CAE_Cap_4

5/11/2018 CAE_Cap_4 - slidepdf.com

http://slidepdf.com/reader/full/caecap4 1/48

CAPITOLUL 4

COMPATIBILITATE ELECTROMAGNETICĂ

4.1. Natura interferenţelor electromagnetice şi căile lor de propagare

Introducere

Modelul de interferenţă global prezentat în figura 4.1 are o valoare de utilizarelimitată. Pentru a proiecta corect compatibilitatea electromagnetică a unuiechipament electronic trebuie să fie cunoscute următoarele:

- mediul electromagnetic perturbator (toate emiţătoarele), precum şicaracteristicile acestora, cum ar fi: valorile de vârf ale tensiunilor,intensităţi de câmp, spectre de frecvenţă, pante ale fronturilor

impulsurilor;- mecanismele de cuplaj, de exemplu sub forma factorilor de atenuare aifiltrelor şi ecranelor sau funcţiilor de transfer complexe;

- receptivitatea (susceptibility) dispozitivelor perturbate (receptoarelor) subformă de nivele de perturbaţii admisibile în domeniul de frecvenţă şi îndomeniul timp.

Fig. 4.1. Model de interferenţă global.

Fig. 4.2. Model de interferenţă intersistem.



Construcţia aparatelor electronice

Fig. 4.3. Model de interferenţă intrasistem.

În timp ce sursele şi receptoarele de perturbaţii se pot caracteriza cu uşurinţă prin măsurarea emisiilor, respectiv a nivelelor de perturbaţii admisibile,identificarea mecanismelor de cuplaj impune o înţelegere intimă a fenomenelor fizice ale electrotehnicii şi o mare experienţă practică în tehnica circuitelor. Decele mai numeroase ori este vorba de căi de transmisie parazite, neprevăzute de

proiectant (capacitaţi şi inductivităţi parazite etc.) care de multe ori se pun în

evidenţă numai prin interferenţele electromagnetice produse de ele.În funcţie de mediul de propagare şi distanţa faţă de sursa de perturbaţii,mărimile perturbatoare ajung pe căi diferite şi în combinaţii diverse la circuitul

perturbat.

Cuplajul parazit poate fi de următoarele tipuri:- galvanic, când semnalele perturbatoare pătrund prin circuitele electrice

conductoare (linia de alimentare, mantaua metalică a conductoarelor, ecranemetalice etc.) sau chiar prin componente pasive (condensatoare,transformatoare etc.) pe aceleaşi căi ca şi semnalele utile;

- capacitiv, când semnalele perturbatoare pătrund prin câmpul electric produsîn dielectricul unor capacităţi parazite;

- inductiv, când semnalele perturbatoare pătrund prin câmpul magnetic produs în interiorul unor inductanţe parazite (sau în mediul de cuplaj a douăinductanţe parazite);

- prin radiaţie electromagnetică, când cuplajul este realizat prin acţiunea adouă câmpuri , electric şi magnetic, semnalele perturbatoare propagându-seîn spaţiu sub forma unor unde electromagnetice.

O interferenţă electromagnetică poate apare pe conductoarele unei linii desemnal util dintr-un sistem electronic printr-un anumit tip de cuplaj, se poate

propaga prin cuplaj galvanic şi/sau capacitiv şi/sau inductiv şi poate apare peconductoarele altei linii de semnal. Dacă sistemul electronic ocupă un spaţiusuficient de mare poate apare şi cuplajul radiant, când dimensiunile geometriceale liniilor de semnal sunt comparabile cu lungimea de undă a semnalelor

perturbatoare.

Căile de propagare ale semnalelor perturbatoare sunt multiple, incluzând liniilede alimentare, liniile de semnal (de intrare sau de ieşire), capacităţile şiinductanţele parazite, aerul din mediul ambiant prin care se propagă sub formă

74



Capitolul IV – Compatibilitate electromagnetică

de unde electromagnetice, emise de antenele parazite de la sursele de perturbaţii şi sunt recepţionate de antenele parazite de la perturbat (receptor sausistem electronic).

Observaţie: Pentru o mai bună înţelegere a definiţiei cuplajului galvanic (apare

în definiţie: „sau chiar prin componente pasive…”) se studiază în continuarecazul general al cuplajului galvanic şi se corelează definiţia acestuia cutransformarea cuplajului electric în cuplaj prin conducţie.

4.2. Cuplajul galvanic

Cuplajul galvanic sau cuplajul prin conducţie se produce între două circuite careau o impedanţă comună Z. Această impedanţă poate fi o simplă porţiune dintr-

un conductor, o impedanţă de transfer sau chiar un anumit tip de dipol. În figura4.4 este reprezentată o schemă generală a cuplajului galvanic.

Fig. 4.4. Cuplajul galvanic dintre două circuite prin impedanţa comună Z.

Curentul din circuitul I (sistemul perturbator) produce, pe impedanţa comună Z,o cădere de tensiune care se suprapune peste semnalul util din circuitul II(sistemul perturbat). Această schemă simplă lămureşte unele probleme decompatibilitate electromagnetică cum sunt:

- zgomotul (brumul) de 50 Hz transmis prin conducţie;- curenţii perturbatori prin ecranele cablurilor şi prin carcasele aparatelor;- perturbaţiile care ajung la consumatori alimentaţi de la aceeaşi reţea prin

conductoarele acesteia etc.

Dacă prin circuitele I şi II, curenţii sunt comparabili ca mărime, perturbaţia estereciprocă.

4.3. Cuplajul electric

Cuplajul electric sau capacitiv apare între două circuite ale căror conductoaresunt la potenţiale diferite, conform figurii 4.5. Presupunem ca circuit perturbator

I, reţeaua monofazată de tensiune alternativă (220V, 50Hz), iar circuitul perturbat II, un montaj de măsură independent cu ajutorul căruia se măsoarătensiuni de ordinul mV prin intermediul unui osciloscop. Între conductorul aflat

75




la potenţialul 220V şi circuitul de măsurare, aflat la un potenţial foarte apropiatde cel al pământului (borna „rece” a osciloscopului este conectată la priza de

pământ din motive de electrosecuritate, iar la borna „caldă” potenţialul este deordinul mV), există un câmp electric (figura 4.5-a) a cărui influenţă se poatesimula prin capacităţile parazite 1 p

C şi 2 pC , dintre linia de alimentare şi

circuitul de măsurare, conform figurii 4.5-b.

Fig. 4.5. Cuplaj parazit prin câmp electric:a) Model de câmp (mărimi distribuite); b) Model de reţea (mărimi concentrate).

P 1 , P 2 – prize de pământ lângă postul de transformare, respectiv la consumator.

În figura 4.5, în plus, apare şi un generator de perturbaţii între prizele P1 şi P2, cuatât mai puternic, cu cât la reţea sunt conectaţi mai mulţi consumatori. Prizele P1

şi P2 au potenţiale diferite. Dacă luăm ca referinţă P1, la P2 măsurăm un semnal perturbator, astfel că sursa echivalentă de perturbaţii are tensiunea egală cu sumadintre tensiunea reţelei şi zge .

Prin divizorul format din i Z || Z şi 1 pC , la borna „caldă” a osciloscopului, apare

o fracţiune din semnalul perturbator, care se suprapune peste semnalul util.Modelarea circuitului se face pe baza teoriei reţelelor sau circuitelor electrice, încare se lucrează cu surse de tensiune sau curent şi componente active şi pasive,cuplajul electric transformându-se în model de reţea. Prin această transformare,

cuplajul electric devine cuplaj prin conducţie, impedanţele de cuplaj fiind datede capacităţile parazite. Natura reală a cuplajului nu trebuie pierdută din vedere.

76




Observaţie: Analiza prin teoria câmpului electric este dificilă, aparatulmatematic presupunând un efort mare de calcul.

4.4. Cuplajul magnetic

Cuplajul magnetic sau inductiv se produce între două sau mai multe circuite parcurse de curent electric. Pentru a ilustra cuplajul magnetic, presupunemacelaşi circuit din figura 4.5, în care linia de alimentare are conectată o sarcinăvariabilă, care consumă un curent de intensitate egală cu 20 A. Pentru claritateaanalizei neglijăm cuplajul electric.

Curentul electric variabil ce parcurge linia de alimentare, produce în jurulconductoarelor acesteia un câmp magnetic variabil (fig. 4.6.a), care induce o

tensiune electrică în circuitul perturbat, tensiune care se înseriază cu semnalulutil, conform figurii 4.6.b.

Fig. 4.6. Cuplaj parazit prin câmp magnetic:a) Model de câmp; b) Model de reţea.

Observaţie: Traseul de retur a curentului, spre nulul reţelei monofazate poateavea acelaşi efect perturbator, în funcţie de poziţia sa faţă de circuitul perturbat.Anticipând măsurile antiperturbatoare, în figura 4.6, dacă turul şi returul linieide alimentare sunt două conductoare torsadate (răsucite), câmpul magnetic

perturbator poate fi drastic redus.

În figura 4.6 s-a reprezentat cuplajul conductorului de tur cu circuitul perturbat.Acţiunea câmpului magnetic produs de curentul din linia de alimentare(perturbator) asupra circuitului de măsurare (perturbat) este reprezentată înmodelul de reţea printr-o inductivitate mutuală M sau printr-o tensiune indusă.

77




În figurile 4.5 şi 4.6 sunt puse în evidenţă mecanisme de cuplaj prin câmpuricvasistaţionare (joasă frecvenţă, 50 Hz), electric şi magnetic având acţiuni

perturbatoare independente. Pe de o parte, interferenţa prin câmp electric dinfigura 4.5 nu este legată de prezenţa unui câmp magnetic, iar pe de altă parte, înfigura 4.6, prezenţa unei anumite interferenţe electrice poate să nu deranjeze cu

nimic o interferenţă magnetică oricât de slabă.

4.5. Cuplajul prin radiaţie electromagnetică (câmp electromagnetic) saucuplaj electromagnetic

Noţiunea de cuplaj prin radiaţie electromagnetică se referă la situaţia de câmp îndepărtat când distanţa dintre perturbator şi perturbat este mai mare ca jumătate din lungimea de undă a semnalului perturbator. Cuplajul prin câmp

electric sau magnetic reprezintă situaţia de câmp apropiat, în care cele douăcâmpuri sunt independente.

În zona îndepărtată a câmpului electromagnetic produs de perturbator, câmpulelectric şi câmpul magnetic există simultan şi sunt legate unul de celălalt prinimpedanţa de undă a mediului dielectric ce le separă. În conductoare, câmpulelectromagnetic este nul.

