare, urmatoareastrategie de reglare , [31], [32], devine posibila:

Pentru generarea circuitului intermediar de tensiune continua de valoare Ud, sefoloseste un convertor detensiune trifazat in punte, comandat prin modulare sincrona in durataa impulsurilor, convertor care are un caracter de sursa de tensiune. Convertorul se comandain asa fel incat funqia de modulare MOl sa aibe am'plitudinea constanta, de valoare maximposibila. Limita maxima a adfuIcimii de modulare este determinata de performanteledispozitivelor semiconductoare §i de metoda de modulare, a§a cum s-a precizat in capitolul 5.Ca marime de comandii se foloseste unghiul (j de faza al fazorului tensiunii convertorului, !!set);fata de fazorul tensiunii relelei; get). Valoarea impusa pentru acestunghi 0 nu rezulta in linnaunui proces de reglare a nivelului tensiunii continue de la ie§ire. Tensiunea Ud din circuitulintermediar este nestabilizata. Marimea de comanda rezulta in urma unui proces de reglare careare drept scop asigurarea comportarii ecologice a convertorului de calee. Se apeleaza la 0

compensare a puterii reactive instantanee,conform principiilor dezbatute in capitolul 2. Caurmare, in regim starionar de functionare, componenta reactiva transversaIa a fazoruluicurentului de retea va fi anulata. Fara de sitUatia de regim tranzitoriu din Figura 8.3, a, inregim starionar fazorul curentului de retea, iva fi orientat pe direcj:iafazorului tensiunii, g Cll

defazaj de 0°, respectiv, de 180°, Defazajul de 0° corespunde regimului de redresor, Figura 8.3,

b, cand curentul redresat este pozitiv, respectiv, defazajulde 1800 corespunde regimului deinvertor, Figura 8.3, c, ciind curentul redresat este negativ. De altfel estemomentul sa precizamproprietatea foarte avantajoasa a acestor eonvertoare de ea/ee de a putea funqiona in eadranekI §i II, conform eonventiilor uzuale din eleetrotehnidi. Aceasta inseamna, de exemplu, di unconvertor de calca cu comutalie proprie necesita un singur astfel de redresor §i nu mai impunefolosirea unui compensator static de energie reactiva §i a wllli filtru static de armonici.Simplificarea circuitului electronic de putere, fata de varianta din Figura 3.3, este absolutevidenta.

u I~L~ O2

'l c)1 '

-7

Figura 8.3. Explicativa privind functionareaconvertorului de ca/cc in regim stationar.

In conformitate cu ideea de reglare expusa mai sus schema bloc principiala a sistemuluide conversie de ca/cc este prezentata in Figura 8.4. Parteade reglare implica calculul in timpreal al puterii reactive instantanee, numita§i putere non-activa. Valoarea impusa pentru putereareactiva instantanee fiind 0, un regulator PI determina valoarea necesara b pentru defazajuldintre fazorul tensiunii retelei §i fazorul tensiuniiconvertorului. Fazorul tensiunii convertoruluiva trebui sa se roteasca eu aceea§i viteza unghiulara ca §i fazorul tensiunii retelei, lucru carese poaterealiza cu ajutorulunui bloc de sincronizare. Exista doua variante de implementare asincronizarii, [29J. Pe de () parte este po sibil a determinarea componentelor fazorului functieide modulare prin rotirea cu unghiul b a componentelor fazorului spatial al tensiunii relelei. Inacest C;lZ fazorul tensiunii convertorului va urmari fazorul tensiunii relelei. Convertorul vafunetiona ecologic din punctul de vedere al consumatorului. Pe de alta ,parte este posibilafolosirea in etajul de sincronizare a unuicircuit cu calarepe faza, PLL, componentele fazoruluifuncliei'de modulare rezultand prin rotirea adecvata cu unghiul 0 a componentelor unui fazorcareevolueazasinusoidal in funclie de timp, in faza Cll fazorul tensiunii retelei. Spunem in acestcaz ca convertorul de ca/cccu comutalie proprie funclioneaza ecologic dinpunctul de vedere

al retelei. Printr-un astfel de mod de operare, eonsumatorul nu numai ea va fi earaeterizatprintr-un factor de putere ridicat, dar va sprijini reteaua.

: BOBINA DE:RETEA: REACTANTA

I

DE CA: TRIFAZATA

TI ~t'! <)."'- 7«5 tCALCULATORDE PUTERENONACTIVAq(t)

q*=0 + ~REGULA TOR-PI

: CIRCUIT: INTERMEOIAR: DE CC

CONVERTORP W M

DE CA/CC

<t

lc~TtUd• ;<f- ~ (j)

id is

Figura 8.4. Schema de principiu a convertoruluicontrolat pentru q*=o.

