Cap 06

COMUNICAȚII CU SPECTRU DISTRIBUIT

1

Cuprins

6 COMUNICAŢII CU SPECTRU DISTRIBUIT (ÎMPRĂŞTIAT) ................................... 1

6.1 Introducere .................................................................................................................................... 1

6.2 Principiul împrăştierii spectrului ..................................................................................................... 1

6.3 Tehnici de împrăştiere .................................................................................................................... 3 6.3.1 Împrăştierea spectrului cu secvenţă directă (DSSS) .................................................................... 3 6.3.2 Împrăştierea spectrului cu salt de frecvenţă (FHSS) .................................................................... 4

6.4 Tehnici fundamentale de achiziţie a codului ................................................................................... 5 6.4.1 Achiziţia cu corelator activ ........................................................................................................... 5 6.4.2 Cu filtru compensat (adaptat)...................................................................................................... 6 6.4.3 Căutare serială ............................................................................................................................. 8 6.4.4 Căutare paralelă .......................................................................................................................... 8

6.5 Tehnici avansate de achiziţie a codului .......................................................................................... 10

6.6 Tehnici de urmărire a codului ........................................................................................................ 11

Test de autoevaluare nr. 6 ...................................................................................................................... 14

2


1

Introducere capitol

Obiective capitol

Durata medie de studiu

6 COMUNICAŢII CU SPECTRU DISTRIBUIT (ÎMPRĂŞTIAT)

6.1 Introducere

Tehnologia de comunicaţii cu spectru împrăştiat a fost prima dată descrisă într-un document de o actriţă de la Hollywood, Hedy

Lamarr, şi un muzician. Compozitorul George Antheil, un fiu de imigranţi germani şi vecin cu actriţa, au experimentat o metodă de control automat pentru instrumente muzicale, care cerea ca mai multe piane să cânte simultan. Era o primă versiune de transmisie cu salt în frecvenţă care folosea o rolă de pian pentru a alege una din 88 frecvenţe posibile. Şi-au patentat ideea în 1942, au prezentat-o Marinei SUA ca o metodă de legătură radio sigură, aplicabilă pentru radioghidarea torpilelor şi, evident, nu au fost luaţi în serios. Abia în anii `80 armata a aplicat această idee pentru realizarea legăturilor radio sigure în medii ostile.

Astăzi, aplicaţiile tipice de comunicaţii cu spectru împrăştiat includ sistemele de poziţionare prin satelit GPS, comunicaţiile mobile 3G, W-LAN (standardele IEEE802.11a, IEEE802.11b, IEE802.11g) şi Bluetooth. Tehnica spectrului împrăştiat răspunde şi cerinţei de a utiliza cât mai eficient o resursă limitată şi scumpă – spectrul de frecvenţe radio.

Acest capitol are ca scop înţelegerea principiilor care stau la baza comunicațiilor cu spectru distribuit: • Înțelegerea principiului împrăștierii spectrului • Cunoașterea tehnicilor de bază folosite pentru împrăștierea spectrului • Înțelegerea procedeelor folosite pentru sincronizarea brută și fină a codului de psudo-zgomot de la recepție cu cel din semnalul recepționat.

Durata medie de studiu individual: 120 min. Acest interval presupune parcurgerea acestui curs și rezolvarea

testului de autoevaluare.

6.2 Principiul împrăştierii spectrului

Comunicaţia cu spectru împrăştiat (spread spectrum SS) este o tehnică de transmisie în care un cod de pseudo-zgomot (pseudo-noise PN), independent de informaţia (datele) de transmis, este folosit ca formă de undă pentru a “împrăştia” energia semnalului pe o bandă de frecvenţe mult mai largă decât banda semnalului informaţional. La recepţie, semnalul este “restrâns” folosind o replică locală sincronizată a codului de pseudo-zgomot folosit la transmisie.

PROBLEME COMUNE SISTEMELOR DE RADIOCOMUNICAŢII TERESTRE ŞI SPAŢIALE

2

Fig. 6.1 Structura unui de lanţ de comunicaţie cu spectru distribuit

Fig. 6.2 Împrăștierea spectrului

Pentru asigurarea unei comunicaţii SS eficiente, secvenţa PN trebuie să respecte câteva

reguli privind lungimea, autocorelaţia, intercorelaţia, ortogonalitatea şi echilibrarea biţilor. Secvenţe de coduri PN uzuale sunt codurile Barker, Gold, Hadamard-Walsh. De reţinut că, o secvenţă de cod mai complexă asigură o legătură SS mai robustă, dar preţul plătit constă în electronică mai complexă, mai ales în etajele receptorului, unde se face “restrângerea” spectrului.