Impedanţa de undă a vidului are expresia şi valoarea date de relaţia (4.1),

conform figurii 4.7.Ω

ε

µ 377===

o

o

o

oo

H

E Z (4.1)

Fig. 4.7. Model general de cuplajelectromagnetic.

Cuplajul prin radiaţie electromagnetică se produce şi atunci când sistemul perturbat nu posedă o antenă liniară propriu-zisă. Pe post de antenă, în circuitul

perturbat, poate acţiona, fie un conductor de conexiune, fie o schemăelectronică, neavând în mod efectiv calitatea de antenă.

78




Observaţii: Tratarea detaliată a mecanismelor de cuplaj urmează a fi efectuată ulterior. În practică, perturbaţiile acţionează pe mai multe căi de cuplaj simultane, iar

una (unele) din căi poate (pot) conţine mai multe mecanisme de cuplaj încascadă. Această situaţie face dificilă analiza efectuată pentru depistarea

sursei (surselor) de perturbaţii.

O schemă sintetică, punând în evidenţă căile de pătrundere a interferenţelor electromagnetice într-un sistem de automatizare este reprezentată în figura 4.8.

Fig. 4.8. Căi de pătrundere a

interferenţelor electromagneticeîntr-un sistem de automatizare.

Pentru localizarea uşoară a căilor de pătrundere a perturbaţiilor, trebuie binecunoscut sensul fizic al diferitelor mecanisme de cuplaj.

4.6. Surse de perturbaţii

Sursele de interferenţă electromagnetică pot fi:- naturale (atmosferă, cosmos, zgomot termic etc.);- create prin activitatea umană.

Cele naturale sunt inevitabile, pe când cele create de om pot fi controlate prin:

- utilizare disciplinată a spectrului electromagnetic;- limitare locală a nivelului surselor neprevăzute, de producere a energiei

electromagnetice (aşa-numite „parazite”).

După spectrul emisiei parazite, sursele de perturbaţii se pot clasifica astfel:- de frecvenţă zero: câmpuri electrostatice sau magnetostatice exterioare, care

influenţează instrumentele indicatoare, tuburi catodice, punţi de măsurareetc;

- de zgomot de reţea: brumul de 50 Hz (Europa) sau 60 Hz (U.S.A.) din

reţelele de transport al energiei;- de frecvenţă foarte joasă (engleză: E.L.F. – Extra Low Frequency): sistemede comunicaţii pe submarine;

79




- emiţătoare de radio şi televiziune;- electromedicina şi radionavigaţia;- tehnica radar, cuptoarele cu microunde;- radiaţia cosmică.

Din această enumerare rezultă că sursele de perturbaţii se situează în tot spectrulelectromagnetic. Domenii largi ale spectrului acoperă şi fenomenele decomutaţie din circuitele electrice şi electronice, unde, cu cât este mai rapidfrontul semnalului, cu atât este mai larg spectrul perturbator.

După natura activităţii care produce perturbaţiile, sursele de perturbaţii pot fi:- Surse de perturbaţii funcţionale, care de fapt sunt echipamente cu emisieintenţionată, având un spectru discret (engleză: intentional sources): emiţătoarede telecomunicaţii care produc şi radiază în spaţiu, prin antene de emisie, unde

electromagnetice în scopul transmiterii informaţiei; emiţătoare (generatoare) deînaltă frecvenţă pentru tratamente termice în industrie sau pentru tratamenteumane în medicină, cuptoare cu microunde, telecomenzi pentru diverse aparatesau pentru uşi de garaj.

Observaţie: Emiţătorul presupune o antenă (de emisie) care radiază în spaţiu până la o anumită distanţă. Generatorul poate avea sau nu o antenă, dar acţionează într-un spaţiu limitat (eventual printr-o cuşcă Faraday).

- Surse de perturbaţii nefuncţionale, cu emisie neintenţionată, parazită,emisie care nu are nici o contribuţie la funcţiunile primare ale acestor surse(engleză: unintentional, incidental sources): instalaţiile de aprindere electrică aautomobilelor, lămpile fluorescente, instalaţiile de sudură, bobinele releelor şicontactoarelor, mijloacele de transport electric, convertoarele şi invertoareleelectronice, descărcările Corona şi manevrele de comutaţie din reţelele de înaltătensiune, comutatoarele cu contacte, diafonia, descărcările atmosferice,descărcările electrostatice, tensiunile şi curenţii rapid variabili din laboratoarelede înaltă tensiune, fizica plasmei, tehnologia impulsurilor de putere (engleză;

Pulse Power Technology) ş.a. m. d. Aceste surse au un spectru larg defrecvenţă.

În cazul surselor de perturbaţii funcţionale, compatibilitatea electromagnetică serealizează uşor deoarece calitatea lor de emiţător este evidentă şi luată înconsideraţie de la începutul proiectării. Pentru sursele de perturbaţienefuncţionale apar probleme de identificare. Dacă se reuşeşte identificarea lor (şi a influenţei lor, de exemplu, sunt cunoscute emisiile parazite ale aprinderiielectronice la automobile, în consecinţă, un radioreceptor auto trebuie tratatantiperturbativ mai consistent decât unul portabil).

80




Cea mai avantajoasă clasificare a surselor de perturbaţii este după spectrul defrecvenţă emis de ele: surse de perturbaţii de bandă îngustă şi surse de

perturbaţii de bandă largă. O sursă de perturbaţii se consideră de bandă largădacă semnalul perturbator emis are un spectru de frecvenţă mai larg decât bandade frecvenţă a unui anumit sistem de recepţie (la cele de bandă îngustă este

invers). Sursele de perturbaţii de bandă largă au un spectru aproape continuuadică liniile spectrale sunt foarte dese, aproape una lângă alta. Pot fi de tipulgeneratoare de tip zgomot continuu (emis permanent) şi surse de perturbaţiitranzitorii. Zgomotul continuu este format din numeroase impulsuri, avândamplitudini diferite, foarte apropiate unul de altul (în timp) uneori, chiar suprapuse. perturbaţiile tranzitorii se pot deosebi unele de altele şi au o frecvenţăde repartiţie relativ redusă (de exemplu, impulsurile de comutaţie). Perturbaţiile

pot fi distribuite statistic (efectul Corona pe liniile electrice aeriene), pot fi periodice (regulatoare de tensiune cu tiristoare comandate în fază) sau

neperiodice (deconectarea bobinei unui releu).

În compatibilitatea electromagnetică clasică se puteau tolera impulsurile perturbatoare tranzitorii izolate, pocnituri (engleză: click) singulare sau eventualrepetate cu o frecvenţă foarte mică. Aceste semnale parazite puteau deranjanesemnificativ o legătură de tip radio. În concepţia modernă se consideră că, înanumite condiţii, apariţia unui singur impus perturbator în sistemul de comandăşi control al unei centrale electrice poate duce la scoaterea din funcţiunetemporară a acestuia, iar în aviaţie sau astronautică, la urmări deosebit de grave.

4.7. Tipuri de perturbaţii

O clasificare după modul de propagare, comparativ cu semnalul util, împarte perturbaţiile în două categorii: perturbaţii de mod normal şi perturbaţii de modcomun.

4.7.1. Perturbaţii de mod normal (Normal Mode)Aceste perturbaţii apar între conductoarele de ducere şi cele ce întoarcere alecircuitelor (semnalelor), ca semnale de tensiune şi se înseriază (sumează) cusemnalele utile. Curenţii de semnal perturbator produşi de tensiunile de modnormal circulă în acelaşi mod cu cei de semnal util (aceeaşi direcţie pe traseelede ducere şi respectiv de întoarcere). Se disting două situaţii, după cum urmează:- Circuite simetrice: fără punere la masă (sau pământ) sau care au punctulmedian conectat la masă (sau la pământ).

În această situaţie, perturbaţiile de mod normal se manifestă prin tensiunisimetrice, conform figurii 4.9.

81




Fig. 4.9. Schemă generală pentru definirea perturbaţiilor de mod normal cuplate în circuite

simetrice.

- Circuite nesimetrice, care au un conductor conectat la masă (sau la pământ).Perturbaţiile de mod normal se manifestă ca tensiuni nesimetrice, conformfigurii 4.10.

Fig. 4.10. Schemă generală pentru definirea perturbaţiilor de mod normal cuplate în circuite

nesimetrice.

Perturbaţiile de mod normal se transmit, în majoritatea cazurilor, prin cuplaj

magnetic sau prin conversie mod comun/mod normal (descrisă în figura 4.15).Prin înserierea cu semnalul util, ele produc erori de măsurare, funcţionareeronată etc. În figurile 4.9 şi 4.10, tensiunea perturbatoare de mod normal NMU

produce în circuitele respective un curent de mod normal NMI , care la rândulsău produce căderi de tensiune pe impedanţele echivalente ale emiţătorului şireceptorului. Aplicând legea lui Ohm generalizată circuitelor din figurile 4.9 şi4.10 se obţin relaţiile:

⋅=

⋅+⋅=

,ZIU

,ZIZIU

R N MP

R N MS N M N M

dacă 0Uutil =

(4.1) p - perturbaţia la receptor.

0U,ZZ

UI util

R S

NM NM =

+= (4.2)

Ţinând cont de expresia (4.2) a curentului de mod normal, din 4.1 se obţineexpresia PU :

R S

R NMP

ZZ

ZUU

+

⋅=

(4.3)

82




În cele mai multe aplicaţii |Z||Z| R S << şi din relaţia (4.3) rezultă că NMP UU ≅ ,adică la receptor se regăseşte aproape toată tensiunea de mod normal, catensiune perturbatoare în serie cu semnalul util.4.7.2. Perturbaţii de mod comun (Common Mode)

Aceste perturbaţii apar între traseele de semnal şi masa de referinţă. Un exemplutipic şi util de analizat este cel al creşterii tranzitorii a potenţialului pământului.În figura 4.11 este reprezentată schema bloc de principiu a unei astfel de situaţii.

Fig. 4.11. Creşterea potenţialului

pământului într-un circuit de descărcarela înaltă tensiune.

inc I - curentul de încărcare a capacităţii

parazite pC .

Un generator de înaltă tensiune G acţionează prin descărcări electrice asupraunui obiect de încercat O (un simplu dielectric sau părţi izolatoare din carcasaunui aparat). Cele două aparate, respectiv G şi O sunt conectate la o priză de

pământ de protecţie printr-o impedanţă PZ ( PZ este impedanţa conexiuniidintre borna de acces a prizei şi pământul propriu-zis). De la părţile instalaţieiaflate la potenţialul ridicat pornesc către pământ linii de câmp prin mediulambiant. Aceste linii de câmp electric corespund într-o abordare prin teoriacircuitelor electrice, capacităţilor parazite pC , care în cazul fenomenelor deimpuls, se încarcă şi se descarcă în timp foarte scurt. Din cauza vitezei mari devariaţie a tensiunilor, curenţii de încărcare pot avea valori foarte mari.