Pentru a prezenta caracteristicile statice §i comportarea dinarnidi a acestui convertorde ca/ec remardim faptul ca pe partea de curent alternativ schema sa electridi echivalenHiesteasemanatoare eu eea prezentaHiin Figura 2.7, din capitolul 2, pentru compensatorul static custocare capacitiva de energie reactiva. Deosebirea fundamentala care apare aid se datore~tefolosirii comenzii prin modulare in duraHi a impulsurilor, care face ca fazorul tensiuniiconvenorului, presupus ideal, sa fie un fazor sinusoidal. Conform cu notatiile din Figura 8.4,pentru acest fazor al tensiunii convertorului, !!S, putemscrie:

In expresia (8.1), Ud este tensiunea continua din cireuitul intermediar iar kn este fazorul deeonversie care deserie funetionarea eonvertorului ideal. Acest fazor este definit prin expresia:

Mai sus kTr este moduhl fazorului de c()nversie, w este pulsatia tensiunii retelei §i 0 estedefazajul dintre fazorul tensiunii retelei ~ifazorul tensiunii convertorului. Modulul fazorului de

1

f3

Daca tensiunea continua din circuitul intennediar este Ud, atunci valoarea efeetiva atensiunii pe partea de curent altemativ a conve,~torului va fi:

In regim: stationar de functionare, eurentul continuu fumizat sarcinii, iL, este constant~i egal eu curentul redresat, id:

Ca urmare tensiunea continua de la ie~ire va fi constanta.. Notand cu gL fazorul tensiunii bobinelor de reaetanta de reJea, pentru partea de eurentalternativ a convertofU;lui se poate scrie:

Pentru stabilirea caracteristicilor statice ale convertorului, [59], sepoate apela la teoriagenerala a circuitelor elettrice de eurent alternativ, In regimstaJionar. Folosind reprezentareaIn complex simplificat, ecuatia de tensiuni (8.6) devine:

R este rezistenJa iar X = wL este reactanta induetiva a acestor bobine.In caz absolut general, eand eurentul este defazat eu unghiul <j> fata de tensiune, lntr-un

sistem de coordonate ortogonal, ex - (3"orientat dupa fazorul spatial al tensiunii, se obtine:

/2.u- /2.U;~-jOR + jX··

Analizand in mod separat partea reali'!~i cea imaginara a expresiei (8.9) se deducepentru valoarea efectiva a tensiunii convertorului:

U ± ~fU!Tl+ ~2) - U2

Us(l + ~2)

tgq> - Q1 + Q tgq>

(1 + Q 2 ) (1 + e2) Cos <P1- ~Q

Dadi admitem caconvertorul este· i~eal atunci· pentrucurentul·· reClresatse obtine expresiasirnpHi:

~ f2 kTr I cos(q> +.0)

Expresiile (8.10), (8.11) Si (8.13) permit calculul caracteristicilor statice aleconvertorului. In functiedestrategia tie comandaabordata, aceste expresiiiatidiferite formeparticulare. In cazul de fala,illtn.:icatill regim stationar puterea reactiva illstantarteeeste reglata.

Ia 0, fazorul curentului este orient at pe direqia fazorului tensiunii relelei. Ca urmare unghiul¢ devine 0, parametri luaJi in considerare mai sus primind valorile:

I [X I (1 + Q 2) - Q U] 2 + u2

~ 1 + Q2

U + QJU; (1 + Q 2 ) - U2

Us (1+ Q2)

Cucajutorul expresiilor (8.15), (8.16) §i (8.13) s-au determinat caracteristicile staticeale convertorului analizat, caracteristici care sunt prezentate in Figura 8.5 §i in Figura 8.6. Afost luat in considerare un eehipament de 11,7 kW, coneetat Ia releaua publica de 3x380 V,prevazut cu bobine de reactanta de relea eu inductivitatea de 2,1 mH §i un condensator defiltrare de 1,650 mF, [29], [59]. Este remarcabiHl asemanarea acestor earacteristici eu eele alemotorului sincron, supraexcitat, folosit ea compensator de energie reactiva, Figura 2.3, dincapitolul 2.

Analiza de regim dinamic a eonvertorului de calcc se impune pe de 0 parte pentru ase stabili structura §i parametri regulatorului de putere reactiva instantanee §i pe de aHa partepentru a se investiga stabilitatea sistemului de conversie de energie. In acest scop se va apelala 0 metoda de lucru bazata pe tratarea fazoriaIa a marimilor. Prin Figura 8.7reamintimdefinitia aceeptata pentru marimile fazoriale de tensiune §i eurent. Cu ajutorul acestora pentrupartea de curent alternativ a convertorului putern sa seriem:

Aeeasta eeualie diferentiala fazoriaUi este eehivalenta, intr-un sistem de eoordonate or~ogonale,de. exemplu orientat dupa fazorul tensiunii, eu doua ecuatii diferenriale scalare. Pentru fazorultensiunii eonvertorului este valabila expresia din formula de definitie (8.1).

2+IdrAli If 00

Z!

2ll

IS

IeIf -flP}

K

12o-±::!I:VAR

10

~

I'Ik\rl.I

J;j I I •.-17;5 - -12.5 -10 -7;5 ~ '5 7;5 !8 15 1715

,-9/5 \.18M :2EdM-tR""9,32995 Q a-oX-f4fB11Q -0 + + o-a:YAR

a-tWARlI-'220V -e 218

Figura 8.5. Caracteristicile statice pentruconvertorul fara consum de energie reactiva in regimstationar - 1.

