Circuite Integrate Analogice Celule fundamentale...V A G R V Circuite Integrate Analogice – Celule...

Circuite Integrate AnalogiceCelule fundamentale

Facultatea de Electronică Telecomunicații și

Tehnologia Informației

Celule fundamentaleEtaje de amplificare elementare

Tehnologia Informației

Doris CsipkesDepartamentul de Bazele Electronicii

Din conținut...

configurații fundamentale de amplificatoare cu un etaj

amplificatoare sursă comună – principii de funcționare, parametrii

domeniul de variație al tensiunii de ieșire domeniul de variație al tensiunii de ieșire câșstigul de joasă frecvență banda, produsul amplificare-bandă răspunsul în frecvență

amplificator cu un tranzistor în configurație sursă-comună cu sarcină rezistivă

amplificator cu un tranzistor în configurație sursă-comună cu sarcină diodă

amplificator în configurație sursă comună cu câștig ridicat

Circuite Integrate Analogice – Celule Fundamentale – Amplificatoare elementare 2

amplificator în configurație sursă comună cu câștig ridicat

cu sarcină sursă de curent

cascodă și cu cascode simetrice

cascodă pliată

Configurații fundamentale

configurațiile și aplicațiile depind de conexiunile tranzistoarelor

un singur tranzistor se poate folosi în configurațiile

SC DC GC

sursă comună → amplificator de tensiune sau transconductor → întotdeauna inversor, tipic funcționează cu sarcini capacitive, singura configurație care oferă câștig

SC DC GC


inversor, tipic funcționează cu sarcini capacitive, singura configurație care oferă câștig în tensiune

drenă comună → repetor de tensiune, amplificator de putere (curent) → neinversor, utilizată pentru comanda sarcinilor rezistive și adaptarea de impedanță

grilă comună → buffer de curent și adaptare de impedanță

Amplificatorul în sursă comună - principiu

tranzistorul de intrare → conversia tensiune – curent → Gm

circuitul de sarcină → conversia curent – tensiune → Rout

modelul de semnal mic general este ăntotdeauna la fel, doar Rout diferă

0out

m outin

VA G RV


parametrii: domeniul tensiunii de ieșire, câștigul de joasă frecvență, rezistența de ieșire, răspunsul în frecvență, banda, produsul amplificare-bandă, configurația poli-zerouri

Amplificatorul în sursă comună – sarcină rezistivă

cea mai simplă formă → o rezistență pasivă ca sarcină, intrarea poate fi pe tranzistor NMOS și PMOS

punctul static de funcționare se găsește prin egalarea curenților prin M și R → intersecția caracteristicii de ieșire a tranzistorului cu linia de sarcinăintersecția caracteristicii de ieșire a tranzistorului cu linia de sarcină

tranzistorul are nevoie de polarizare corespunzătoare (saturație) → tensiuni DC la intrare și ieșire



domeniul de variație al tensiunii de ieșire definit de condițiile de saturație al tranzistorului → Vout >VGS-VTh

evoluția lui Vout este definită de caracteristica de transfer a lui M

2C W 2

2ox

in Th out DDC WI V V V V I R

L

variație pătratică negativă



modelul de semnal mic și joasă frecvență → se înlocuiește tranzistorul cu modelul său echivalent de semnal mic

se calculează câștigul de joasă frecvență sau DC - A0 ca raportul dintre Vout și Vin

nu sunt luate în considerare capacitățile parazite

transconductanța substratului gmb este neglijată pentru simplitate

0out outm in

DS

V Vg Vr R

KI la nodul de ieșire:


DSr R

0 ||1 1m out

out mm DS m out

in G RDS

V gA g r R G RV

r R


modelul de semnal mic și înaltă frecvență → se înlocuiește tranzistorul cu modelul său echivalent de semnal mic și joasă frecvență și se consideră capacitățile

se calculează câștigul dependent de frecvenșă A(s) ca raportul dintre Vout și Vin

considerăm rezistența sursă de semnal de la intrare R și capacitatea C de la intrare considerăm rezistența sursă de semnal de la intrare RS și capacitatea Cin de la intrare

KI la nodul de intrare și cel de ieșire:


1

21

1

in GSin GS GS out

S

out outGS out m GS

out

V V sC V sC V VR

V sR CsC V V g V

R

KI la nodul de intrare și cel de ieșire:

1

2

in GS

GD

DB L L

C CC CC C C C


1

21 1 1

1( )

1

m outm

out L S m out out S L in

Cg R sg

A ss R C C R g R C s R R C C C

Aproximarea cu pol dominant → doi poli și un zero în semiplanul drept (efectul Miller)

0

11

21

12 1

1

2

m out

pout S m L

pL m S

S

A g R

fR R g C C

f C g R CRC C C

Aproximarea cu pol dominant → doi poli și un zero în semiplanul drept (efectul Miller)