Fig. 6.3 Model idealizat de sistem cu spectru distribuit.

Ideile de bază ale tehnicii de transmisie cu spectrul distribuit sunt: 1. împrăştierea spectrului semnalului peste o bandă largă de frecvenţă şi 2. transmiterea lui cu o putere scăzută, sub nivelul de zgomot.

Un sistem este definit ca fiind cu spectru distribuit dacă îndeplineşte următoarele cerinţe: • Semnalul transmis ocupă o bandă de frecvenţă în exces faţă de banda necesară

transmiterii informaţiei. • Împrăştierea este realizată cu ajutorul unor coduri pseudo-zgomot, independente

de semnalele de date. • La recepţie, restrângerea (recuperarea semnalelor de date) este realizată prin

corelarea semnalului recepţionat cu o replică sincronizată a codului folosit pentru împrăştiere.


Există câteva procedee de împrdin lanţul de transmisie unde este inserat codul PN.

• Împrăştierea spectrului cu DSSS): codul PN este inserat la nivelul datelor de intrare;

• Împrăştierea spectrului cu frecvenţei purtătoarei;

• Tehnici hibride, care combin

6.3.1 Împrăştierea spectrului cu secven

Prin acest procedeu, codul PN este aplicat direct datelor de transmis, modificând valoarea şi rata biţilor, care va corespunde cu rata bipurtătoare de RF cu o astfel de secvenfrecvenţa purtătoare şi cu o lăţime a lobului principal egal

Intrare: • dt data binară cu rata biţilor • codul pseudo-zgomot pn

cod (chip). Împrăştierea: În transmiţător, data binară

direct cu secvenţa pnt de pseudo banda de bază (fără modulaţie) de transmis

txb = dt ⋅⋅⋅⋅ pnt

DISTRIBUIT

6.3 Tehnici de împrăştiere

câteva procedee de împrăştiere a spectrului, care se deosebesc între ele prin locul ul de transmisie unde este inserat codul PN.

tierea spectrului cu secvenţă directă (Direct Sequence Spread Spectrum): codul PN este inserat la nivelul datelor de intrare; tierea spectrului cu salt de frecvenţă (FHSS): codul PN acţ

ătoarei; Tehnici hibride, care combină procedeele descrise mai sus.

tierea spectrului cu secvenţă directă (DSSS)

Prin acest procedeu, codul PN este aplicat direct datelor de transmis, modificând ilor, care va corespunde cu rata biţilor codului PN. După modularea unei

toare de RF cu o astfel de secvenţă de date, semnalul obţinut va ocupa un spectru centrat pe ăţime a lobului principal egală cu dublul ratei codului

Fig. 6.4

Fig. 6.5

ţilor Rb = 1/Tb , unde cu Tb am notat durata unui bit de date.pnt cu rata chip-urilor Rc = 1/Tc, unde Tc este durata unui bit de

tor, data binară dt (pentru BPSK) sau I şi Q (pentru QPSK) este multiplicatde pseudo – zgomot de la transmisie, pentru a produce s

de transmis

tiere a spectrului, care se deosebesc între ele prin locul

Direct Sequence Spread Spectrum

): codul PN acţionează asupra

Prin acest procedeu, codul PN este aplicat direct datelor de transmis, modificând şi ilor codului PN. După modularea unei

inut va ocupa un spectru centrat pe ului.

am notat durata unui bit de date. este durata unui bit de

i Q (pentru QPSK) este multiplicată zgomot de la transmisie, pentru a produce semnalul tx în


4

Efectul multiplicării semnalului dt cu secvenţa pseudo-zgomot constă în împrăştierea benzii iniţial ocupate pe o lăţime de bandă mai mare. Tc < Tb => 1/Tc > 1/Tb

Restrângerea: În receptorul SS, semnalul recepţionat şi adus în banda de bază (prin demodulare), notat

rxb este multiplicat cu secvenţa PN de la recepţie pnr. • Dacă pnr = pnt şi sincronizat cu secvenţa PN din semnalul recepţionat, atunci data binară

recuperată este dr. Efectul multiplicării semnalului SS rxb cu aceeaşi secvenţă folosită în transmiţător are ca efect restrângerea benzii lui rxb la banda originală, Rb.