,l1'Nldl

r-e.:s 11,11

~g lI,liX-e,aell7Q

8,tl9 e,~'o4O'

u-23IV e.eo

8IIlL-2.11H

e.oou.,.«U5

UIl

,l-ff')8,\13

Figura 8.6. Caracteristicile statice pentruconvertorul fara consum de putere reactiva inregim stationar - 2.

Figura 8.7. Explicativa ,privind fazorultensiunii si curentului.

, Pentru a stabililegatu~a dintre curentul de relea §i curentlll redresat a.pyl~,rndinnou'laconceptul de convertor i<leaL Adrnitemcleci ca puterea a.ctiva lailltrarea convertorului esteaceea§i cll,puterea de curent continuu de l.ilt ie,§ire.,ea llrmare". fazoriaL

- :3 Be { l5Y-i i * }2

Put~rea reactiva. instantanee laj~trarea convertorului se poated~termin1;l de asemeneaslmplu cu ajutorul expresiei: ., "

3 Im { 11 L.. }2

Ecuatiile (8.17), (8.18) §i (8.19) reprezinta modelul convertorului. Presupunandbobinele de reactantii de relea liniare, acest model prezinta 0 neliniaritate constructiv -funcrionalii. Ca urmare, pentru alegerea ~i acordarea regulatorului de putere instantaneereactiva, se poate proceda la 0 liniarizare locala, dupa care se poate intocmi un modeloperarional aproximativ al convertorului. Pe aceasta cale se poate stabili ca regulatorul necesarare 0 structura PI ~i se pot determina pararnetri acestui regulator, Is, §i k,. Ca urmare abatereala intrarea regulatorului va fi:

Pe baza modelului stabiEt s-a studiat comportarea convertorului, cu datele inilialeindicate mai sus, prin simulare pe calculator, [29], [31], [32]. Rezultatele satisIacatoare aujustificat ~i cercetarile experimentale. Pentru ca sa se poata opera la adiincimede modulare catmaimare s-a folosit metoda MOl de tip HANNING. Intrucat chiar faza fazorului tensiuniiconvertorului este marimea de comanda, orice defazari introduse de convertor sunt de nedorit.Ca urmare s-a apelat hi e~antionare uniform asimetrica optimala a funcriilor de modulare.Figura 8.9 arata detaliat configuraria circuitului de comanda ~i reglare. Acesta utilizeaza unprocesor discret de semnal, DSP, carecontroleaza procesul de achiziliede date §i conversi~analog - digitala, calculeaza in timp real puterea. reactiva instantanee, regleaza aceasta putere§i genereaza componentele fazorului de conversie prin rotirea fazorului tensiunii relelei. Deasemenea procesorul discret de semnal, prin porturile sale de ie§ire fumizeaza pentru fiecareciclu MOl componentele acestui fazor circuhului ASIC MOl HANNING.

Rezultatele experimentale, prezentate detaliat ill [29], [32], nu este cazul sa Ie reluamin cbntextul acestei lucrari. Pomind insa de la faptul ca tensiunea continua de la ie~ireprezintao varialie in limite destul de largi, care poate deranja consumatorul sau chiar buna funqionarea convertorului, se poate aborda 0 reglare adaptiva, doar cu ceva mai complexa decat strategiadescrisa mai sus. In acest caz, [59], pentru a se preveni 0 scadere prea accentuata a tensiuniide ie§ire in regim de redresor §i 0 cre~tere in masura prea mare a aceleia§i tensiuni in regimde invertor, se renunra la valoarea nuli! pentru marimea de referinra pentru puterea reactivainstantanee. Schema bloc a sistemului de conversie de ca/cc devine in acest caz conforma cuFigura 8.10. Pentru influenlarea nivelului tensiunii continue de la ie~irese preia energie reactivadin rerea in regim de suprasarcina ca redresor, respectiv, se fumizeaza energie reactiva relelei

133

K I

~ oWK P >

q(t) t=Up

X[0(

Uo( fXJ I( P .qCtJ + K I ,jqCtl.dtIICALCULq ---,-;;. I ~(---REGULATOR qI

Figura 8.8. Structura bloculuiputerii reactive instantanee siregulator.

de calcul alal blocului

in regim de suprasarcina ca invertor. In regim normal de funclionare convertorul de ca/cc cucomutalie proprie funclioneaza ecologic din punctul de vedere al cOllsumatorului. Pentrurealizarea acestui mod de functionare se folose~te un generator de semnal de referinra, cucaracteristica indicata in Figura 8.11. Caracteristicile statice, calculate pe baza expresiilorprezentate in acest capitol, sunt indicate in Figura 8.12 ~i 8.13, ill cazul aplicarii acesteistrategii de reglare. Rezultate oblinute prin model are $i simulare pe calculator se pot consult ain [59].

Regulatorul de putere reactiva illstantanee din structura sistemului de conversie deenergie pe care 11studiem nu trebuie sa fie neaparat de tip PI dasic. Orice sisteme de reglaremoderne care pot imbunatati performanlele sunt binevenite. De exemplu este posibila inlocuirearegulatorului PI calasic, cu un regulator logic Fuzzy. Modelul sistemului de reglare devine inacest caz conform cu Figura 8.14. Se pot alege ea variabile de intrare eroarea de putere reactivainstantanee §i abaterea erorH de putere reactiva instantanee: '

gref, k - qk =: 0 - gkeek =: ek - ek-1

Pe aceasta baza, prin metoda expusa in [60], se poate proiecta regulatorullogic Fuzzy.Intrucat in aceast,a luerare, ne referim eu predl.dere la probleme de prinCipii de eonversie

ecologidi a energiei din ca in cc, ne rezumam aici la a preciza ca ~i metoda de reglare succintdescrisa mai sus asigura performanle satisfacatoare, [61], [62], [63J.