1

1

0 11

2

2 1

SL in

mzp

mp

S m L

C C Cgf

CgGBW A f

R g C C


simplificare în modelul de semnal mic și înaltă frecvență → nu se consideră RS

11( )

1

m outm

Cg R sg

A ssR C C

un pol și un zero în semiplanul drept (efectul Miller)

11 out LsR C C

0

11

2

m out

pout L

m

A g R

fR C

gf


12

2

mzp

m

L

fC

gGBWC

Aproximarea cu pol dominant

ajută la găsirea polior funcției de transfer de ordinul doi

22

1 1 1( )11 11 1 1

A ssa s bs s ss

1 2 1 2 1 2

1 1 1p p p p p p

s

presupunem că ωp1<<ωp2

1 2

1 1

p p 2 2

1 1 2

1 1( )11

p p p

A ss s sa s b


frecvențele polilor se găsesc prin identificarea coeficienții termenilor în s

1 21 1;

2 2p paf f

a b unde a și b depind de

parametrii de circuit

Efectul Miller

apare cînd intrarea și ieșirea unui amplificator inversor sunt șuntate cu un condensator → capacitatea șunt este reflectată la intrare și la ieșire

11M in M outaI sC a V sC V

a

1 1;

1in outV VI sC a I sC

1 2

1 1;in outV VI sC I sC


Această interpretare a efectului Miller este corectă doar dacă rezistența sursei de semnal de la intrare RS nu este prezentă !

1M MI sC a I sC

1

2

11

M M

M M

C C a aCaC C C

a

Amplificatorul în sursă comună – sarcină diodă

rezistența pasivă de sarcină se înlocuiește cu un tranzistor MOS în conexiune de diodă

punctul static de funcționare se găsește prin egalarea curenților prin M1 și M2 →intersecția caracteristicii de ieșire a lui M1 cu caracteristica de transfer a lui M2


211

1

222

2

12

| |2

n oxD in Thn out

p oxD DD out Thp

C WI V V VL

C WI V V V

L

caracteristica de ieșire → I=ID1=f (Vout)

caracteristica de transfer → I=ID2=f (Vout)


gama de variație a tensiunii de ieșire este definita de căderile de tensiune pe M1 și M2

M2 e întotdeauna saturat (VSG=VSD), tensiunea de ieșire nu poate depăși VDD-VDSat2-|VThp|

M1 necesită cel puțin VDSat1 pentru a fi saturat → Vout>VDSat1

In practică:

Vin mică → M1 în regim subprag → ID1crește încet cu Vin cauzând o cădere de tensiune subprag pe M2 → Vout suferă o scădere aproape liniară


Vin mare → M2 furnizează un curent crescător pâna la saturarea mobilității → Vout nu poate ajunge la VDSat1 deoarece nu mai variază


modelul de semnal mic și joasă frecvență →se înlocuiește tranzistorul cu modelul său echivalent de semnal mic

se calculează câștigul DC - A0 ca raportul dintre Vout și Vin

nu se consideră capacitățile parazite nu se consideră capacitățile parazite

transconductanța substratului gmb se neglijează pentru simplitate

1 1 2 21 2

0||out

m GS m GSDS DS

Vg V g Vr r



0 1 1 2 12 2

1 1|| ||m

out

outm DS DS m m out

in m mGR

VA g r r g G RV g g

Câștigul este aproximativ unitar dacă gm1=gm2 → buffer de tensiune !


modelul de semnal mic și înaltă frecvență → înlocuim tranzistoarele cu modelul lor echivalent de semnal mic și considerăm condensatoarele

calculăm câștigul dependent de frecvență A(s) ca raportul dintre Vout și Vin

rezistența sursei de semnal de la intrare R se neglijează rezistența sursei de semnal de la intrare RS se neglijează


2

1 1

1

in

out outin out m GS

outV

V sR CsC V V g V

R

KI la nodul de ieșire:1 1

2 1 2 2

GD

DB DB GS L

C CC C C C C


modelul de semnal mic și înaltă frecvență

10

1

1 2

11( )

1 1

m outzpmout

in out

sC Ag R sgVA s sV sR C C

un pol și un zero în semiplanul drept(efect Miller) 1 2 1in out

p

10

2

21 2

m

m

mp

L

gAggf

C


1

1

2

2

L

mzp

Cgf

C

Amplificatorul – sarcină sursă de curent

dioda este înlocuită cu o sursă de curent MOS

punctul static de funcționare este găsit prin egalarea curenților prin M1 și M2 → intersecția caracteristicilor de ieșire a tranzistoarelor