• Dacă pnr ≠≠≠≠ pnt, nu are loc restrângerea. Semnalul dr are spectrul tot distribuit. Un receptor care nu cunoaşte secvenţa PN de la transmisie nu poate reproduce data transmisă. Semnalul cu spectru distribuit nu poate fi detectat cu un receptor convenţional de bandă

îngustă.

6.3.2 Împrăştierea spectrului cu salt de frecvenţă (FHSS)

Prin acest procedeu, codul PN este aplicat generatorului de semnal purtător, nu datelor de transmis. La fiecare moment de salt de frecvenţă, generatorul PN furnizează o secvenţă de cod către un dispozitiv care sintetizează una din frecvenţele de salt permise. Să presupunem că modulaţia datelor se face în format MFSK:

• în sistemul convenţional MFSK, purtătoarea are o frecvenţă fixă, a cărei valoare se modifică cu ± f0 , funcţie de valoarea biţilor

• la cel cu salt de frecvenţă, FH MFSK, valoarea frecvenţei purtătoarei se modifică într-o anumită bandă.

Fig. 6.6

Banda transmisă este determinată de cea mai mică şi cea mai mare frecvenţă de salt şi de lăţimea de bandă ∆f0 alocată per frecvenţă de salt. Pentru o anumită frecvenţă de salt, banda instantanee ocupată este identică cu cea ocupată de un semnal clasic MFSK (bandă îngustă). Folosind mai multe frecvenţe de salt, semnalul FH-MFSK va ocupa o lăţime de bandă mult mai mare. Cu salturi lente se transmit mai multe simboluri per salt, cu salturi rapide se transmit mai multe salturi pe un singur simbol.


Să presupunem că folosim o moduladate se transmit cu două valori diferite de frecvenrespectiv fc-f0, pentru cele două valori posibile ale bifrecvenţa purtătoarei, fc, este înlocuit

• În cazul FH-FSK lent, frecvenfigură, pentru doi biţi succesivi de dat

• În cazul FH-FSK rapid, frecvenÎn figură, pentru un bit de dat

6.4 Tehnici fundamentale de achizi

Cea mai dificilă sarcină de realizat întrcodului generat local cu cel existent în semnalul receprealizează în două etape:

1. achiziţia codului secvenţe PN în acela

2. urmărirea coduluisincronizării.

În achiziţia codului, unul din elementele critice este durata acestui proces. În scopul reducerii timpului de achiziţie, au fost dezvoltate diferite procedee, care, odattehnologiei şi creşterea puterii de calcul, au evoluat de la un set de tehnici de bazla procedee avansate, mai performante

a) Cu corelator activ b) Cu filtru compensat c) Căutare serială d) Căutare paralelă e) Căutare cu fereastră extinsf) Localizare unică şi localizare multipl

6.4.1 Achiziţia cu corelator activ

Să ne amintim…

Corelaţia este o măsură a similitudinii dintre doufaţă de celălalt. Corelaţie este maximmai bine. Dacă cele două semnale sunt identice, acest maxim se obsunt sincrone (fără întârziere între ele). Coreladetecţia semnalelor deteriorate sincronizarea în timp, potrivirea modelelor,

DISTRIBUIT

Fig. 6.7

folosim o modulaţie FSK binară, în care biţii individuali din valori diferite de frecvenţă, în jurul frecvenţei purt

ă valori posibile ale biţilor de date. La comunicaţ, este înlocuită cu diferite frecvenţe fh.

FSK lent, frecvenţa de salt se schimbă o singură dată la mai muli succesivi de dată este folosită o aceeaşi frecvenţă de salt

FSK rapid, frecvenţa de salt se schimbă de mai multe ori pe d, pentru un bit de dată sunt folosite două frecvenţe de salt fhi şi fhj

Tehnici fundamentale de achiziţie a codului

ă de realizat într-un receptor DS/CDMA constă în el existent în semnalul recepţionat. Acest proces de sincronizare se

- reprezintă un proces de aliniere brută care aduce cele doue PN în acelaşi interval de chip;

rirea codului – reprezintă un acord fin cu scopul de men

ia codului, unul din elementele critice este durata acestui proces. În scopul ţie, au fost dezvoltate diferite procedee, care, odat

terea puterii de calcul, au evoluat de la un set de tehnici de bazăla procedee avansate, mai performante şi mai scumpe.