Curenţii de încărcare se închid prin impedanţa pământării PZ , şi produc, chiar şi pentru valori mici ale PZ , creşteri tranzitorii de potenţial de valoriconsiderabile, care provoacă circulaţia unor curenţi de egalizare a potenţialelor în întreaga reţea de pământare. În acest fel, pot fi perturbate alte aparateconectate la aceeaşi reţea de pământare sau pot fi chiar distruse. În figura 4.12este ilustrată o soluţie de minimalizare a acestor supratensiuni tranzitorii.

83




Fig.4.12. Instalaţie ecranată în cuşcă Faraday.

Liniile de câmp electric de dispersie se închid prin pereţii ecranului. Curenţii deîncărcare circulă pe partea interioară a pereţilor ecranului şi nu provoacă creşteri

de potenţial pe PZ

. În acest caz nu sunt necesare prize de pământ de adâncime(la care 0|Z| P ≅ ). Revenind la perturbaţiile de mod comun, problema se puneasemănător ca în figurile 4.9 şi 4.10, adică pentru circuite cu funcţionaresimetrică, respectiv, nesimetrică.

Pentru circuite cu funcţionare simetrică, tensiunea de mod comun apare între„punctul median electric” (care ar trebui să aibă potenţialul masei electrice) şimasa electrică de referinţă. În această situaţie, conductorii de ducere şi deîntoarcere au aceeaşi tensiune faţă de masă. Dacă circuitul este total diferenţial,cele două semnale de mod comun nu produc semnal perturbator la ieşireacircuitului. În figura 4.13 este reprezentată o schemă generală ideală aplicabilănumai pentru circuitele de curent continuu şi cele de curent alternativ de joasăfrecvenţă.

Fig. 4.13. Schemă generală idealizată privind perturbaţiile de mod comun pentru

circuite cu funcţionare simetrică.

Pentru circuitele cu funcţionare nesimetrică, tensiunile de mod comun se producîntre fiecare conductor în parte şi masa de referinţă şi sunt considerate catensiuni nesimetrice. Tensiunile nesimetrice ale conductoarelor de ducere şi deîntoarcere diferă între ele, ca mărime, cu valoarea tensiunii utile care este de

mod normal. În figura 4.14 este reprezentată o schemă generală idealizată, pentru circuite nesimetrice.

84




Fig. 4.14. Schemă generală idealizată privind perturbaţiile de mod comun pentru

circuite cu funcţionare nesimetrică.

Tensiunile de mod comun nu produc o tensiune perturbatoare în serie cusemnalul util, dar dacă au valori mari pot determina conturnări întreconductoarele de semnal şi carcasa aparatului, sau masa electrică. Conturnările,de regulă, produc efecte distructive ireversibile (conturnare – apariţia unor descărcări electrice care străpung izolaţia).

Schemele prezentate în figurile 4.13 şi 4.14 sunt valabile la joasă frecvenţă şi înregim de curent continuu. La creşterea frecvenţei se manifestă efecteleimpedanţelor conductoarelor liniei de semnal şi cele ale capacitaţilor parazite. Înfigura 4.15 sunt ilustrate aceste aspecte.

Fig. 4.15. Formarea curenţilor de mod

comun la frecvenţe înalte. Ilustrareaconversiei mod comun/mod normal.

În figura 4.15, tensiunea de mod comun produce curenţi de mod comun, care seîntorc la sursă prin capacităţile parazite 1 p

C şi 2 pC şi masă ( 1CMI şi 2CMI au

acelaşi sens). Dacă impedanţele parcurse de curenţi sunt egale, capacităţile

parazite sunt egale şi impedanţele interne ale emiţătorului şi receptorului suntegale, atunci curenţii de mod comun sunt egali şi la receptor nu se produce nici otensiune perturbatoare.

În cazul unor impedanţe inegale, conductoarele de ducere şi de întoarcere sunt parcurse de curenţi de mod comun de valori diferite. Rezultă căderi de tensiunediferite şi potenţiale diferite faţă de masă. Impedanţele inegale produc oconversie tensiune de mod comun/ tensiune de mod normal, a cărei valoare estedată de relaţia:

12 nesimnesimsim UUU −= (4.4)

85




O măsură a conversiei mod comun/mod normal pentru o schemă dată oconstituie factorul de conversie mod comun/mod normal (FCCN – Factor deConversie mod Comun / mod Normal), rezultat din raportul dintre tensiunea

perturbatoare rezultantă de mod normal şi cea de mod comun, conform relaţiei:

)(U

)(UFCCN

CM

NM

ω

ω= (4.5)

La o conversie totală, FCCN=1, iar în cazul sistemelor perfect simetrice,FCCN=0. FCCN se poate determina uşor prin măsurători. Astfel, seîndepărtează sursa de semnal util (pasivizarea sursei de semnal înseamnăînlocuirea ei cu o impedanţă egală cu cea internă echivalentă a sursei) şi sealimentează circuitul cu o tensiune de mod comun. În figura 4.16 sunt ilustrateaceste considerente.

Fig. 4.16. Măsurarea FCCN. a) linie dublă simetrică; b) A.O. diferenţial.

FCCN corespunde amplificării de mod comun a amplificatorului operaţional.Este utilă introducerea unui factor de atenuare CM/NM, definit ca logaritmulzecimal al inversului FCCN, conform relaţiei:

)(U

)(Ulg20FACN

NM

CM

ω

ω⋅= (4.6)

Observaţie: FACN nu trebuie confundat cu CMRR (Common Mode RejectionRatio) adică raportul de rejecţie a modului comun. FACN permite o evaluare avalorii absolute a unei tensiuni perturbatoare, iar CMRR, o evaluare a raportuluisemnal perturbat/semnal util.

Perturbaţiile de mod comun sunt produse (cel mai frecvent) în buclele de pământare formate în configuraţiile de măsurare sau în tehnica automatizării şiconducerii proceselor industriale. În figura 4.17 se ilustrează o configuraţie

perturbatoare într-un sistem de măsurare/vizualizare a semnalului furnizat de ungenerator de semnal.

86




Fig. 4.17. Conversia mod comun/mod normal la o buclă de pământare.GS – generator de semnal; CE – cablu ecranat, O – osciloscop.

Observaţie: Cablul ecranat este conectat la GS şi la O prin cuplaj BNC (prizăGS – fişă CE –cablu ecranat - fişă CE – priză O).

1P şi 2P sunt pământările de protecţie ale celor două aparate GS şi O şi suntconectate împreună prin priza comună a reţelei monofazate. Din motive deelectrosecuritate, carcasele GS şi O sunt conectate la pământare, iar conexiunile„reci” ale prizelor BNC au contact electric direct cu carcasele aparatelor. S-aneglijat impedanţa ecranului cablului coaxial.

O tensiune de mod comun poate fi indusă în bucla de pământare din figura 4.17sau provocată de potenţiale diferite în circuitul de pământare (acesta nu esteechipotenţial). Această tensiune produce curent prin bucla de pământare, deci

prin ecranul CE, precum şi prin conductorul central al CE, ambele (ecranul şiconductorul central) fiind conectate în paralel la sursa de tensiune perturbatoare)(UCM ω . Impedanţele sursei şi receptorului (GS şi O) formează pentru

tensiunea de mod comun )(UCM ω un divizor de tensiune, astfel că pe impedanţareceptorului apare o cădere de tensiune de mod normal )(U p ω având expresia:

)(UZZ

Z)(U CM

R S

R p ω⋅

+=ω (4.7)

Factorul de conversie CM/NM al schemei este dat de relaţia:

R S

R

CM

p

ZZ

Z

)(U

)(UFCCN

+=

ω

ω

= (4.8)

Observaţie: În această analiză se consideră că tensiunea de mod comun)(UCM ω nu este scurtcircuitată de impedanţa ecranului cablului coaxial.

În practică, de cele mai multe ori, impedanţa receptorului este mai mare decât asursei şi în relaţia (4.8), valoarea FCCN este aproape de unitate. Perturbaţia de

mod comun se regăseşte integral la receptor. În cazul adaptării,Ω== 50ZZ R S , impedanţa liniei se poate neglija, iar perturbaţia la receptor este jumătate din )(UCM ω . La frecvenţe înalte apare efectul pelicular care

87




uneori mai este numit „efectul de refulare a curentului” (curentul circulă numaiîntr-o coroană circulară la suprafaţa unui conductor cilindric; δ - adâncime de

pătrundere).Datorită acestui efect, curentul circulă numai prin ecranulcablului, ca perturbaţie de mod normal apărând căderea de

tensiune culeasă pe partea interioară a ecranului cablului a căruivaloare se calculează din impedanţa de cuplaj a cablului(engleză – mutual transfer impedance). În figura 4.18 sedefineşte impedanţa de cuplaj (sau transfer) a unui cablu coaxial.

Fig. 4.18. Impedanţa de cuplaj a unui cablu coaxial (ecranat) )( Z K ω .

ω

⋅π⋅=λ

λ<<

⋅ω

ω=ω

c2,

4,

)(I

)(U)(Z

p

pK

(4.9)

Măsurile principale pentru micşorarea conversiei mod comun / mod normal

(CM/NM) sunt:- mărirea impedanţei buclei de pământare (până la desfacerea buclei);- simetrizarea impedanţei conductoarelor liniei de semnal;- tehnica ecranării de protecţie.

Alte denumiri date semnalelor de mod normal şi de mod comun:Mod normal : tensiune transversală, tensiune simetrică, mod diferenţial, modserial, mod impar.Mod comun: tensiune longitudinală, tensiune nesimetrică, mod paralel, mod par,

tensiune sincronă.

4.8. Aprecierea cantitativă a compatibilităţii electromagnetice

Pentru aprecierea cantitativă a compatibilităţii electromagnetice (CEM) se potutiliza rapoartele mărimilor caracteristice dar mai avantajoasă este utilizarealogaritmilor acestor rapoarte. Mărimi caracteristice ale compatibilităţiielectromagnetice pot fi: tensiunea electrică, intensitatea curentului electric,

intensitatea câmpului electric sau magnetic. Prin utilizarea logaritmilor,rapoartele mărimilor caracteristice se pot reprezenta concentrat pentru variaţialor într-un domeniu larg de valori, de mai multe decade. În plus, pentru

88




schemele cu mai multe etaje cuplate în cascadă, răspunsul global se evalueazăaditiv, nu multiplicativ. Exemple:

.ClgBlgAlgABClg,4U

Ulg,10

U

U,mV1U,V10U

1

24

1

212 ++=====

Se poate introduce noţiunea de interval de semnal – perturbaţii (sau semnal -

zgomot) în loc raport semnal – zgomot.