Uc£ u~ 1c£ 1~

!CONVERTOARE AID

CALCULUL q(t)REGULA TOR PI

qW IE] 0 (t)

PROCESOR DISCRET DE SEMNAL

U a,b,c,....-:;

MASURAREA FAZORULUITENSIUNII S1 CURENTULU1

DE 1NTRARE

1rJ..,1~

CONVERTOR 1d 11P W MTRIFAZAT

SARCINA1cC

6

CIRCUIT DECOMANDA

(])+- c...c... lOto 0+- c...UJ (])

semna1e de6 comanda

semna1e decomanda

!"Tr

GENERAREA COMPONENTELORFAZORULUI TENSIUNII

CONVERTORULUI

Figura 8.9. Principiul reglarii convertorului cuDSP.

In partea a doua, §i finaHi, a acestui capitol, yom aborda un alt concept eu privire lacomanda §i reglarea eonvertoarelor ecologice de calec cu comuta.tie proprie. Ideea de baza,[64), [65J, [66), consHi in folosirea unui convertor de tensiune cu caracter de sursa de curent,eomandat prin modulare asincrona in durata a impulsurilor. Figura 8.15 arata 0 schema blocfunclionala corespunzatoare .acestui mod de reglare. Partea electronica de putere nu difera de

:. BOBINA [IE

RETEA: REACTANT ADE CA : . TRIFAZA TA

CALCULATORDE PUTERENONACTIVAq(tl

+ ~!REGULATOR-PI

"I'

GENERATOR ldDE SEMNAL

DEREFERINT A

: CIRCUITCONVERTOR : INTERMEDIAR

I DE CCCONVERTOR

P \AI .MDE CA/CC

~I~\VS1NCRONIZARE I

Figura 8.10. Schema bloc a convertorului cureglarea puterii reactive instantanee in£unctie de curentul de iesire.

cea descrisa la fnceputul acestui capitol.In acest caz convertorul este in a§a fel control at incattensiunea·ctmtinua de la ie§ire este mentinutii la 0 valoare pr~scrisa, constanta. Pe baza abateriiinstantanee a tensiunii de ie§ire fala de valoarea sa de referinlii, un regulator de tensiune de tip

I *Pq

---------- ----I10 !i1,510 'd

*-PqlPql=4000VAR10 = 19,723A

Figura 8.11. Generatorulsernnaluluide re:Cerinta pentru puterea reactivainstantanee.

228,84V 2EdtVl UseVl

'226,98V Y-0,5R-0,32985Q

532.238 228 X-0,6597QPq+0 225.17V

215,28V Pq+0

213.81V

212,39V

I30

INVERTOR

587,869 212

1~ ala ~ I30

REDRESOR

I30

INVERTOR

,.~~--I 215.28V ~l~ W REDRESOR

213.8 IV

Figura 8.12. Caracteristicileconvertorului reglat cu corectareaiesire in regim de suprasarcina - 1.

stat icetensiunii

alede

PI determina valoarea de referinta pentru amplitudinea fazorului curentului de intrare inconvertor. Pentru a se obiine 0 conversie ecologica de calcc, forma curentului pe partea dealternativ a convertorului se poate impune cu ajutorul unui bloc de sincronizare. Acest etajgenereaza un sernnal de amplitudine unitara care reproduce exact fazorul tensiunii rerelei saucare poate avea 0 evolutie sinusoidala in funqie de timp, dar in faza cu fazorul tensiunii rerelei.In acest din urma caz ~i aici devine necesar un circuit cu calare pe faza, PLL. In plus, pentruo eventualli sprijinirea reielei,este posibil ~i unregim de lucru inductiv sau capacitiv. In acestscop trebuie~te prevazut ~iun circuit de defazare,comandat in funcrie de un sernnal primit dinpartea reielei. Probabil iil viitorii ani .::hiar in reieaua p\lblicava fi disponibil un astfel desemnal care informeaza consumatorii eu privire la starea rerelei _Sernnalul de sincronizare, la

• I I I I I35 3B 25 2S 15I

Figura 8.13. Caracteristicile statice aleconvertorului cu corectarea tensiunii de iesire inregim de suprasarcina - 2.

: SOBINA DERETE?, I REACT ANTA CONVERTOR

I I

DE CA I TRIFAZATA f--c-$"1 ;~I CONVERTOR({) t.'i. _L ..';s~I P W M

.~ DE CA/CC

~CJt-S

Figura 8~14. Convertor de ca/cc cu regulatorfuzzy de put ere reactiya instantanee.

care ne-am referit, multiplicat cu semnalul de referintapentm amplitudinea cun::ntuluise aplicasistemului de regulatoare bipozilionale de curent carecontroleaza convertoml asincron cuintrare in' ;i:;a ~i ie~ire in cc. Figura 8.15 se refera la 0 varianta siIhplificata in care fazorulcurentului de intrare in convertor urmare~te direct fazorul tensiunii retelei.