ă extinsă şi căutare Z şi localizare multiplă

ia cu corelator activ

ă a similitudinii dintre două semnale dintre care unul este deplasat ie este maximă în momentul în care cele două semnale se potrivesc cel

semnale sunt identice, acest maxim se obţine când cele dou întârziere între ele). Corelaţia este utilizat pe scară largă în aplica

ia semnalelor deteriorate de zgomotul de pe canal, estimarea întârzierii de timp, sincronizarea în timp, potrivirea modelelor, şi analiza spectrală încrucişată.

ii individuali din şirul de ţei purtătoarei, fc+f0,

ilor de date. La comunicaţiile cu FH-FSK,

la mai mulţi biţi. În ţă de salt fh.

de mai multe ori pe durata unui bit. hj.

ă în sincronizarea . Acest proces de sincronizare se

care aduce cele două

un acord fin cu scopul de menţinere a

ia codului, unul din elementele critice este durata acestui proces. În scopul ie, au fost dezvoltate diferite procedee, care, odată cu evoluţia

terea puterii de calcul, au evoluat de la un set de tehnici de bază, fundamentale,

semnale dintre care unul este deplasat semnale se potrivesc cel

ine când cele două versiuni în aplicaţii cum ar fi

de zgomotul de pe canal, estimarea întârzierii de timp,


6

Corelaţia a două semnale se numeşte intercorelaţie şi corelaţia semnalului cu o copie a lui este numită autocorelaţie. Funcţia de corelaţie a două semnale periodice s1(t) şi s2(t) şi perioadă T0 este definită ca:

( ) ( ) ( )∫−

⋅+⋅⋅=2

2

210

12

0

0

1T

T

dttstsT

R ττ

Prin acest procedeu, semnalul receţionat r(t), compus din s(t) (în care este inclus semnalul

de date şi codul PN) şi zgomotul n(t), este 1. întâi multiplicat cu o replică locală a semnalului PN, 2. apoi filtrat cu un filtru-trece-bandă FTB, 3. după care urmează un etaj detector pătratic de anvelopă, cu rol de extragerea

datelor 4. Semnalul de ieşire din acest detector este integrat pe o durată de timp de Tb secunde 5. şi eşantionat la intervale de i⋅Tb secunde 6. mărimea obţinută din circuitul de eşantionare este comparată cu un prag

prestabilit, pentru a decide dacă codul local este sincron cu codul conţinut în mesajul recepţionat sau nu (faza codului local trebuie modificată pentru a ajunge la sincronism).

Acest procedeu este descris de schema bloc din figura de mai jos. În această structură de corelator/detector de tip multiplică şi integrează, generatorul local

de PN rulează continuu şi un set complet nou de n = Τb/Tc chipuri din semnalul recepţionat este folosit pentru fiecare test succesiv de prag pentru durata Tc a unui chip. Asta impune o limitare majoră privind viteza de căutare, deoarece faza de referinţă a codului PN local poate fi actualizată numai la intervale de Tb secunde.

Fig. 6.8 Schema bloc a unui sistem de achiziţie cu corelator activ

Astfel, în cazul în care căutarea este efectuată în incremente de 1/Ns chip-uri, viteza de căutare devine 1/Ns ⋅ Tb chip poziţii pe secundă.

6.4.2 Cu filtru compensat (adaptat)

Viteza de căutare poate fi crescută semnificativ prin înlocuirea operaţiei multiplică-şi-integrează cu un etaj corelator pasiv, cum ar fi filtrul compensat. Filtrul compensat poate fi implementat fie analogic, fie discret şi corelatoare discrete în timp. Figurile următoare prezintă două variante de implementare a filtrului compensat în format analogic, una bazată pe FTB, cealaltă bazată pe FTJ. Cele două scheme sunt echivalente şi produc acelaşi semnal la ieşire, dacă semnalul de intrare este acelaşi.