Se deosebesc două tipuri de rapoarte logaritmice şi anume:- nivele ale unor mărimi, obţinute prin logaritmarea raportului dintre mărimearespectivă şi o valoare de referinţă fixată a acesteia; exemplu: nivelul de

tensiune [ ] V1U,VdBU

Ulg20u 0

0

xdB µ=µ⋅= ;

- rapoarte de transfer, obţinute prin logaritmarea rapoartelor mărimilor deintrare şi de ieşire ale unui circuit sau sistem. Acestea caracterizează

proprietăţile de transfer ale sistemului şi reprezintă logaritmul valorilor inverseale factorului de transfer (la acesta se raportează mărimea de ieşire la cea deintrare); exemple: atenuarea unui ecran, a unei linii de transmisiune, atenuareade mod comun/mod normal etc.

Mărimi de sistem raportate. Nivele.

Cu ajutorul logaritmului zecimal ( )10loglg = se definesc următoarele nivele în

decibeli (dB, B – Bell, în amintirea lui Alexander Graham Bell, inventatorultelefonului).• Nivel de tensiune:

[ ] V1U,dBU

Ulg20u 0V

0

xdB µ=⋅= µ - valoare de referinţă (4.10)

• Nivel de curent:

[ ] A1I,dBI

Ilg20i 0A

0

xdB µ=⋅= µ - valoare de referinţă (4.11)

• Nivel de câmp electric:

[ ]mV1E,dB

EElg20E 0mV0

xdB

µ=⋅= µ - valoare de referinţă (4.10)

• Nivel de câmp magnetic:

[ ]m

A1H,dB

H

Hlg20H 0mA

0

xdB

µ=⋅= µ - valoare de referinţă (4.10)

• Nivel de putere:

[ ] pW1P,dBP

Plg10 p 0 pW

0

xdB =⋅= - valoare de referinţă (4.10)

unde: pW1W10A1V1IUP 12000 ==µ⋅µ=⋅= − .

Observaţie: Pentru puteri, care sunt produse IU ⋅ , factorul din faţa logaritmuluieste egal cu 10.

89




Dacă puterea xP se măsoară la bornele unui circuit având o rezistenţaechivalentă egală numeric cu 0R (pentru care se defineşte P0) atunci valoarea îndecibeli a nivelului de putere coincide numeric cu celelalte nivele.

=⋅=⋅⋅=⋅=

=⋅=⋅=⋅=

0x0

x

0

20x

2x

0

xd B

0x0

x200

2

xx

0

xd B

R R ,U

Ulg2 0

R

U

1

R

Ulg1 0

P

Plg1 0 p

R R ,IIlg2 0

IR IR lg1 0

PPlg1 0 p

(4.11)

Observaţii: Iniţial noţiunea de dB s-a utilizat numai pentru puteri. Logaritmul unui număr nu are dimensiuni fizice, deci mărimile de sistem

raportate sunt adimensionale. Pentru a lua în considerare natura raportului pecare îl reprezintă, se indică, de cele mai multe ori, nivelul dB, adăugând µ V,µ A etc., ca indice: VdBµ , AdBµ .

Nivelele de mai sus au fost determinate prin utilizarea unor valori de referinţă bine stabilite şi, de aceea, sunt considerate nivele absolute, cu ajutorul cărorase poate aprecia valoarea mărimii respective.

Rapoartele de mărimi pot fi logaritmate cu logaritmul natural, exprimarearezultând în Neperi (Np).

[ ] [ ] NpP

Pln

2

1 p, Np

U

Ulnu

0

x Np

0

x Np ⋅== (4.16)

unde: R U

U,eln Np1

0

x ==

Între Np şi dB există relaţia:

( ) ( )dBU

Ulg20 Np

U

U

0

x

0

x = (4.17)

Np115,0dB1,dB686,8 Np1 == .Pentru rapoarte:

dB60 Np9,61:1000

dB40 Np6,41:100

dB20 Np3,21:10

=

=

=

În ambele reprezentări, un anumit nivel creşte cu aceeaşi cantitate pentru fiecareordin de mărime următor. Atributele dB şi Np indică numai tipul de logaritmiutilizaţi (lg sau ln) şi deşi nu sunt unităţi de măsură, sunt folosite adesea înaceastă calitate.

Nivel de perturbaţii. Interval semnal – perturbaţii.

90




Rapoartele reprezentate pe scara logaritmică poartă denumiri speciale, în funcţiede semnificaţia lor fizică sau tehnică. În domeniul compatibilităţiielectromagnetice se deosebesc nivele absolute şi nivele relative.

Nivele absolute.

• Nivelul de perturbaţii reprezintă valoarea raportată a unei mărimi perturbatoare. Limita superioară a nivelului de perturbaţii admisibil estevaloarea limită pentru perturbaţii radio stabilită de normele DIN/VDE.• Nivelul pragului de perturbaţii (Noise Threshold Level - NTL) reprezintăvaloarea minimă raportată a semnalului util, care dacă este depăşită de nivelulde perturbaţii, este percepută la locul de recepţie ca semnal perturbator.• Nivelul de semnal util reprezintă valoarea nominală raportată a semnalului

util (100%).

Nivele relative.

• Intervalul semnal – perturbaţii (raport semnal – zgomot sau Signal/NoiseRatio). Diferenţa dintre nivelul semnalului util şi nivelul pragului de perturbaţii(se poate calcula şi ca logaritmul raportului dintre semnalul util şi pragul de

perturbaţii).• Interval de siguranţă la perturbaţii. Diferenţa dintre nivelul pragului de

perturbaţii şi nivelul de perturbaţii (se poate calcula şi ca logaritmul raportuluidintre pragul de perturbaţii şi mărimea perturbatoare).

Aceste noţiuni sunt ilustrate în figura 4.19. Spre deosebire de nivelele absolutecare rezultă din raportarea la o mărime de referinţă bine determinată, nivelelerelative se determină ca diferenţă între nivele.

Fig. 4.19. Exemple de rapoarte logaritmice.

Observaţie: De obicei, nivelele nu sunt paralele cu abscisa ci, în anumitecondiţii specifice, prezintă spectre dependente de frecvenţă.

91




Pentru semnalele analogice din tehnica măsurării se acceptă, de obicei, un raportsemnal – zgomot de minim 40 dB (erori de măsurare sub 1%), pentru radio şiteleviziune valori între 30 dB şi 60 dB iar pentru telefonie se considerăacceptabil un raport de circa 10 dB. Valorile exacte rezultă din normele în

vigoare pentru fiecare caz concret.

Dacă la sistemele analogice nivelul pragului de perturbaţii se poate stabiliconvenţional în funcţie de anumite criterii de calitate, la sistemele de prelucrarenumerică a semnalelor este caracteristic faptul că, sub un anumit prag de

perturbaţii (dependent de familia de circuite logice) acestea nu sunt perturbate,iar peste acest prag funcţionarea este perturbată. În plus, trebuie să se facădistincţie între siguranţa la perturbaţii în regim static şi respectiv în regimdinamic. Dacă durata de acţiune a unei perturbaţii este mai mică decât timpul de

întârziere la comutare al circuitului respectiv, pot fi tolerate nivele de perturbaţiimai mari decât în regimul static.

4.9. Pământ şi masă

Un concept important în compatibilitatea electromagnetică îl formează perecheade termeni pământ – masă (engleză: pământ – earth, ground; masă – signalground, circuit common). În termenul „pământare”, inginerii de curenţi „tari”

(electroenergetică, electrotehnică, acţionări electrice, electromecanică ş.a.)includ, de regulă, problemele de electrosecuritate din instalaţiile electrice şi celede protecţie la trăsnet, referitor, de exemplu, la evitarea tensiunilor inadmisibileca mărime. Inginerii electronişti au în vedere, în primul rând, compatibilitateaelectromagnetică a schemelor electronice, de exemplu: evitarea buclelor de

pământare, a zgomotului de 50 Hz (brumm), tratarea ecranelor cablurilor ş.a. Înesenţă, conectarea dintre masa electronică şi pământare (sau împământare)reprezintă o problemă controversată (mai ales noţiunea de „pământare corectă”).O interconexiune pământ (P) – masă (M) trebuie să „răspundă” la trei

considerente:1- protecţia umană;2- sensibilitatea sistemelor la perturbaţii;3- protecţia sistemelor împotriva distrugerii de către supratensiuni, de

exemplu prin existenţa unor tensiuni de reţea între masa sistemului şimasa unui aparat utilizat temporar pentru măsurări.

Conectarea la pământ, pentru protecţia umană, a carcaselor metalice aleaparatelor, maşinilor electrice etc., asigură reducerea sub limita de protecţie atensiunii produsă accidental între aceasta şi pământ. Pe de altă parte, prizele de

pământ sau în general reţelele de pământare sunt „zgomotoase”, ceea ceafectează starea de compatibilitate electromagnetică a aparaturii (aceasta având

92




sensibilităţi sub zeci de mV) de măsurare, reglare etc. Asigurareacompatibilităţii electromagnetice poate presupune deconectarea masei (M) de la

pământ (P) şi reducerea cuplajelor parazite (în primul rând capacitive) dintre ele.Protecţia sistemelor împotriva distrugerii componentelor, prin eventuala

pătrundere a tensiunilor periculoase de la sistemele de verificare, solicită, cel

puţin temporar, conectarea masei (M) la pământ (P). Rezultatul acestor consideraţii contradictorii se materializează adeseori prin flotanţa părţilor analogice lipsite de tensiuni periculoase sau de posibilitatea de apariţie aacestora, conectarea permanentă a masei de referinţă digitale la pământ (P) şiseparare galvanică între cele două sisteme (analogic şi digital).

De fapt, un circuit nu are deloc nevoie de pământ (P), deoarece curentul produsde o sursă de alimentare, după parcurgerea consumatorului, se întoarce în modobligatoriu la cealaltă bornă a sursei prin conductorul de retur, conform figurii

4.20.

Fig. 4.20. Exemplu referitor la inutilitatealegăturii la pământ.

În figura 4.20, curentul I nu este determinat de nici o sursă de tensiune să circulela pământ. Ignorând acest aspect elementar, la apariţia problemelor decompatibilitate electromagnetică, există tentaţia de a crea în mod inutil legăturisuplimentare la pământ, de a mări secţiunile celor existente etc., cu speranţaînşelătoare că tensiunile perturbatoare vor fi şuntate la pământ (energia

perturbatoare va fi absorbită de pământ).