TI

rJ«

c I ~u ~w b' Ib ~ Lb0

« o---~ Usbw ~~f-

USew udCt:

16 I I

la*.- b.lol $lIl06~~

T2CI~

'li.T5 ~ T4

It:Id Regulator

blpozltlonal

1*de curent

Figura 8.15. Conv,ertor de ca/cc cu reglareanivelului tensiunii continue de iesire.

Intrucat eohvertorul are un earaeter de sursa de curent, eeuaJia 8.1 nu se mai poateapJiea. Modelul eonvertorului este eel prezentat In capitolul 6. Celelalte expresii din modelulde regimdinamie ce au fost stabilite mai sus, Taman valabile, daca admitemconverforul ea fiindideal. Este bine de subliniat §i faptu1 ca ecuaiia diferentiaUi fazoriala 8. 17 serve§te In acest cazdeterminarii tensiunii pe partea de curent alternativ a convertorului. Mode1u1 este de asemeneaneliniar, stabilirea parametrilor regulatorului de tensiune implicand, de exemp1u, 0 liniarizare10eaHi. Modelul regu1atorului PI de tensiune, respectiv al regulatorului bipoziJional de curentau fost prezentate chiar pe parcursul aeestei lucrari, In capitolele 7, respectiv tot 6. Ca urmarenu mai intdim in detalii. Se cuvine insa sa subliniem faptu1 ca §i In cazul convertoare10r deca/ce eu eomutatie proprie din aceasdi categorie literatura tehnica de speeialitate recomandli §ialte strategii de reg1are: reglare predietiva, adaptiva, vectoriala direeta, etc., {64], [65], [66].

<t,U,

w'0: BOBINA DEUS ' REACT ANT A1-'W'~

CONVERTORDE CA/CC

SERVOSISTEM ALIMENT ATPRIN INVERTOR PWM

CONVERTOR

PWM

DE CA/CCI Uj. I.NVERTORob CI PWM

z-,' ~. ~

1

MARIMI DE'W REACTlE

C.BLOC DE COMANDASERVOSISTEMBLOC DE COMANDA;

CONVERTOR CA/CC I

IMARIMI DE REFERINT A

PENTRU SERVOS 1ST EM

.Figura 8.16.convertor deecologica de

Schema de principiu pentru unca/ca care utilizeaza conversieca/cc.

Convertoarele de ea/cc din aceasta farnilie sunt mai simplu de implementat dar ele auun domeniu bine definit de lucru In funcrie de rezerva de tensiune §i curentul pe partea dealternativ are un eonJimtt mai bogat de armonici care impun un filtru mai costisitor. Problemelede interferenra electromagnetica sunt maidificil de solurionat optim.

Modul de integrare al unui ast1'el de convertor intr-un sistem complex de conversie deca/ca rezult1i din Figura 8.16. Aceasta evidenjiazi'! independenja dintresistemeIe de comandi'!~i regIare ale convertorului ecologic de ca/cc ~isistemuI decomanda ~i reglare al convertoruluide cc/ca. Cele doua convertoare din sistem sunt cuplate doar energetic prin circuitul intermediar

U' ' :L:zL > Wr- :L

~ '3~"

Q-

L ~t CONVERTOR""> 0

PWM IDEAL '" r-w '"(j) wDE GA/GC « >~r~ z ;?i

U ::J'" U<t

ud(j)

REGULA TOR PIDE TENSIUNE

'~I

~

*,'-, ,61*~ ... ~+ ,

REGULATORBIPOZITIONALDE CURENT

Figura 8.17. Schema de principiu pentru circuitelede comanda si reglare ale convertorului de ca/cc.

de tensiune continua. Presupunand un consumator de putere medie, la care 0 variantamono1'azata este satisraditoare, Figura 8. 17 indica structura sistemului de comanda ~i regIarenecesar. Toate functiuniIe de reglare pot 1'i preluate de ditre un proeesor diseret de semnal,DSP. Acesta pe Ianga achizijia de date ~i comanda convertorului va fndeplini func!iunile desincronizare, ajustarea 1'azei curentului, reglarea nivelului tensiunii continue, generareasemnalului de re1'erinta de curent ~i regIarea bipozitionala de curent, Figura 8.18. Evident,frecventa maxima de comuta!ie va depinde de rezerva de tensiune, de histereza regulatoruluide, curent dar ~i de lungimea maxima a ciclului de reglare.

La incheierea aces,tui capitol seimpune observa!ia deosebit de importanta caconvertoarele de ca/ee pot funqiona ~i fara circuit de sarcina Ia ie~ire. In acest caz, [56], [57],[58] ele lucreaza ca compensatoare statice de energie reaetiva ~i de armonici.Aceasta aplica!ie

tIcil

MASURAREA TENSIUNIISI CURENTULUI CONTINUU

CONVERTORPWM

DE CA/CC

Regulatorbipozitionalde.curent-f=--

Figura 8.18. Explicativa privind realizareasistemului de reglare cuDSP.

este ~i ea deosebit de actuaHi in contextul in care exista deja foarte multi consumatori neliniaricare in viitorul apropiat nu vor putea schimba configuratia sau strategia de reglare a circuituluilor.