7

Fig. 6.9 Implementare analogică pentru filtru compensat: (a) cu FTB; (b) cu FTJ

Presupunem că anvelopa de la ieşirea filtrului compensat este comparată cu un prag predefinit după fiecare interval de eşantionare Ts. Dacă perioada de eşantionare este o fracţiune din durata chip-ului, Ts = Tc/Ns, (de obicei Ns = 2) căutarea se face cu o viteză egală cu frecvenţa de eşantionare, adică Ns/Tc poziţii pe secundă, după un timp iniţial de latenţă. Cu toate acestea, sistemul de achiziţie cu filtru compensat necesită mai multe calcule decât cel cu corelator activ. Dacă eşantionarea se face cu frecvenţa Ns/Tc şi lungimea corelaţiei filtrului compensat se întinde pe Mc chipuri, filtrul compensat necesită McNs multiplicări în fiecare interval Tc/Ns. Pe când, dacă folosim un corelator activ, acelaşi număr de multiplicări trebuie făcute în intervalul McTc.

Sistemele moderne de sincronizare cu filtru compensat folosesc de obicei implementări în format digital. Figura următoare arată o modalitate de implementare în care frecvenţa de eşantionare este dublul ratei chipurilor codului de împrăştiere (deci Ns = 2), iar coeficienţii ci reprezintă secvenţa codului de împrăştiere.

Fig. 6.10 Implementare digitală a unui filtru compensat [5]


8

6.4.3 Căutare serială

O tehnică utilizată pe scară largă pentru sincronizarea iniţială este de căutarea serială: toate fazele şi frecvenţele potenţiale ale codului sunt căutate în serie până sunt identificate faza şi frecvenţa corecte. Corectitudinea fazei / frecvenţei este determinată de încercarea de a restrânge (dez-împrăştia) semnalul primit: În cazul în care faza şi frecvenţa codului estimat sunt ambele corecte, refacerea se va realizează în mod corespunzător şi, astfel, un nivel mai mare de energie va fi sesizat la ieşire. În caz contrar, refacerea nu se face corect şi energia rezultată va fi mică.

Fig următoare prezintă o posibilă realizare a căutării seriale pe principiul probabilităţii maxime:

• Prima dată, se calculează şi memorează corelaţia dintre PN local şi PN recepţionat. • Apoi, faza codului local este deplasată către o nouă valoare şi iar se calculează şi

memorează corelaţia dintre PN local ajustat şi PN recepţionat. • Procesul se repetă până ce toate celulele din regiunea de nesiguraţă sunt examinate

sau, echivalent, pentru toate momentele t=i·Tb , i=1…q. • În final, faza codului care produce valoarea maximă de corelaţie este selectată ca

fiind cea corectă.

Fig. 6.11 Realizarea căutării seriale prin tehnica de căutare a probabilității maxime[5].

6.4.4 Căutare paralelă

O extensie firească a tehnicii seriale o constituie căutarea paralelă, în care, pe două sau mai multe căi de căutare se testează simultan faza codului. Un hardware mai complex determină reducerea timpului de achiziţie, proporţional cu numărul de căi paralele folosite. Fig prezintă o schemă de căutare paralelă în care întreaga regiune de incertitudine (formată din q celule) este sub-împărţită în Np >=2 componente identice, fiecare responsabilă pentru q/Np faze ale codului. Faza codului care produce maximul dintre aceste valori este determinată ca fiind faza corectă pentru codul ce va fi folosit în demodulator, penstru restrângerea semnalului.

Deşi căutarea serială poate fi implementată cu scheme de complexitate redusă, ea duce la un timp mai lung de achiziţie, în timp ce căutarea paralelă necesită un hardware mai complex, dar poate realiza achiziţii mai rapide.


Fig. 6.12 Realizarea căutării paralele prin tehnica de căutare a probabilității maxime[5].

Principiul filtrării compensate [1] Filtrul compensat (prescurtat în lb. engl. MF - matched filter) este un filtru liniar care

maximizează la ieşire raportul semnal-zgomot (SNR) prezent la intrarea sa. Răspunsul filtrului la impuls depinde de forma de undă aplicată la intrarea lui.

Aceste caracteristici ale filtrului compensat îl fac deosebit faţă de orice alt tip de filtru, în sensul că fiecare semnal recepţionat are propriul său filtru compensat. Filtrul efectiv îşi modifică/adaptează răspunsul său în frecvenţă la spectrul semnalului de la intrare pentru a reduce puterea zgomotului existent la intrarea lui, astfel încât, la ieşire, puterea zgomotului să fie mai mică.