211

1

222 2

2

12

12

n oxD in Thn out

p oxD DD G out

C WI V V VL

C WI V V V

L




domeniul de variație al tensiunii de ieșire este definit de căderea de tensiune pe M1 și M2

ambele tranzistoare trebuie polarizate în regim saturat

pentru tensiuni de intrare mari, câștigul relativ mare poate cauza limitare (distorsiune) laieșire → domeniul tensiunii de intrare și cel al tensiunii de ieșire sunt limitateieșire → domeniul tensiunii de intrare și cel al tensiunii de ieșire sunt limitate


min

max

out DSat

out DD DSat

V VV V V


modelul de semnal mic și joasă frecvență →se înlocuiesc tranzistoarele cu modelul echivalent de semnal mic




1 1 2 21 2

0||out

m GS m GSDS DS

Vg V g Vr r



0 1 1 2||m out

outm DS DS m out

in G R

VA g r r G RV

Câștig mare, tipic mai mare decât 20dB.


modelul de semnal mic și înaltă frecvență → înlocuim tranzistoarele cu modelul lor echivalent de semnal mic și considerăm condensatoarele

calculăm câștigul dependent de frecvență A(s) ca raportul dintre Vout și Vin

rezistența sursei de semnal de la intrare R se neglijează rezistența sursei de semnal de la intrare RS se neglijează


2

1 1

1

in

out outin out m GS

outV

V sR CsC V V g V

R

KI la nodul de ieșire:1 1

2 1 2 2

GD

DB DB GS L

C CC C C C C


modelul de semnal mic și înaltă frecvență

10

1

1 2

11( )

1 1

m outzpmout

in out

sC Ag R sgVA s sV sR C C

un pol și un zero în semiplanul drept(efect Miller)

1p

0 1 1 2

1 2

1

||1

2 ||

m DS DS

pDS DS L

m

A g r r

fr r C

gf


1

1

1

2

2

mzp

m

L

gfCgGBW

C

Amplificatorul cu etaj de intrare cascodă

sarcina este în continuare o sursă de curent MOS, dar etajul de intrare este un cascodat

punctul static de funcționare este găsit prin egalarea curenților → intersecțiacaracteristicii de ieșire a sursei de curent M1-M2 și cea a lui M3

Reamintim polarizarea tranzistoarelor etaj de intrare cascodă

Reamintim polarizarea tranzistoarelor în sursa de curent cascodă și împărțim cu grijă bugetul de tensiune !



domeniul de variație al tensiunii de ieșire e definit de căderea de tensiune pe M1, M2 și M3

toate tranzistoarele trebuie să fie în regim saturat

pentru tensiuni de intrare mari, câștigul relativ mare poate cauza limitare (distorsiune) laieșire → domeniul tensiunii de intrare și cel al tensiunii de ieșire sunt limitateieșire → domeniul tensiunii de intrare și cel al tensiunii de ieșire sunt limitate

min

max

2out DSat

out DD DSat

V VV V V


maxout DD DSat






22 2

2 3

2 22 2 1 1

2 1

0out S outm GS

DS DS

out S Sm GS m GS

DS DS

V V Vg Vr r

V V Vg V g Vr r


2 1DS DSr r

3 2 2 1

0 13 2 2 1

m

out

DS m DS DSm m out

DS m DS DSGR

r g r rA g G Rr g r r


modelul de semnal mic și înaltă frecvență → înlocuim tranzistoarele cu modelul lor echivalent de semnal mic, considerăm condensatoarele și calculăm câștigul dependent de frecvență A(s) ca raportul dintre Vout și Vin


3 322 2

2 3

2 1 221 2 2 2 1 1

2 1

10

1

out DSout Sm GS

DS DS

S DSout Sin S m GS m GS

DS DS

V sr CV Vg Vr r

V sr CV VsC V V g V g Vr r


101 3

1

2 3 3 1 23 3

2 1 2

11( )

1 1 1

m DSzpm

DSDS

m p p

sC Ag r sg

A sr C C C s ss r C s

g

doi poli și un zero în semiplanul drept (efect Miller)

folosim aproximarea 1 2p p

0 1 3

13

22

1 2

1 12 2

2

m DS

pds L out L

mp

A g r

fr C R C

gfC C

folosim aproximarea cu pol dominant


1 2

1

1

1

2

2

2

mzp

m

L

C Cgf

CgGBW

C

Amplificatorul cascodă simetric

un etaj de intrare cascodat, având sarcină o altă sursă de curent cascodă

punctul static de funcționare este găsit prin egalarea curenților → intersecția caracteris-ticilor de ieșire a celor două surse de curent

Reamintim polarizarea tranzistoarelor Reamintim polarizarea tranzistoarelor în sursa de curent cascodă și împărțim cu grijă bugetul de tensiune !