O conectare la pământ adecvată este esenţială pentru funcţionarea sigură şi

corectă a unui sistem electric. Trebuie făcută o distincţie clară între cele douăconcepte şi anume:- pământarea de protecţie (conductor de protecţie) montată pentru protecţia

oamenilor, animalelor şi bunurilor;- masa sau conductorul de referinţă comun al circuitelor electrice.

Afirmaţia este valabilă atât pentru circuitele de curenţi „tari” cât şi pentru celede curenţi „slabi”. Cu toate că pământarea (P) şi masa (M) sunt, de regulă,conectate galvanic într-un singur punct, există o mare deosebire între ele şi

anume:

93




„Conductorul de pământare este parcurs de curent numai în caz de defect, pecând conductorul de referinţă conduce curentul de lucru şi reprezintă, adesea,conductorul de întoarcere la sursă, pentru mai multe circuite de semnal”.

Această deosebire este esenţială şi reiese din termenii sau expresiile sinonime

ale pământului (P) respectiv masei (M).

Pământ Earth, GroundPământare cu protecţie Protective EarthPământarea carcasei Ground EarthPământarea staţiei Earth GroundPământare Equipment GroundConductor de protecţie Safety GroundConductor de pământare de

referinţă (!)

Fault Protection

Masă Signal GroundConductor neutru NeutralMasa schemei Circuit CommonReferinţa semnalului Signal ReferenceMasa semnalului Signal GroundPământ de măsură Control Common„0” Volt 0 V – BusObservaţie: (!) indică o conexiune a masei la pământ.

4.9.1. Pământ (sau conexiune la pământare)

Reţele de joasă tensiune cel mai des întâlnite sunt cele de tip TN în care: T – punerea directă la pământare a sursei de alimentare, N – legătură directă întrecarcasele aparatelor şi borna de pământ a sursei printr-un conductor de protecţie(PE – Protective Earth) sau prin conductorul de neutru utilizat şi în calitate de

conductor de protecţie (PEN – Protective Earth Neutral). Prin „carcasă” seînţelege o parte conductoare electric a unui aparat sau echipament care poate fiatinsă, dar care nu face parte din circuitul electric de lucru şi care în caz dedefect, ar putea fi pusă sub tensiune în mod accidental. În figura 4.21 suntevidenţiate aceste considerente.

În cazul unui defect de izolaţie, de exemplu între linia 3L şi carcasaechipamentului, prin racordul la 3L se produce un curent de scurtcircuit de la3L la P (prin bara de potenţializare), care acţionează protecţia 3F (siguranţă

fuzibilă sau chiar un întrerupător cu protecţie maximală de curent). Dacăinstalaţia de P este dimensionată conform standardelor în vigoare, se obţine înacest mod, o protecţie la atingere eficientă. La funcţionare normală, prin

94




conductorul PE nu trece curent, dacă neglijăm curenţii de scurgere prin izolaţiasănătoasă şi curenţii alternativi de valoare redusă prin capacităţile parazite, înabsenţa filtrelor de reţea.

Fig. 4.22. Punere la P într-o reţea trifazată de joasă tensiune.

Spre deosebire de conductorul PE, prin conductorul neutru N circulă curenţii defuncţionare ai tuturor consumatorilor monofazaţi conectaţi între faze şi N (adicăîntre 1L , 2L , 3L şi N). Aceşti curenţi ajung la bara de potenţializare de unde se

întorc la neutrul transformatorului trifazat din staţia de transformare, neafectaţide conexiunea barei la priza de pământ de adâncime, aceasta se întâmplă cândrezistenţa echivalentă obţinută prin suma ( )BABA R R R −++ este mai mică decâtcea a conexiunii bară – N din staţie. Atât conductorul N cât şi cel de protecţiePE se află la potenţialul P, datorită barei de egalizare a potenţialului (de

potenţializare). Cu toate acestea, la funcţionare normală, potenţialulconductorului N diferă de cel al P, datorită căderilor de tensiune determinate decurenţii de funcţionare.

95




Fig. 4.22. Filtru de reţea monofazat Schemă electrică

(prin C y circulă curenţi perturbatori spre PE).

În mod ideal, potenţialul conductorului PE este egal cu cel al P, în regimnominal, când nu există curenţi de scurtcircuit. În realitate, datorită multitudinii

de consumatori racordaţi la aceeaşi reţea, este posibil ca cel puţin unul săconecteze conductoarele N şi PE împreună, în scopul asigurării compatibilităţiielectromagnetice. Pe de altă parte, mulţi consumatori şi-au montat filtre de reţea

pentru a-şi îmbunătăţi starea de compatibilitate electromagnetică ceea ceînsemnă circulaţia de curent prin PE, conform figurii 4.22.

Căderile de tensiune produse de curenţii perturbatori pe traseul PE (caracterizatde pR şi pL , p - proprie) acţionează adeseori ca perturbaţii de mod comun în

buclele de pământare. De obicei, se utilizează denumirea de „pământcontaminat”. „Pământul contaminat” produce în mod obişnuit tensiuni

perturbatoare în sistemele de măsurare şi control, iar în cazul clinicilor medicalecomplexe, cu multe aparate electronice alimentate de la reţeaua de energieelectrică şi prevăzute cu filtre de reţea, pot apare situaţii periculoase pentru viaţa

pacienţilor. Pacienţii pot fi conectaţi, din motive de electrosecuritate laconductorul de protecţie PE.

Pământarea joacă un rol important în protecţia la trăsnet a clădirilor, pilonilor antenelor, liniilor aeriene de transport a energiei electrice, a staţiilor de înaltătensiune în aer liber etc. Creşterea de potenţial provocată de trăsnet se limitează

prin reducerea rezistenţei prizei de pământ.

4.9.2. Masă

În tehnica circuitelor electronice, prin masă se înţelege o referinţă comună, presupusă izopotenţială (sau echipotenţială; izos – acelaşi; echi – egal), faţă decare se măsoară tensiunile din diferite puncte ale unei scheme. De cele maimulte ori, în aparatele şi sistemele electronice, întâlnim un plan de masă sau

chiar o masă spaţială (repartizată în spaţiu).La aparatele alimentate cu o singură sursă, traseul de masă poate fi ales, deexemplu, ca fiind traseul de alimentare spre care se conectează emitoarele

96




tranzistoarelor din schemă (masă „negativă”sau aparate cu „minusul” la masă – tranzistoare npn; masă „pozitivă” sau aparate cu „plusul” la masă). În alteaplicaţii ca de exemplu circuite din structura receptoarelor radio sau deteleviziune, circuite de radiocomunicaţii ş.a., masa se poate alege la traseul dealimentare spre care se conectează bobinele de inductanţă sau circuitele

selective.

La aparatele alimentate cu mai multe tensiuni, masa este conductorul (sausistemul de conductoare conectate galvanic) de întoarcere comun pentru toatecircuitele.

Masa poate, dar nu trebuie neapărat, să aibă potenţialul pământului. ConectareaM la P se face într-un singur punct adecvat ales de la schemă la schemă. Masacircuitelor electronice are acelaşi rol ca şi conductorul neutru N al sistemelor de

alimentare cu energie electrică.

Dacă masa M a unei scheme, extinsă spaţial, este conectată la pământare, în maimulte puncte, se obţine o buclă de masă + pământare. Dacă punctele de

pământare P au potenţiale diferite, pot apare curenţi de egalizare a potenţialelor,care produc căderi de tensiune pe impedanţele buclei (M+P). Aceste tensiuni sesuprapun peste tensiunile de semnal, acţionând ca perturbaţii de mod normal. Lafrecvenţe înalte, masa cablajelor imprimate fiind repartizată pe o suprafaţă mare(practic înconjoară toate celelalte trasee), între masă (M) şi pământare (P) apare

o capacitate parazită de valoare semnificativă. Chiar conectând galvanic masa Mla pământare numai într-un singur loc, pot apare bucle de punere la pământare, prin capacităţile parazite masă – pământare.

Din punct de vedere topologic (topos – loc, plasament) şi indiferent decomplexitatea unei scheme electronice (un singur modul de circuit imprimat,mai multe module organizate pe sertare sau rack – uri şi dulapuri etc.), existădouă moduri de plasare a masei:- punct de masă central cu sau fără legături radiale (single point ground);

- masă distribuită sau masă de suprafaţă sau spaţială (multi – point ground).Pentru a reduce numărul de legături de masă în paralel către punctul comun(central), de multe ori se grupează separat consumatorii cu nivele de putericomparabile, blocurile funcţionale analogice, blocurile numerice etc.

Punctul de masă central se recomandă pentru lungimi ale legăturilor de masămult mai mici ca 4λ . Dacă lungimea unui conductor de masă este de ordinulde mărime al , atunci, impedanţa lui tinde spre infinit. Potenţialul de masă alunui modul electronic nu va fi determinat, în acest caz, de potenţialul punctuluicentral de punere la pământare, ci de un potenţial rezultant al potenţialelor conductoarelor învecinate, faţă de care traseul de masă prezintă capacitaţi

97




parazite şi inductivităţi mutuale tot cu efect parazit. Se trece atunci la o masădistribuită, în care se efectuează legături de masă foarte scurte, de inductivitatefoarte redusă. Masa distribuită trebuie să prezinte, la rândul ei, inductivitateminimă.

Căderile de tensiune reziduale descrise mai sus pot produce curenţi prin buclelede pământare, care să se închidă capacitiv (capacitaţi parazite între masamodulelor şi carcasa conectată la pământ).

4.10.Conectarea la masă a traductoarelor şi conectarea masei la pământare

Semnalele analogice cu niveluri scăzute, obţinute de la senzori şi traductoare,sunt transmise la amplificatoarele de măsurare (AM) prin cabluri ecranate.

Ecranul cablurilor trebuie conectat la masă, cu evitarea formării de bucle perturbatoare în care se pot cupla semnalele parazite, care să ajungă la AM.

Un exemplu tipic, care îl constituie traductoarele montate pe maşinile de prelucrare prin aşchiere, electroeroziune sau sudură electrică, al căror batiu esteconectat la pământarea de protecţie. Priza de pământ (centura de pământare) este

puternic poluată electromagnetic şi, de la aceasta, prin batiu se pot cuplasemnale perturbatoare la AM. Câteva situaţii sunt prezentate în continuare.

1) Traductorul posedă pământare obligatorie. În figura 4.23 este reprezentatăschematic conectarea greşită, la masă electronică, a ecranului de protecţieantiperturbatoare a unui termocuplu. Sudura (joncţiunea) de măsurare atermocuplului este montată neizolată electric la batiu, deci la masaelectrică a maşinii de prelucrat ( su - tensiune de semnal furnizată de TC,

)(f u batius ϑ= ).

Fig. 4.23. Exemplu de conectare greşită la masă, a ecranului unuicablu de prelungire al unui termocuplu (TC).