Să considerăm filtrul din fig care primeşte semnalul si(t) afectat de zgomot alb aditiv Gaussian ni(t) şi să notăm s0(t) semnalul şi n0(t) zgomotul de la ieşirea filtrului. Considerând semnalul de intrare ca fiind semnal discret, se poate scrie că:

( ) Ttsitpentrutsi ><= 00 unde T este durata bitului. Aşa cum am defint anterior, scopul acestui filtru este de a

maximiza SNR la ieşirea lui, pentru t = T.

Fig. 6.13

Filtru compensat

si(t) + ni(t) s0(t) + n0(t)


10

După calcule care nu fac obiectul acestui curs, se obţine pentru SNR la ieşirea filtrului la t = T relaţia:

i

b

N

E

N

S 2=

, în care: Eb = energia per bit a semnalului recepţionat (la intrarea filtrului) Ni = densitatea spectrală de putere a AWGN la intrarea filtrului Din această relaţie se deduce că SNR la ieşirea filtrului compensat la t = T depinde de

parametrii masurabili (Eb, Ni) de la intrare a filtrului. Astfel, maximizarea SNR la intrarea detectorului (ieşirea filtrului compensat) necesită o

adaptare a funcţiei de transfer în frecvenţă a filtrului compensat pentru spectrul de semnalului primit.

Nu există alte filtre trece-jos, cum ar fi Butterworth sau Chebbyshev, care să fie capabile de o astfel de adaptare a spectrului de frecvenţe şi, prin urmare, SNR la ieşirea lor este

întotdeauna mai mică decât i

b

N

E2

Interpretarea în domeniul frecvenţă

În domeniul frecvenţă, este evident că filtrul compensat caută între componentele spectrale componenta cu cea mai mare pondere (caută componentele spectrale care au cel mai mare raport semnal-zgomot). Deşi acest lucru necesită un răspuns în frecvenţă ne-plat, distorsiunea introdusă prin utilizarea unui răspuns plat nu este semnificativă în aplicaţiile de tip radar şi comunicaţii digitale, în care forma de undă originală este cunoscută şi scopul este de a detecta prezenţa acestui semnal în de zgomotul de fond.

6.5 Tehnici avansate de achiziţie a codului

Aşa cum s-a arătat în paragrafele anterioare, în sistemele de comunicaţie DSSS, achiziţia codului este prima şi cea mai importantă procesare de semnal în receptor. Numai după ce blocurile de achiziţie a codului reuşesc operaţia de sincronizare la nivel de bit între codul din semnalul receptionat şi cel produs local, se poate trece la urmărirea fină a micilor variaţii de fază ale semnalului recepţionat, pentru a păstra sincronismul între cele două coduri.

Ca urmare, pentru o funcţionare normală, este necesar să se facă o achiziţie rapidă şi corectă a codului. Este un domeniu de interes pentru multe din cercetările din ultimele decenii. Convenţional, achiziţia codului se bazează pe corelaţia între semnalele PN recepţionat şi generat local şi pe compararea rezultatului cu un prag, pe măsură ce fazele celor două semnale avansează cu un chip sau cu o fracţiune de chip.

În ultimii ani au fost puse la punct câteva tehnici avansate de sincronizare a codului, al căror principal avantaj îl constituie micşorarea timpului de achiziţie, însă cu preţul creşterii complexităţii schemelor şi al costurilor de realizare. Printre acestea, se remarcă următoarele:

1. Achiziţia Rapidă bazată pe Estimare Secvenţială (RASE) Achiziţia rapidă bazată pe estimare secvenţială (RASE) se bazează pe o estimare

secvenţială a registrului de deplasare din componenţa generatorului PN local. Sistemul RASE face o estimare a primelor L chipuri PN recepţionate (unde L este numărul registrelor de deplasare) şi încarcă generatorul PN din receptor cu această estimare. Astfel se setează o condiţie

iniţială particulară (a stării de început) de la care generatorul începe să lucreze. Ştiind că următoarea stare a generatorului PN depinde doar de starea de prezentă, toate stările ulterioare pot fi prezise pe baza informaţiilor acumulate de la starea iniţială. Estimarea şi procesul de încărcare este repetat periodic până este obţinută starea iniţială corectă.