domeniul de variație al tensiunii de ieșire este definit de căderea de tensiune minimă admisă pe cele două surse de curent → toate tranzistoarele trebuie polarizate în saturație

panta aproape verticală înseamnă un câștig foarte mare

chiar și pentru semnale de intrare mici, câștigul foarte mare poate cauza limitare chiar și pentru semnale de intrare mici, câștigul foarte mare poate cauza limitare(distorsiune) la ieșire → domeniul tensiunii de intrare și cel de ieșire sunt limitate

min 2out DSatV V


max 2out DD DSatV V V




calculul similar ca la amplificatorul cu etaj de intrare cascodă, dar r e înlocuit cu R calculul similar ca la amplificatorul cu etaj de intrare cascodă, dar rDS3 e înlocuit cu Rp

22 2

2

2 22 2 1 1

0out S outm GS

DS p

out S Sm GS m GS

V V Vg Vr R

V V Vg V g Vr r

3 3 4p m DS DSR g r r

R


2 2 1 12 1

m GS m GSDS DS

g V g Vr r

0 1 2 2 1 3 3 4||m out

m m DS DS m DS DS m outG R

A g g r r g r r G R

pR

Câștigul este tipic mai mare decât 60dB datorită lui Rout !




322 2

2

2 1 221 2 2 2 1 1

2 1

10

1

out pout Sm GS

DS p

S DSout Sin S m GS m GS

DS DS

V sR CV Vg Vr R

V sr CV VsC V V g V g Vr r


101

1

2 3 1 23

2 1 2

11( )

1 1 1

m outzpm

outout

m p p

sC Ag R sg

A sR C C C s ss R C s

g


folosim aproximarea cu pol dominant1 2p p

0 1 2 2 1 3 3 4

1

22

||

12

2

out

m m DS DS m DS DS

R

pout L

mp

A g g r r g r r

fR C

gfC C

cu pol dominant


1 2

1

1

1

2

2

2

mzp

m

L

C Cgf

CgGBW

C

Amplificatorul cascodă pliată

similar cu amplificatorul cu cascodă clasică la intrare, dar etajul de intrare este pliat → util în aplicațiile de joasă frecvență

punctul static de funcționare este găsit prin egalarea curenților → intersecția caracteris-ticilor de ieșire a celor două surse de curent

Reamintim polarizarea tranzis-toarelor în sursa de curent cascodă și împărțim cu grijă bugetul de tensiune !

etaj de intrare cascodă pliată



domeniul de variație al tensiunii de ieșire este definit de cerințele de polarizare ale tranzistoarelor→ toate tranzistoarele trebuie polarizate în saturație

domeniul de variație al tensiunii de intrare și ieșire este similar ca la amplificatorul cu intrare cascodă

min

max 2out DSat

out DD DSat

V VV V V





M este o sursă de curent auxiliară → g V e eliminată din modelul de semnal micM4 este o sursă de curent auxiliară → gm4VGS4 e eliminată din modelul de semnal mic

22 2

2 3

2 22 2 1 1

2 1 4

0

||

out S outm GS

DS DS

out S Sm GS m GS

DS DS DS

V V Vg Vr r

V V Vg V g Vr r r


2 1 4||DS DS DSr r r

3 2 2 1 40 1

3 2 2 1 4

||||

m

out

DS m DS DS DSm m out

DS m DS DS DSGR

r g r r rA g G R

r g r r r




3 322 2

2 3

2 1 4 221 2 2 2 1 1

2 1 4

10

1 ||||

out DSout Sm GS

DS DS

S DS DSout Sin S m GS m GS

DS DS DS

V sr CV Vg Vr r

V s r r CV VsC V V g V g Vr r r


101 3

1

2 3 3 1 23 3

2 1 2

11( )

1 1 1

m DSzpm

DSDS

m p p

sC Ag r sg

A sr C C C s ss r C s

g


folosim aproximarea cu pol dominant1 2p p

0 1 3

13

22

1 2

12

2

m DS

pDS L

mp

A g r

fr C

gfC C

cu pol dominant


1

1

1

2

2

mzp

m

L

gfCgGBW

C

Bibliogrfie

P.E. Allen, D.R. Holberg, CMOS Analog Circuit Design, Oxford University Press, 2002

B. Razavi, Design of Analog CMOS Integrated Circuits, McGraw-Hill, 2002

D. Johns, K. Martin, Analog Integrated Circuit Design, Wiley, 1996

P.R.Gray, P.J.Hurst, S.H.Lewis, R.G, Meyer, Analysis and Design of Analog Integrated Circuits, Wiley,2009

R.J. Baker, CMOS Circuit Design, Layout and Simulation, 3rd edition, IEEE Press, 2010


Date post:	13-Mar-2021
Category:	Documents
Upload:	others
View:	23 times
Download:	0 times

Circuite Integrate Analogice Celule fundamentale...V A G R V Circuite Integrate Analogice – Celule...

Documents