MASURAREA TENSIUNIISI CURENTULUI DE RETEA

SincronizareReglarea fazei

curentului de referintaRegulator PIde tensiune

1. Alexa, D.; Hrubaru, O. - Aplicalii ale convertoarelor stat ice de putere, EdituraTehnidi, Bucure§ti, 1989.

2. Depenbrock, M.; Niermann, C. - Netzfreundliche Gleichrichterschaltung mitnetzseitiger Saugdrossel (NSD), Teill und II, etzArchiv, Bd.11(1989) H.8, Seite 241-247 undBd.ll(1989) H.I0, Seire 317-321, 1989.

3. Depenbrock, M.; Niermann, C. - A New 12-Pulse Rectifier Circuit with Line-SideInterphase Transformer and nearly sinusoidal Line Currents, PEMC'90, Power Electronics and

. Motion Control Conference, pp.374-378, Budapest,1990.

4. Nierinanni C. - New Rectifier Circuits with low Mains Pollution and Additionallow Cost"lnverter for Energy Recovery, EPE'89, 3rd European Conference on PowerElectronics and Applications, pp.1l31-1136, Aachen, Germany, 1989.

5. Niermann, C. - Netzfreundliche Gleichrichterschaltungen mit netzseitiger Saugdrosselzur Speisung van Gleichspannungszwischenkreisen, Dissertation zur Erlangung des Grades einesDoktor - Ingenieurs der FakuWit fur Elektrotechnik an der Ruhr - Universitat Bochum,Deutschland, 1990.

6. Beck, H. P.; Michel, M. - Spannul1gsrichter - ein neuer Umrichtertyp mit narurlicherGleichspannungskommutierung, etzArchiv, Bd.3(l981 H.12, Seite 427-432.

7. Eggert, B.; Michel, M. - Betriebsgrenzen und Steuerkennlinien der netzgefuhrtenSechspulsbruckenschaltung mit gleichspannungsseiriger Kommutierung, Archiv furElektrotechnik, 70(1987), Seite 49-63.

8. X X X - Power transistor modules, Technical Information, AEG Aktiengesellschaft,Industriekomponenten, Edition 1987.

9. X X X - Advantageous control of bipolar power transistors, AEGAktiengesellschaft, Industriekomponenten, Technical Information 15, 1989.

10. X X X - Power Transistor and Mosfet Applications, MOTOROLA Inc.,Switzerland, 1983.

11. Magureanu, R.; Micu, D. - Convertoare statice de frecventa in aerionari eumotoare asincrone, Editura Tehnica, Bucure~ti, 1985.

12. X X X - Power Semiconductors, SIPMOS and IGBT, Product Information,Published by Semiconductor Group, SIEMENS Aktiengesellschaft, 1992.

13. Dunn, W.C. - Driving and Protection of High Side NMOS Power Switches, IEEEtransactions on Industry Applications, vol.28, No.1, pp.26 - 30, January - February, 1992.

14. Bober, G.; Heumann, K.; Papp, G. - Qualification ofIGBT's and SIRET for highfrequency inverter application, Archiv fUr E1ektrotechnik 74(1990), pp.3 - 14, 1990.

16. Lokuta, F.; Heisig, M.; Arlt, B. - IGBT - das Klirzel fUr moderneLeistungse1ektronik, Elektronik 15/1991, Seite 82 - 87.

17. X X X - IGBT • Powerblocks, Technical Information,· AEG Aktiengesellschaft,'Leistungshalbleiter, Edition 1989.

18. Bayerer, R.; Teigelkotter, J. - IGBT - Halbbrucken.mit ultraschnellen Dioden, etz, Bd. 108('1987), Heft 19, Seite 922 - 924.

19. B6sterling, W.; Kaussen, F.; Sommer, K.H.; Tscharn, M. - IGBT - Modules inInverters:'l;oncept, Gate Drive, Fault Protection, PEMC'90, Power Electronics and MotionControl Conference, pp.35 - 41, Budapest, Hungary, 1990.

20. Mourick, P. - IGBT Module Application and Control, SEMIKRON ApplicationNews, SEMIKRON INTERNATIONAL, Dr. Fritz Martin GmbH & Co. KG, Germany, 1992.

. .21. X X X - To control IGBT modules: characteristics - electronics - drivers, EUPEC,

AEG & SIEMENS, Europaische Gesellschaft fUr Leistungshalbleiter mbH + Co KG, TechnicalInformation 16, 1991. .

22. X X X - Design inIGBTS - Motor Drive Applications, Toshiba - Glyn GmbH,December 1990.

23. He, X.; Williams, B.W.; Finney, S.J.; Qian, Z, - Snubber Energy RecoveryCircuits with Soft - clamping for High Power Inverter Applications,EPE Journal, Vo1.6, No.1,May 1996, pp.16 - 21, 1996.

24. Skinner, A. - IGBT Plus for Motor Drive Applications, Power Conversion &Intelligent Motion, PCIM - Europe, No.4, July/August 1996, pp.274 - 277, 1996.