11

2. Achiziţia bazată pe detecţie secvenţială În ceea ce priveşte localizarea temporală şi dimensiunea pasului de verificare, schemele

de achiziţie se pot clasifica în scheme de achiziţie cu localizare unică, multiplă şi scheme de achiziţie secvenţiale. În cazul schemelor cu localizare fixă, există dezavantajul că detectorului îi trebuie la fel de mult timp pentru a elimina poziţiile de nesincronizare (lb. engl. out-of-sync) cât şi pentru acceptarea poziţiilor de sincronizare (lb. engl. in-sync). Pentru a minimiza timpul de achiziţie, se poate folosi un detector care va elimina rapid poziţiile out-of-sync dar va folosi un timp mai lung de integrare pentru celulele in-sync.

O variantă de minimizare a timpului de achiziţie este folosirea localizării multiple. Timpul de integrare al detectorului va creşte până în momentul în care testul eşuează (una din ieşiri cade sub prag). Aşadar, în cazul unei poziţii outof-sync, sunt necesari puţini paşi (ceea ce duce la un timp scurt de integrare) iar în cazul unei poziţii de sincronizare corectă sunt necesari toţi paşii.

De asemenea este posibilă creşterea timpului de integrare şi înlocuirea testelor multiple de prag cu un singur test de prag eliminatoriu. Un asemenea detector este cunoscut sub denumirea de detector secvenţial. Sistemul de achiziţie corespunzător este proiectat astfel încât timpul mediu de anulare a poziţiilor out-of-sync să fie mult mai scurt decât timpul mediu de anulare din cazul localizării unice. Deoarece un proces de achiziţie foloseşte în mod normal majoritatea timpului pentru anularea poziţiilor out-of-sync, timpul mediu de achiziţie a detectorului secvenţial pentru un sistem de achiziţie va deveni mult mai scurt decât în cazul sistemelor cu localizare unică.

3. Achiziţia bazată pe secvenţă auxiliară Pentru a obţine o achiziţie rapidă, este posibilă folosirea unei secvenţe auxiliare obţinută

din secvenţa PN originală, astfel încât produsul de intercorelaţie dintre cele două semnale să permită sincronizarea. S-a propus o tehnică de achiziţie bazată pe secvenţă auxiliară în care această funcţie de intercorelaţie dintre secvenţa auxiliară si secvenţa PN să aibă formă triunghiulară pe întreaga perioadă de chip TC. În acest mod, funcţia de intercorelaţie permite controlul fazei semnalului generat local.

Ansamblul este alcătuit din două subsisteme: • un subsistem pentru detectarea alinierii fazei • un subsistem pentru actualizarea fazei semnalului auxiliar, conţinând o buclă cu

oscilator controlat în tensiune OCT. Bucla cu OCT foloseste versiuni întârziate ale semnalului auxiliar pentru a realiza corelaţia cu semnalul recepţionat.

6.6 Tehnici de urmărire a codului

După alinierea codului PN local cu codul PN din semnalul recepţionat, procesul de căutare se încheie şi se trece la al doilea pas, urmărirea codului – de fapt un acord fin cu scopul de menţinere a sincronizării. Procesul de urmărire include şi sincronizarea fină la nivel de chip şi urmărirea fazei purtătoarei pentru demodularea coerentă.

Buclele de urmărire a codului pot fi clasificate în două categorii: • bucle coerente, în care frecvenţa şi faza purtătoarei sunt precis cunoscute, aşa încât

bucla poate lucra cu semnal în banda de bază; • bucle necoerente, în care frecvenţa şi faza purtătoarei nu sunt cunoscute exact

(datorită influienţei mediului de propagare, efectului Doppler, etc.). Metoda uzuală de urmărire în cazul DSSS constă în folosirea unui circuit numit DLL

(delay-locked loop - buclă cu calare întârziată). O schemă tipică pentru un circuit DLL necoerent folosit în sistemele DSSS cu modulaţie BPSK este prezentată în figura de mai jos.


12

Fig. 6.14 Schema de principiu pentru un circuit DLL de urmărire a codului [4].

În absenţa zgomotului şi a interferenţelor, semnalul BPSK recepţionat poate fi descris cu expresia:

Codul generat local de bucla de urmărire este deplasat în fază faţă de codul din semnalul

recepţiont cu un interval de timp τ, mai mic decât jumătate din durata unui chip, adică τ < Tc/2. Bucla face sincronizarea fină prin generarea a două secvenţe PN locale

g(t + Tc/2 + τ) g(t - Tc/2 + τ) identice, dar întârziate una faţă de cealaltă cu un chip. Cele două FTB sunt proiectate să

treacă data şi să medieze produsul dintre codul g(t) şi cele două secvenţe PN locale. Detectorul pătratic de anvelopă elimină data, deoarece |x(t)| = 1. Ieşirea fiecărui detector de anvelopă este dată aprox de expresia

unde operatorul E{} înseamnă valoarea estimată şi Rg(x) este funcţia de autocorelaţie a secvenţelor PN. Semnalul de reacţie Y(τ) este prezentat în fig următoare.