98




pu - tensiune perturbatoare produsă de curenţii care circulă prin centura de pământare (prin cădere pe rezistenţa şi inductanţa parazită proprie);

1M - masa electrică a maşinii, la care este conectat şi T.C.;2M - masa electronică a A.M.;1P - pământarea de protecţie a maşinii;2P - pământarea de protecţie a A.M.; pC - capacităţi parazite distribuite traseu – ecran;

21 p p r r ≠ - rezistenţe parazite ale conductoarelor cablului de prelungire; diferenţade valoare este dată de materialele diferite ale conductoarelor cablului de

prelungire;A – amplificator diferenţial (instrumental); pi - curent perturbator produs prin buclele parazite.

Prin conectarea ecranului la masa 2M se formează bucle perturbatoare prin 1P ,1M , batiu, TC, pC , E, 2M , 2P . Batiul este metalic, iar TC reprezintă

termocuplul propriu-zis şi cablul de prelungire.

Căderile de tensiune, produse de curentul parazit pe traseele de semnal util, suntdiferite, la intrarea A rezultând o tensiune de mod diferenţial, serie cu semnalulutil, pe care A o amplifică. În acest mod, apare o eroare semnificativă,

CV70us µ≤ , sau chiar nu se poate măsura semnalul util (semnal înecat înzgomot).

Alte variante de conectare sunt următoarele:- conectarea ecranului la 1M spre TC propriu-zis (stânga, figura 4.23) şi la 2M (dreapta, figura 4.23), este cea mai dezastruoasă deoarece bucla este închisăgalvanic şi nu prin pC ; la o buclă conductoare galvanic se pot cupla mai multmulte semnale perturbatoare (galvanic, capacitiv, inductiv).- neconectarea la masă a ecranului conduce la o slabă ecranare electrică.

Soluţia corectă este reprezentată în figura 4.24 şi are următoarele măsuri incluse:- conectarea ecranului la masa 1M ;

- micşorarea buclei 1M - E - p

C

- traseu – joncţiune TC – batiu - 1M ;- distanţarea la minim 10 cm a ecranului (cablu de prelungire + ecran) desuprafaţa P, cu scopul reducerii capacităţii parazite ecran – pământare ( EPC ).CEP fiind distribuită, dacă are valoare mare, poate închide bucla perturbatoarecare include căderea de tensiune dintre P1 şi P2.

99




Fig. 4.24. Conectarea corectă a ecranului la M 1 şi M1 la P1.

O altă soluţie de tratare antiperturbatoare constă din următoarele măsuri:- separarea galvanică a semnalului util lângă senzor (amplificator cu izolaregalvanică – A.I.G., fie prin semnal optic – optocuplor, fie prin câmp electric – condensator);- conversia semnalului util de la ieşirea AIG în semnal unificat de curent (2 – 10mA sau 4 – 20 mA) sau în semnal de frecvenţă, adică o conversie tensiune – frecvenţă ( KHzV1 sau KHzV10 );-transmisia acestui semnal la amplificatorul de măsurare pe canal detransmisiune adecvat (fibră optică, cabluri torsadate, cablu ecranat etc.).

Pentru toate aceste măsuri, rezultă un CMRR=100…120 dB la semnale

perturbatoare cu frecvenţa reţelei monofazate (cea mai perturbatoare).

2) Amplificatorul receptor are împământare obligatorie iar senzorul esteizolat faţă de masă (flotant) şi pământ.

Fig. 2.26. Soluţia corectă de conectare a ecranului la masă.

-Buclă la intrarea amplificatorului de arie minimă;- pC minimă prin pozarea cablului ecranat la distanţă de P.

100




Pozarea însemnă suporturi depărtate la o distanţă determinată de tendinţa deîncovoiere a cablului sub acţiunea propriei greutăţi.

4.11. Aplicaţii

A) Structura de masă electronică

Buclele de masă străbătute de curenţii circuitelor electronice din care fac parte(curenţii de retur) pot fi perturbatoare. Câteva exemple de bucle de masă sunt

ilustrate în continuare, ca realizare topologică (schemă topologică).

Fig. 4.27. Schema electrică a unui etaj de conversie a unui

semnal MF în semnal de FI-MF (10,7MHz).

În figura 4.27 sunt reprezentate: un etaj mixer (amestecător) de frecvenţă – format din: 1T , 1R , 2R , 3R , 6C , 2L , 3L , 9C , 10C , 11C ; un oscilator local(OL) format din: 2T , 4R , 5R , 6R , 1L , 3C , 4C , 5C , 7C , 8C . Condensatorul1C - realizează separarea galvanică a semnalului de intrare („blocarea ”

componentei continue); 2C - realizează separarea galvanică pentru semnalulfurnizat de oscilator (OL); 7R , 12C , 13C - realizează filtrarea tensiunii dealimentare (filtru „trece - jos”, împiedică pătrunderea semnalelor de frecvenţă

înaltă spre masa de alimentare); 2L - 9C şi 3L - 11C cuplate prin 10C -realizează un filtru Cebâşev cu două celule, ca sarcină acordată a mixerului (FI – MF →Frecvenţă Intermediară – Modulaţie în Frecvenţă).

101




Dacă bobina de inductanţă a OL ( 1L ) este realizată pe cablajul imprimat şi esteecranată cu un contur închis de cablaj imprimat, acest ecran fiind conectat lamasă, se poate produce o buclă perturbatoare, ca în figura 4.28, dacă bucla este

parcursă de curentul de retur. În funcţie de configuraţia cablajului imprimat,

bucla de masă poate fi parcursă de curenţi de retur variabili care produc un câmpmagnetic variabil în jurul conductoarelor pe care le parcurg. Acest câmpmagnetic variabil intersectează spirele bobinei 1L , inducând în ele un curent

parazit.

Fig. 4.28. Buclă de masă perturbatoare, parcursă de curentul de retur.

Pentru ca bucla de masă să nu fie perturbatoare, circuitul trebuie reconfigurattopologic, ca în figura 4.29.

Puntea se poate efectua, fie prin fir de conexiune, fie prin traseu argintat, găurilefiind metalizate. Traseele şi 1L sunt pe o faţă, iar puntea pe faţa opusă. Traseulde masă (linia întreruptă) nu este recomandat să fie prea lung (R, L -semnificative); se reorientează OL astfel ca traseul de masă să fie de lungimeminimă. De obicei, traseul de masă, la înaltă frecvenţă, se extinde în jurulcelorlalte, având grijă să nu se crească prea mult capacităţile parazite.

102




Fig. 4.29. Buclă de masă neperturbatoare.

Ecranarea cu un traseu imprimat conectat la masă a unui circuit reprezintă o altă

variantă de conectare. În figura 4.30-a, este reprezentat un amplificator desemnal mic ecranat cu traseu imprimat. Bucla de masă (din figura 4.30-a) este perturbatoare, iar în figura 4.30-b bucla de masă este neperturbatoare, în care

sU , sZ reprezintă alte etaje de semnal ecranate împreună cu cel realizat cutranzistorul T. Curentul ( ) sI p1 ⋅− parcurge bucla pentru a se întoarce lageneratorul sU , ( )1,0 p∈ .

Fig. 4.30. Bucle de masă: a) buclă perturbatoare; b) buclă neperturbatoare.

Observaţie: Conectarea la masă a buclei utilizată ca ecran se face cât maiaproape de circuitul care produce iU , adică de intrarea circuitului ecranat şinumai într-un singur punct.

În practică, circuitele imprimate se optimizează în sensul minimizării efectelor

perturbatoare.

103




B) Modul de alimentare, definit prin poziţia relativă a sursei de alimentarefaţă de etajul alimentat. Acest concept reprezintă poziţia topologică a bornelor de alimentare în cadrul sistemului. În funcţie de poziţia punctului de alimentarefaţă da masă există trei variante, după cum urmează:

1) alimentare dinspre ieşirea de semnal a circuitului – variantă bună calitativ

(figura 4.31-a);2) alimentare dinspre intrarea de semnal a circuitului – variantă slabă

calitativ (figura 4.31-b);3) alimentare centrală – cea mai bună calitativ (figura 4.31-c).

Fig. 4.31. Variante de alimentare; a) alimentare dinspre ieşire;

b) alimentare dinspre intrare; c) alimentare centrală.

În formele de cablu (care realizează conexiunile între diverse subansambluri) sesepară conductoarele de semnale mici de cele de semnale mari. Dacă nu se potsepara, cele de semnale mici se ecranează. Pe plăcile cu circuite integrate se

prevăd trasee de masă la conector, ca în figura 4.32.

Fig. 4.32. Conectarea masei electronice la o placă cu circuite integrate.

Se prevăd câte doi pini de conector pentru creşterea fiabilităţii.

C) Bucle de alimentare care închid şi trasee de masă Fie schema electrică prezentată în figura 4.33.

104




Fig. 4.33. Amplificator de semnal mic (a) şi alimentator (b).

În figura 4.34 este prezentată schema topologică perturbatoare, la care problemele sunt următoarele:

a) Curentul de bec parcurge masa de intrare. Căderea de tensiune (tensiunede brumm) pe traseul de masă 41 MM − (R+L) se înseriază cu semnalul deintrare Iu ; această cădere de tensiune devine semnal perturbator pentru etajul deamplificare datorită situării (topologic) în bucla de intrare (un amplificator

prelucrează semnalul aplicat la între borna de intrare, în acest caz, între baza şiemitorul tranzistorului T) şi are în semnalul de ieşire ou , următoareacomponentă (amplificatorul este liniar în banda 20 Hz - maxf , adică inclusivfrecvenţa semnalului perturbator) pI pIo uAuAuuAu ⋅+⋅=+⋅= :

II,td

idLIr Au

L

L

4M1MLMMop 41

>>

⋅+⋅≅

−−

Fig.4.34. Schemă topologică perturbatoare.

Observaţie: Conectarea la masă a S2 şi L este impusă de reducerea interferenţeitensiunii de brumm.

b) Bucla de alimentare a becului (haşurată) poate avea o arie mare şivariabilă datorită modificării poziţiei conductoarelor; câmpul magnetic generatde buclă poate fi destul de mare.

105




c) Bucla de intrare are o arie destul de mare şi nu este ecranată (A B C M3

M2 M1 D); câmpurile magnetice variabile induc tensiuni mari şi scade raportulsemnal/zgomot al etajului de amplificare: porţiunea AB nefiind ecranată,circuitul este sensibil atât la perturbaţii interioare, cât şi la perturbaţii exterioare.

Soluţia topologică şi constructiv-tehnologică optimă (adică adaptarea unor tehnici de realizare a cablurilor) este prezentată în figura 4.35.