25. Eschrlch, F. - IGBT Modules Simplify Inverter Design, Power Conversion &Intelligent Motion, PCIM - Europe, No.4, July/August 1996, pp.284 - 286, 1996.

26. Rinehart, L; Grafham, D. - Half Bridge Driver Chipsets, Power Conversion &Intelligent Motion, PCrM Europe, August/September, pp.202 - 210, 1991.

27. Kelemen, A.; Maria Imees - Eleetroniea. de putere, Editura Didactidi ~iPedagogidi, Bucure!?ti, 1983.

28. Redl, R. - Achieving Compliance with New Line - Harmohics Regulations,PCIM'96, Power Conversion and Intelligent Motion Conference, Seminar 5, Nurnberg,Germany, 1996.

29. Marschalko, R.; Weinhold, M. - Optimal Control and Appropriate Pulse WidthModulation for a Three - Phase Voltage de - link PWM Converter, 27.IEEE-IAS AnnualMeeting, Houston, Texas, VoLl, pp.1042 - 1049, USA, 1992.

30. Weinhold, M. - Appropriate Pulse Width Modulation for a Three - Phase PWMAC -to - DC Converter, EPE Journal, VoLl, No.2, October, pp.l39 - 148, 1991.

. .31. Weinhold, M. - Dreiphasiger Pulsstromrichter mit wenig verzelTtem Netzstrom

~ur Speisung von Gleichspannungszwischenkreisen, DFG Arbeitsbericht, De216119-1, Bochum,Deutschland, 1990.

32. Weinhold, M. Dreiphasiger Pulsstromrichter zurSpeisung von, Gleichspannungszwischenkreisen ohne Amplitudensteuerung der netzseItlgenStromrichterspannungen, Dissertation zur Erlangung des Grades eines Doktor ~ Ingenieurs derFakultat fur Elektrotechnik an der Ruhr - Universitat Bochum, 1993.

33. Michel, M.; Schutze, Th, - Algorithmen zur Pulsweitenmodulation furWechselrichter mit in Echtzeit berechnetem Pulsmuster, Archiv fur Elektrotechnik 74 (1991),S.419 - 426,.1991.

34. Depenbroc1l., M. - Pulse Width Control of a 3 - Phase Inverter with Non -Sinusoidal Phase Voltages, Conference Record, IEEE / lAS, 1977,pp.399 - 403, InternationalPower Semiconductor Conference, Catal. Nr. 77 CH 1183 - 3IA, IEEE Inc. New York, USA,1977.

35. Marschalko, R.; Weinhold, M. - Thermal Investigations for a Three·PhaseAC-to-DC PWM Converter, ISIE'93, International Symposium on Industrial Electronics,IEEE-lAS, Budapest, June 1-3, pp.l13 - 121, Hungary, 1993.

36; Salmon, J.e.; Olsen, S.; Durdle, N. - A Three - Phase PWM Strategy Using aStepped Reference Waveform, IEEE Transactions on Industry Applications, VOl. 27 , No.5,September/October, pp.914 - 920, 1991.

37. Nonaka, S.; Neba, Y. - Quick Regulation of Sinusoidal Output Current in PWMConverter - Inverter System, IEEE Transactions on Industry Applications, Vol.27 , No.6,November/December, pp.·1055 - 1062, 1991. .

Control of Inverter Drives, IEEE Transactions on Industry Applications, Vol.28, No.1,January/February, pp.?:? - 80,1992.

39. Bowes, S.R.; Clark:.P.R. - Transputer - Based Optimal PWM Control of InverterDrives, IEEE Transactions on Industry Applications, Vol.28, No.1, January/February, pp.81 -88, 1992.

40. Bowes, S.R.; Clark, P.R. - Simple Microprocessor Implementation of NewRegular - Sampled Harmonic Elimination PWM Techniques, IEEE Transactions on IndustryApplications, Vo1.28, No.1, January/February, pp;89 -95, 1992,

41. Ikeda, Y.; Itsumi, J.; Funato, H.. - The Power Loss of the PWM Voltage - FedInverter, PESC'88 RECORD, CH 2523 - 9/88/0000- 0277, IEEE,pp.P? - 283, April, 1988.

42. Kolar, J.W.; Ertl, H.; Zach, F.e. - Calculation of the Passive and ActiveComponent Stress of Three - Phase PWM Converter Systems with High Pulse Rate, EPE' 89,4th European Conference on Power Electronics and Applications, pp .1303 - 1311, Aachen,Germany, 1989. .

43 ..Kolar, J.W.; Ertl, H.; Zach,F.C .. - .Influence of the Modulation Method on theConduction and Switching Losses of a PWM Converter System, IEEE Transactions on IndustryApplications, Vol.27, No.6, November/December, pp.1063 - 1075, 1991.

44. Marschalko, R. - Convertoare de putere pentru reglarea yitezei motoarelorasincrone prin orientaredupa camp; Teza de doctorat, Facultatea de. Electrotehnica,Uniyersitatea Tehnica Cluj, 1989.

45. Karybakas, C.A.; Kosmatopoulos, C.A. - Filter Design Method for a PWMFeedback Inverter System, IEEE Transactions on Industrial Electronics, Vol.40, No.3, June,pp.364 -372, 1993.