Fig. 6.15 Semnalul de reacţie din DLL

• când τ > 0 semnalul Y(τ) comandă VCO să îşi crească frecvenţa, forţând mărimea deplasării τ să descrească

• când τ < 0 semnalul Y(τ) comandă VCO să îşi micşoreze frecvenţa, forţând mărimea deplasării τ să crească

• dacă τ este suficient de mic, g(t)g(t+τ) ≈ 1, obţinând restrângerea semnalului Z(t), care este apoi aplicat unui demodulator convenţional.


Bibliografie

O problemă cu circuitul DLL: ramurile timpurie şi târzie trebuie să fie precis echilibrate, altfel semnalul de reacţie va fi deplasat şi nu va avea valoarea 0 când eroarea este 0. Această problemă se rezolvă folosind o buclă de urmărire cu timp comun în locul circuitului DLL cu durată întreagă. Bucla cu timp comun partajează folosirea corelatoarelor timpuriu – târziu. Principalul avantaj constă în folosirea unui singur corelator în buclă, ceea ce reduce problemele datorate offset-ului dc.

În fig se prezintă o variantă de buclă de urmărire cu timp comun, numită tau-dither loop TDL (buclă cu cuantizare τ).

Tinde să rezolve această problemă prin injectarea intenţionată a unei mici erori în corecţia urmăririi, aşa încât bucla permite vibraţii în jurul răspunsului corect. Aceste vibraţii sunt mici şi scăderea performanţelor este minimă. Metoda are avantajul folosirii unui singur corelator pentru a asigura şi funcţia de urmărire şi cea de restrângere. La fel ca în cazul DLL, semnalul recepţionat este corelat cu o versiune timpurie şi una târzie a codului PN generat local. Generatorul de cod PN este pilotat de un semnal de clock a cărui fază oscilează înainte şi înapoi după o funcţie de comutaţie semnal dreptunghiular. Asta elimină necesitatea asigurării identităţii funcţiilor de transfer pentru ramurile timpurie şi târzie.

Performanţele legate de SNR pentru TDL sunt cu puţin mai slabe decât ale unui DLL proiectat corect.

Fig. 6.16 Schema de principiu pentru un circuit TDL de urmărire a codului [4].

[1]. Mosa Ali Abu-Rgheff, Introduction to CDMA Wireless

Communications, Academic Press, 2007. [2]. John Proakis, Digital Communications, McGraw Hill, 2002. [3]. R. L. Peterson, R. E. Ziemer, D. E. Borth, Introduction to

Spread Spectrum Communications. Prentice International, Inc, 1995. [4]. Bernard Sklar, Digital Communications Fundamentals and

Applications 2nd edition, University of California, Los Angeles, Prentice Hall, 2001.

[5]. Byeong Gi Lee, Byoung-Hoon Kim, Scrambling techniques for

CDMA communications, Kluwer Academic Publishers, 2002.


14

Test de autoevaluare nr. 6

1. Descrieţi (eventual folosind un desen) principiul împrăştierii spectrului. 2. Care sunt principalele tehnici de împrăştiere a spectrului şi în ce constau. 3. Prezentaţi, folosind o schemă bloc, structura unui sistem de comunicaţii DSSS 4. În ce constă procesul de sincronizare a codului local cu semnalul recepţionat? Descrieţi

succint cei doi paşi. 5. Enumeraţi tehnicile fundamentale de achiziţie a codului prezentate în acest capitol. 6. Enumeraţi tehnicile avansate de achiziţie a codului prezentate în acest capitol. 7. Care este principalul avantaj adus de tehnicile avansate de achiziţie a codului față de cele

fundamentale. 8. Ce sunt tehnicile de urmărire a codului? 9. Descrieți, pe scurt, una din tehnicile de urmărire prezentate în acest capitol (la alegere,

fără schemă).

Date post:	16-Jan-2016
Category:	Documents
Upload:	bogdan-dumitru
View:	8 times
Download:	0 times

Cap 06

Documents