Fig. 4.35. Schemă topologică optimă pentru schema din fig. 4.33.

Simbolul a) are următoarele semnificaţii: fire foarteapropiate, despărţite (b), fire torsadate sau răsucite

(c), cablu ecranat (d).

1P - pin (bornă) intrare semnal, 2P - pin (bornă) de masă a semnalului, 3P - pin (bornă) de masă a becului, 4P - pin (bornă) de alimentare a becului.

Observaţie: Nu se vor conecta pinii (bornele) 2P cu 3P (suplimentar faţă deconexiune deja existentă) deoarece apare o buclă la intrare.

D) Surse de alimentare

Redresor monoalternanţă cu filtru capacitiv:

106




Fig. 4.36. Redresor monoalternanţă: a) schemă electrică; b) forme de undă.

În regim permanent (după un anumit număr de alternanţe ale tensiuniisecundare, capacitatea C se încarcă la vârful tensiunii sinusoidale, descărcarea

parţială datorându-se curentului de sarcină şi curentului de pierderi), dioda D se

află în conducţie mai puţin de o semiperioadă a tensiunii secundare, conformformelor de undă din figura 4.36-b.

La sarcină constantă, tensiune de reţea constantă şi condiţii de mediu ambiant(în principal temperatură) constante, durata de conducţie a diodei este constantăla repetarea periodică în timp. Dioda D intră în conducţie când tensiuneasecundară, prin alternanţa pozitivă, depăşeşte cu valoarea de prag a tensiuniidiodei, valoarea tensiunii la bornele condensatorului şi se blochează cândcapacitatea C se încarcă la valoarea pragDv UU −− . Datorită variaţiei curentului

pe traseul A B C D, în figura 4.37, porţiunea de masă dintre punctele C şi D estefoarte zgomotoasă, manifestându-se prin R şi L parazite.

Fig. 4.37. Schemă topologică echivalentă schemei electrice din fig.

4.36-a.

În figura 4.36-b, valoarea curentului de vârf prin diodă este aproximativ egală cu( )cs tTI ⋅ . Caracteristicile notabile ale redresorului monofazat cu filtru capacitivsunt arătate în tabelul 4.1.

Nu se recomandă conectarea la masă pe traseul C D, ci cât mai aproape debornele B şi C ale capacitaţii. Când apar zgomote de tip brumm, problemelesunt de natură topologică.

107




Tabelul 4.1.

Puterea tipică a transformatorului : [ ] [ ]W,IUP,VAP73,1P ssssT ⋅=⋅= ;

Tensiunea în secundar : s2 U95,0U ⋅= , 2U - valoare efectivă.

Tensiunea inversă pe diodă : sR U4,2U ⋅= ;Curentul continuu prin diodă : sD I0,1I ⋅= ;

Curentul în secundar : s2 I1,2I ⋅= ;

Valoarea capacităţii C [F] : ( )svvs3

UI105C ⋅⋅=− ;

Tensiunea maximă pe condensator : 2C U41,1U ⋅≅ ; 2U - valoare efectivă.

Frecvenţa tensiunii ondulatorii(ripple)

: Hz50f s = ;

Suprafaţa miezuluitransformatorului : ]cm[P5,1S 2TFe ⋅= , fără izolaţia tolelor;

Numărul de spire/volt în primar :,

SB

45n

Fe p ⋅= unde B [T] – inducţie

magnetică;

Numărul de spire în secundar : p22 nU07,1 N ⋅⋅= ;

Curentul în primar : ]A[,UPI pT p = .

Un exemplu de conectare la masă cu efecte perturbatoare este prezentat în figura

4.38, în care sR reprezintă un alt consumator.

Fig. 4.38. Conexiune la masă cu efecte perturbatoare.

Un alt exemplu este reprezentat în figura 4.39, în care, după redresorulmonofazat cu filtru capacitiv, se conectează un circuit multiplicator decapacitate realizat cu tranzistor bipolar. O schemă topologică optimă se obţine

unind masele 1M , 2M , 3M şi 4M cu un singur traseu, cât mai scurt posibil, înordinea menţionată. Optimalitatea la un circuit aşa de simplu este dată desepararea clară a zonelor de masă.

108




Fig. 4.39. Redresor capacitiv cumultiplicator de capacitate, M 1-M 2

masă perturbatoare.

În figura 4.40 sunt reprezentate variante greşite ale redresorului monofazat cufiltru capacitiv cu multiplicator de capacitate, iar în figura 4.41 varianta cea mai

bună care se poate obţine.

Figura 4.40. Scheme topologice perturbatoare.

a) toată masa este zgomotoasă.

Tranzistorul T prelucrează şicăderea de tensiune de pe masa

M 3-M 4.

b) Forma tensiunii pe sarcină (fig. 4.40-a)

c) toată masa este zgomotoasă.

Tranzistorul T prelucrează şicăderea de tensiune de pe masaM 4-M 3.

d)Forma tensiunii de sarcină

(fig. 4.40-c).

109




Fig. 4.41. Schema topologică optimă.

În continuare se analizează o schemă de stabilizator de tensiune continuă cureacţie negativă (regulator încorporat).

Fig. 4.42. Schema electrică a unui stabilizator liniar de tensiune continuă cu reacţienegativă şi element de reglare serie.

PR – punte redresoare; ERS – element de reglaj serie; AE – amplificator de eroare(C2 – compensează în frecvenţă amplificatorul de eroare); STR – sursă de tensiunea

de referinţă.

Dacă, în figura 4.42, unim masele 1M , 2M , … 7M , în această ordine, printr-un traseu conductor, nu rezultă o schemă topologică optimă.

Performanţele unui stabilizator liniar de tensiune continuă cu reacţie negativă:- rezistenţa internă: în semnal continuu: Ω≤ m10r i , în semnal alternativ:

[ ]KHz100,1f ∈ , ir - de ordinul a câţiva Ω ; pentru a micşora valoarea lui ir însemnal alternativ, la bornele de ieşire se montează un condensator.

( )

32

3iesteoretici

R R

R ,

1

TR r

+=γ

γ +=−

-tensiunea de ieşire (schema topologică optimă):

si

3

2ref s ir

R

R 1Uu ⋅−

+⋅= (4.18)

unde su , si au şi componente de semnal mic, si datorită variaţiei sarcinii (în principal), iar su datorită căderii si ir ⋅ şi a altor factori de influenţă.

110




- coeficienţi de stabilizare sau factori de stabilizare ai sU :( ),...,i,U,Uf U asref is ϑ=

...dU

idi

UUd

U

UUd

U

UdU a

a

ss

s

sref

ref

si

i

ss +ϑ⋅

ϑ∂

∂+⋅

∂

∂+⋅

∂

∂+⋅

∂

∂=

i

sU

U

US

i ∆∆≅ , ceilalţi factori constanţi,

ref

sU

U

US

ref

∆= , ceilalţi factori constanţi ş.a.m.d.

În figura 4.42, dacă se conectează masele în ordinea 1M , 2M , … 7M , nu serespectă principiul separării căilor (cele de semnal mare, separate de cele desemnal mic), întreg curentul de sarcină circulând prin masa amplificatorului deeroare.

Fig. 4.43. Schemă topologică perturbatoare.

Pentru amplificatorul de eroare avem: 0U;0II IINII ==≅ ∆ (II-intrareainversoare, IN-intrarea neinversoare).

( )[ ]

( )

⋅++−≅

⋅−⋅++⋅+

≅

s543r e f I N

s5s65s

32

3I I

ir r r UU

ir ir r UR R

R U

raportat la M6, M7.

raportat la M6, M7 şiminsmax3maxAE II,I −−− <<

Observaţie: În scrierea ecuaţiilor, semnalele ar trebui considerate în forma:sss uUu += , în care sU este componenta continuă constantă în timp, iar su -

componenta variabilă în timp. Idem pentru sss iIi += .

Din condiţia INII UU = rezultă:

( ) ( ) s6543

3

32ref

3

32s ir r r r

R

R R U

R

R R u ⋅

+++⋅

+−⋅

+= (4.19)

în care su nu este constantă în timp datorită termenului ( ) ( )65433

32 r r r r R

R R +++⋅

+.

111




Dacă se ţine cont şi de R i , AEi , 3i , IIi , INi , DIu ,a

III

ϑ∆

∆,

a

INI

ϑ∆

∆,

a

DIU

ϑ∆

∆ş.a.,

modelul matematic se complică. Totuşi factorii de influenţă principali suntreliefaţi în expresia lui sU . Variaţiile curenţilor, în special cea a lui si , produccăderi de tensiune pe inductanţele parazite ale traseelor de masă.

Soluţia antiperturbativă, respectiv schema topologică optimă, asigură factori destabilizare mai buni şi este dată în figura 4.44, în care se asigură stabilitateatensiunii la bornele stabilizatorului. Pentru stabilitatea tensiunii la bornelesarcinii, schema topologică este prezentată în figura 4.46.

Fig. 4.44. Schema topologică optimă pentru stabilizareatensiunii la bonele de ieşire.

Aproximaţiile făcute la determinarea expresiei su se pot în expresia sti ir ⋅ ,unde tir reprezintă rezistenţa internă teoretică a stabilizatorului de tensiunecontinuă. În această situaţie expresia (4.19) devine:

( ) ( ) s65433

32tiref

3

32s ir r r r

R

R R r U

R

R R u ⋅

+++⋅

++−⋅

+= (4.20)

Comparând relaţiile (4.18) şi (4.20), rezultă:

( ) 65433

32tireali r r r r R

R R

r r +++⋅

+

+≅− (4.21)Soluţia din figura 4.44, în care se evidenţiază separarea căilor de semnal (traseeseparate pentru semnalele mici de cele pentru semnale mari), asigură cu o bunăaproximaţie tii r r ≅ .

Tot în figura 4.44 s-a haşurat ochiul (bucla) pe care se măsoară semnalul deeroare, adică diferenţa dintre ref U şi o parte din sU , obţinută prin divizarea cu

32 R R − . Această buclă se poate cupla magnetic parazit cu si , ceea ce poatedetermina apariţia unor oscilaţii parazite mari la ieşirea stabilizatorului, cândreacţia poate deveni pozitivă. Pentru a preîntâmpina acest cuplaj parazit, semodifică schema topologică optimă din figura 4.44 într-o formă mai bună,

112




„optimum optimorum”, ca în figura 4.45. Se constată înlocuirea alimentăriiamplificatorului de eroare şi a sursei de tensiune de referinţă cu o sursă detensiune independentă de iU , preferabil de la un transformator separat faţă de1Tr al sursei principale.

Fig. 4.45 .Schema topologică „optimum optimorum”.