46. Holtz, J. - Pulsewidth Modulation - A Survey, IEEE Transactions on IndustrialElectronics, Vo1.39, No.5, December, pp.4l0 :-420, 1992.

47. Kelemen, A.; Maria Imecs - Sisteme de reglarecu orientare dupa camp alema~inilor de curent alternativ, Editura Academiei, Bucure~ti, Romania, 1989.

48. Steimel, A.; Wiesemann, J. - Further Development of Direct Self Control forApplication in Electric Traction, ISIE'96, IEEE International~Y1TIposium on IndustrialElectronics, Warsovia, Polonia, 1996. .

49. Steimel, A. - Control Strategies for Induction Machines in Traction Applications,KAIST - Workshop, "New Transportation Systems", Taejon, 12/13,10.1993, Korea.

50. Hoffmann, F.; Jaenecke, M. - Fast Torque Control of an IGBT - Inverter - FedThree - Phase AC Drive in the whole Speed Range, Experimental Results, EPE'95,Proceedings, yo1.3, pp.399 - 404, Sevilia,Spain, 1995.

51. Depenbrock, M. - Direct Self - Control ( DSC) of Inverter - Fed)InductionMachine, IEEE Transactions on Power Electronics, VoU, no.4, pp .420 - 429, 1988.

53. Com~a, D. - Utilitiiri ale energiei electrice, Editura Didactidi ~i Pedagogidi,Bucure~ti, 1973.

54. Com~a, D.; Darie, S.; Maier, V.; Chindri~, M. -Proiectarea instalatiilor electriceindustriale, Editura Didactica ~i Pedagogica, Bucure:$ti, 1979.

55. Depenbrock, M.; Staudt, V.; Weinhold, M. - Raumzeiger in der Energietechnik,Diskussionsgrundlage, Ruhr - UniversWit Bochum, Lehrstuhl fur Erzeugung und Al1wendungelektrischer Energie, Bochum, Deutschland, 1990.

56. Depenbrock, M. - The FBD- Method, A Generally Applicable Tool For AnalysingPower Relations, IEEE Transactions on Power Systems, May 1993, Volume 8, Number 2,pp.381 - 387. .

57. Stauclt, V. - Differences between compensation of instantaneous non - active powerand total non -a.ctive power, Proceedings of IEEE ICHPS VI, Bologna, September 21/23,pp.381 - 387, Italy, 1994.

58. Staudt, V. - On the Definition of the Power Factor in the three - phase four -conductor systems under non - sinusoidal conditions, Third Inteniational Workshop on PowerDefinitions"and Measurements under Nonsinusoidal Conditions, Mailand, 25/27 Sept., pp.57 -63, Italy, 1995.

59. Marschalko, R.· - Extended Control S'trategy for a PWM Line· Friendly AC-to- DCConverter, EPE'93, European Conference on Power Electronics and ApplIcations, Brighton,Great Britain, 1993.

60. Bo1ognani, S. - The application of fuzzy controllers to motor drives, Proceedingsof SPEEDAM - Symposium on Power Electronics, Electrical Drives, Advanced ElectricalMotors, Positailo, May 19/21, pp.295 - 300, Italy, 1992.

,61. Marschalko, R. - PWM Forced Commutated Rectifier with Fuzzy LogicController, OPTIM'96, Proceedings ofthe 5'th International Conference on Optimisation ofElectric and Electronic Equipments, pp.1251-1259, Transilvania University, Bra~ov, Romania,1996.

62. Marschalko, R. - Investigation of the Perfomances of a PWM AC-to-DC Converterwith Fuzzy' Logic Controller, Symposium on Qualitative System Modelling, Qualitative FaultDiagnosis and Fuzzy Logic Control, Tempus S-JEP07759-94-Modify, Budapest, Hungary,1996.

63. Marschalko, R. - Line-Friendly PWM Forced Commutated Rectifier with FuzzyLogic Controller, PCIM' 96" Power Conversion Proceedings, pp .157 -167, Nurnberg, Germany,

64. Kolar, J.W.; Eftl, H.; Edelmoser, K.; Zach, F.C. - Analysis of the ControlBehaviour of a Bidirectional Three - Phase PWM Rectifier System, Record of the 4'thEuropean Conference on Power Electronics and Applications, Firenze, September 3/6, Vol.2,pp.95 - 100, Italy, 1991.

65. Ertl, H.; Kolar, J.W.; Zach, F.C. - Comparison of Simple and Optimized CurrentControllers for Three - Phase Systems, Proceedings of the 13'th International Conference onPower Conversion, Miinchen, May 11/13, pp.66 - 83, Germany, 1987.

66. Ertl, H.; Kolar, l.W.; Zach, F.e. - Analysis of Different Current ControlConcepts for Forced Commutated Rectifier, ( FCR ), Proceedings of the 11'th InternationalConference on Power Conversion, Miinchen, June 17119, pp.195 - 217, Germany, 1986.

Date post:	23-Jul-2015
Category:	Documents
Upload:	do-ru
View:	356 times
Download:	6 times

Convertoare de CA-CC Cu Modulare in Durata a Impulsurilor

Documents