Se remarcă următoarele aspecte: cablul de alimentare la reţeaua monofazată areconductoarele foarte apropiate; torsadarea traseelor de curent mare (tur - retur),

până la colectorul tranzistorului T şi de la emitor la bornele de ieşire;alimentarea separată a amplificatorului de eroare şi sursei de tensiune dereferinţă; transformatoarele 2Tr şi 1Tr au axele perpendiculare pentrureducerea cuplajului prin fluxuri de dispersie magnetice; divizorul 32 R R − esteconectat cât mai aproape de bornele de ieşire (se reduc rezistenţele 65 r ,r dinfigura 4.43); masa sursei auxiliare se conectează cu traseu scurt la borna +(borna – a condensatorului 4C , borna + a condensatorului 5C , priza mediană alui 2Tr , 2R , returul STR); condensatorul 3C este montat direct la borne.

Partea de forţă se cablează separat de partea de comandă, aceasta din urmă

realizându-se pe cablaj imprimat. Cablurile de forţă, chiar torsadate, trebuiescurtate la minim. 1PR poate fi pe acelaşi radiator termic cu tranzistorul T.Sursa se completează cu protecţii (circuite de protecţie la suprasarcină şiscurtcircuit, la supratensiune la ieşire, siguranţe fuzibile).

113




Fig. 4.46. Sursă cu patru borne de ieşire.

Cele două rezistenţe R asigură conectarea

R3 la –U şi M la + U în gol (fără RS

montată).

În aplicaţii ieftine, sursa auxiliară se realizează ca în figura 4.47:

Fig. 4.47. Varianta ieftină de alimentare a părţii de comandă:

a) detaliu de schemă electrică; b) schema topologică optimă.

Pentru sursele stabilizate integrate (mai multe sau chiar toate funcţiile unuistabilizator liniar de tensiune cu reacţie negativă, cu protecţie simplă sau setcomplet) se aplică aceleaşi principii de proiectare topologică. Circuitul integratµ A 723 are o schemă aproape identică cu cea din figura 4.45. La circuitele

integrate de tensiune fixă sau reglabilă cu trei sau patru terminale (pini), schematopologică optimă este:

Fig. 4.48. Stabilizatoare integrate cu trei terminale: a) stabilizatoare de tensiune fixă;

b) stabilizatoare de tensiune reglabilă.

114




Pentru seria µ A 79XX (tensiuni negative), schemele sunt asemănătoare cu ceadin figura 4.48-a, iar pentru circuitul integrat LM 337 (tensiuni negative)schema este asemănătoare cu cea figura 4.48-b.

E) Amplificatoare de audiofrecvenţă (AAF). Topologie optimă.

Fie un AAE având schema electrică din figura următoare:

Fig. 4.49. Schema electrică a unui amplificator de audiofrecvenţă.

Dacă se unesc punctele de masă în ordine crescătoare de la 1 la 11, se obţine un

raport semnal/zgomot de valoare maximă probabilă cu această schemă (legăturicât mai scurte posibil).

Tensiunea de zgomot produsă de redresorul cu filtru capacitiv nu afecteazăetajul final de putere (driver şi etaj în contratimp 3T , 4T şi 5T ), dar influenţează preamplificatorul 1T şi 2T . Pentru a minimiza influenţele

perturbatoare, s-au prevăzut un filtru şi un stabilizator parametric f R , f C , DZ.

Greşelile de natură topologică pot fi următoarele:a) alegerea incorectă a punctelor de masă de intrare şi de ieşire; b) nerespectarea punctelor optime de conectare la masă a unor componente din schemă;c) cablarea greşită a tranzistoarelor din etajul final.

Exemplificări:1) Presupunem AAF realizat pe un cablaj imprimat, conexiunile la masă fiindrealizate ca în figura 4.50:

115




Fig. 4.50. Schemă topologică optimă a amplificatorului de audiofrecvenţă.

Varianta topologică este optimă: se respectă structura de cuadripol, sunt puse în

evidenţă două perechi de borne, una pentru intrare şi alte de ieşire. Nu existăcuplaje parazite prin masă.

Potenţiometru de volum se conectează la masa din montaj, la punctul 6M . Serespectă regula: „pentru minimizarea cuplajelor parazite prin masă, pentrufiecare element de pe panoul de comenzi şi interconexiuni se conecteazălegătură separată din punctul corespunzător la masa (din schemă)”.

Conductoarele de intrare şi cele de la potenţiometru se ecranează, iar cele de

ieşire se torsadează (semnal mare). Pentru un cuplaj parazit intrare–ieşire şi maimic, se ecranează şi conductoarele de ieşire.

Variante greşite. În figura 4.51 sunt prezentate variante topologic perturbatoare.

Fig. 4.51. Scheme electrice perturbatoare.

Pentru figura 4.51-a se constată următoarele:

- la intrarea de semnal a AAF, în serie cu tensiunea de semnal util se aplică toatăcăderea de tensiune produsă de curenţii de alimentare şi semnal de ieşire

116




(retururi, pe traseul de masă 91 M...M şi pe porţiunea ps9 iiMA +− , I numaidin AAF).- la intrarea în etajul cu 3T se aplică, pe lângă semnalul util, şi căderea detensiune pe traseul B - A (mai mică), respectiv A, 59 MM − .- căderea parazită de tensiune se comportă ca un semnal de reacţie, deoarece

conţine variaţia curentului si .

Pentru figura 4.51-b se constată următoarele:- curentul de sarcină si circulă pe întreg traseul de masă al AAF, adică

91 MMCBA − ;- căderea de tensiune pe porţiunea 41 MMC − se aplică în serie cu su la intrareaAAF (este amplificată de 1T );- căderea de tensiune pe porţiunea 54 MM − este amplificată de 2T , pe lângăsemnalul primit de la 1T ;

- căderea de tensiune pe porţiunea 71 MMBC − , eventual divizată prin P, esteamplificată de etajul driver 3T .

2) Nu este permis să legăm 10M sau 11M la 1M deoarece aducem masa

zgomotoasă a sursei de alimentare la intrarea AAF. '7M şi "

7M se

conectează la 7M .f sursazgzg R ui −=

Dacă V3u zg = , Ω=100R f , rezultă mA30izg = .

Dacă aducem '7M şi "

7M la 1M , curentul de zgomot trece prin traseul

41 MM − , pe care produce o cădere de tensiune ce se aplică la intrarea lui 1T .

Zona optimă pentru '7M şi "7M este în regiunea 107 MM − . Dar,

condensatorul f C trebuie conectat cât mai aproape de etajul decuplat, adică

"7M la 7M . În zona 108 MM − circulă curenţii mari ai etajului se ieşire.

Observaţie: f C este o capacitate de decuplare a unui etaj electronic de la sursa

de zgomot de pe tensiunea de alimentare datorată funcţionării redresorului cufiltru capacitiv. În absenţa f C , variaţiile zgu se regăsesc în punctul A din figura

117




4.49. Prin sarcina acumulată pe durata când zgu este maximă, f C compenseazăsarcina deficitară când zgu este minimă.

Secundarele folosite în alte scopuri,cum este alimentarea becului, trebuieconectate la masă (cu un singur capăt,

bineînţeles) eventual la masa deintrare.

Dacă sistemul format din parteelectronică şi parte mecanică (adicăaparatul întreg) are impedanţaechivalentă dintre punctul 1M şi

pământ, mai mică decât impedanţaechivalentă dintre punctul 9M şi

pământ atunci se conectează1312 MM − la 1M .

Fig. 4.52. Conectarea la masă a secundarului auxiliar.

Fig. 4.53. Conectarea la masă aînfăşurărilor secundare auxiliare.

Dacă în cazul 2) (din figura 4.53-b), se conectează D la 1M , curentul perturbator care ajunge la în 1M de la faza reţelei, prin capacitatea parazită primar – secundar şi conexiunea 1MD − , se va închide în majoritate prin traseul

91 MM − şi 2Z .

Regulă: Punctul D se leagă la carcasa metalică a sistemului iar aceasta se leagăla pământ în punctul de impedanţă minimă faţă de acesta (P), sau punctul D se

leagă la carcasă, carcasa la 1M şi carcasa la priza de pământ, în acelaşi punct:

Fig. 4.54. Variantă optimă de conectarea secundarului auxiliar cu masa

sistemului şi cu pământarea.

3) Deoarece etajele finale în clasă A sau AB sunt dimensionate pentru puteriutile mai mari decât 0,5 VA (pentru puteri mici fiind avantajoase etajelefinale în clasă A), curenţii prin acestea sunt destul de mari încât să producă

118




perturbaţii prin câmpul magnetic produs. O măsură eficientă împotrivacuplajelor magnetice parazite o constituie micşorarea ariei buclelor (ochiurilor) pe care circulă curenţi mari şi plasarea paralelă a conductoarelor de tur şi retur. În figura 4.55 sunt ilustrate buclele perturbatoare alecurentului din etajul final.

Fig. 4.55. Bucle perturbatoare în etajele finale ale AAF lucrând în clasă A sa AB.

Între mufa priză de ieşire a AAF şi sarcină (difuzor) cablul de legătură estetorsadat, pe această porţiune perturbaţiile fiind reduse. Între emitoarele 4T şi5T conexiunea este scurtă. Ariile buclelor perturbatoare nu sunt egale, de aceea

reacţiile nu sunt egale şi nu se anulează reciproc prin funcţionare în contratimp.

Conductoarele de ducere şi de întoarcere sunt următoarele:- pentru B+: ducere: 21+ , întoarcere: 65+ ;- pentru B-: ducere: conexiunea 1C+ la E ( 5T ) care este scurtă, întoarcere:

543 ++ ;

Observaţie: Condensatorul 1C este montat foarte aproape de ansamblul 4T ,5T şi de mufa priză de ieşire astfel rezultă conexiuni scurte.

Reducerea nivelului perturbaţiilor este asigurată de topologia corectă,reprezentată în figura 4.56. Astfel, ducerea 21+ este condusă în paralel (foarteapropiate) de întoarcerea 65+ şi la fel pentru B-. Conexiunea dintre mufa prizăşi difuzor trebuie torsadată sau chiar ecranată, pe când cuplul tur–retur al firelor

de alimentare trebuie să fie doar torsadat (sursă de tensiune continuă).

Fig. 4.56. Topologie corectă pentru etajul final al AAF din fig. 4.49.

119




Fig. 4.57. Schemă topologică

perturbatoare.

În figura 4.57 este prezentată otopologie perturbatoare. Datorităcurenţilor ce parcurg buclele (curenţivariabili în timp) apar câmpuri

magnetice perturbatoare.

120

Date post:	11-Jul-2015
Category:	Documents
Upload:	dumitru-marius
View:	285 times
Download:	0 times

CAE_Cap_4

Documents